JPH0472425B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔技術分野〕 本発明はランダム デジタル データ信号から
スペクトル的に整形され振幅変調された時間変動
波形を生成するためのデジタル合成技術に関す
る。

〔背景技術〕

多くの通信システムはデジタル データ信号が
時間変動波形、つまり、キヤリヤ信号の振幅を変
調する変調フオーマツトを使用する。システムの
情報搬送能力を増加させるために、この変調プロ
セスは通常の２つのデジタル データ信号を同時
に使用して遂行される。片方のデータ信号がある
キヤリヤ信号の振幅を変調し、他方のデータ信号
が同一周波数の位相が直角関係にあるキヤリヤ信
号の振幅を変調する。この位相が直角関係にある
キヤリヤ信号の変調は、直角振幅変調
（quadrature amplitude modulation，QAM）、
位相シフト キーイング（phase shift keying、
PKS）、振幅及び位相シフト キーイング
（amplitude and ｐ hase shift keying、
APSK）などさまざまな呼名を持つ。デジタル
データ信号によつて表わされる情報には、実情上
制限はなく、音声、ビデオ、フアクシミリ情報等
を表わす。さらに、変調されたキヤソリヤを伝搬
する伝送チヤネルにも制限はなく、現時点におい
ては、空気、ワイヤー、光ガイド等が含まれる。

直角関係のキヤリヤ信号の振幅を変調する通信
システムにおいては、個々のデータ信号はナイキ
スト フイルタリングによつて連続波形にスペク
トル整形される前に多重レベル信号に変換され
る。個々のこれらの連続波形は次に直角関係のキ
ヤリヤ信号の関連する１つの振幅を変調するため
に掛算器に供給する。最後に、変調されたキヤリ
ヤが次に１つの信号に総和され、これが伝送され
るあるいは伝送の前にさらに処理される。上に説
明の信号処理の１つの問題は、これが通常高価で
設計の変更が容易でないアナログ回路によつて提
供されることである。例えば、ボー速度の変更に
は時間のかかるナイキスト フイルタの再設計が
必要である。もう１つの短所は、説明の回路実現
は信号処理あるいは伝送媒体によつて生成される
クロス レール歪を補正するためのベースバンド
信号整形を使用できないことである。さらにもう
１つの短所は、直角関係のキヤリヤ信号を生成す
るために時間のかかる調節を必要とする発振器網
が要求されることである。

1983年７月27日に申請された本出願人に譲渡さ
れた、W.デバス ジユニア（W.Debus、Jr.）ら
に公布された〔所定の時間及び周波数領域特性を
持つパルスに対するデジタル合成技術（Digital
Synthesis Technique for Pulese
HavingPredetermined Time and Frequency
Domain Characteristics）〕の名称の合衆国特許
出願に説明の最近の開発は先行技術の制約の幾つ
かを解消する。ここに開示の方法は、デジタル信
号のスペクトル整形を行ない、これによつてアナ
ログ ナイキスト フイルタを不用とするために
メモリをベースとした技術を使用する。これに加
え、メモリ内に格納された値はイン レール歪を
補正るために調節できる。ただし、この方法は、
まだ直角関係のキヤリヤを生成するための発振器
をベースとする回路、キヤリヤの変調を遂行する
ための掛算器、及び変調されたキヤリヤ信号を総
和するための加算器を必要とする。これに加え、
ここに開示の方法はクロス レール歪を補正する
ことができない。従つて、イン レール及びクロ
ス レール歪の補正を行なうキヤリヤ信号をスペ
クトル的に整形されたデータ信号にて振幅変調す
るためのデジタル合成法が望まれる。

〔発明の概要〕

本発明はキヤリヤ信号の振幅変調をスペクトル
的に整形されたデジタル データ信号によつてデ
ジタル的に合成する。本発明においては、１つの
メモリ ユニツトがデジタル信号内の複数のデジ
タル シンボルによつてアクセスされる。個々の
デジタル シンボルは、システム用途に依存し、
デジタル信号の１ビツトあるいは複数のビツトに
等しい。個々のアドレスに対し、メモリ ユニツ
トから少なくとも２つのデジタル表現が読み出さ
れる。個々のデジタル メモリ ユニツトの出力
はシンボル速度の有理倍数の振幅を持ち互いに時
間的に変位されメモリ アドレス内の異なるデジ
タル シンボルによつて重み付けされた複数のス
ペクトル的に整形されたインパルス時間関数の複
合によつて振幅変調された１つの時間変動キヤリ
ヤ信号の異なるサンプルを代表する。

本発明の一面においては、説明のデジタル合成
が２つの直角関係のキヤリヤ信号のデジタル デ
ータ信号による振幅変調を合成するために使用さ
れる。本発明はまた必要であればイン レール及
びクロス レール歪を補正するように設計するこ
ともできる。

〔実施例の説明〕

第１図はQAM変調を利用する一例としての通
信システムの送信機内での本発明の使用を示す。
第１図に示されるごとく、リード１４０上のデジ
タル データ信号のビツトは直列／並列コンバー
タ１４１を通じてバス１１１及び１１３に結合さ
れる。バス１１１及び１１３は各々複数の並列導
線を含む。個々のバス内のこれらの導線の数は合
成される変調フオーマツトに依存する。より具体
的には、デジタル シンボル当たりのビツトの数
に等しい。例えば、１６QAM変調においては、
通常それぞれＩレール及びＱレールとよばれるバ
ス１１１及び１１３は、個々の変調されたキヤリ
ヤ信号が４つの別個の振幅レベル上の情報を運ぶ
ため各々２つの導線を含む。従つて、個々のレー
ル上の１シンボル当たり２ビツトが存在する。例
えば、６４QAM変調の場合は、情報がキヤリヤ
信号の８つの別個の振幅上を運ばれるため、個々
のレール上の１シンボル当たり３ビツトが存在す
る。いずれの場合も、コンバータ１４１はリード
１４０上のデータ信号の一連のビツトをバス１１
１及び１１３内の結合された総リード数に分配す
る。

バス１１１及び１１３上に出現するデータ ビ
ツトは、それぞれＩ及びＱとよばれるが、並列に
デジタル タツプド遅延ライン１１２及び１１６
に結合される。個々の遅延ラインは、ボー速度ク
ロツクCLKによつてクロツクされるが、複数の
遅延要素１１２−１から１１２−Ｎ及び１１６−
１から１１６−Ｎを含む。これら遅延要素の個々
は１ボー、つまり、１シンボル時間Ｔの遅延を提
供する。

バス１１５−１から１１５−Ｎ及び１１７−１
から１１７−Ｎはそれぞれ遅延ライン１１２及び
１１６からの遅延されたビツトをメモリ１１８に
結合し、このメモリ アドレスの所定の部分を構
成する。任意の時間において、メモリ アドレス
のこの所定の部分はバス１１１及び１１３からの
個々のバスからの１つのデジタル シンボル及び
このデジタル シンボルの前後の複数のデジタル
シンボルを表わす一連のビツトを含む。従つて、
コンバータ１４１及び遅延ライン１１２及び１１
６はリード１４０上のデジタル信号を個々がＭ×
Ｎビツトから成る重複部分に配列する機能を持
つ。ここで、Ｍはレール当たりのシンボル当たり
のデータ ビツトの数に等しく、Ｎは個々の遅延
ラインからのタツプド データ シンボルの数に
等しい。ここに開示の実施態様においては、リー
ド１４０上のビツトのシーケンスはランダムであ
るため、遅延ライン１１２及び１１６によつて提
供されるメモリ アドレスのこの部分もランダム
であることに注意する。メモリ１１８に対する
個々のアドレスの残りはバス１１９及び１３４上
の信号を含む。

１１２及び１１６によつて生成される個々のラ
ンダム アドレスに対し、メモリ１１８はバス１
２０上に少なくとも２つのデジタル表現を読み出
す。個々のデジタル表現は振幅変調された直角関
係のキヤリヤ信号（amplitude modulated
quadrature−related carrier signal）の１つの
異なるサンプルに対応する。ここで、個々のキヤ
リヤの振幅は、時間的に互いに変位され、バス１
１５及び１１７の異なる１つの上に出現する一連
のデジタル シンボルによつて重み付けされた特
定の形状にされたインパルス時間関数の複合
（composite of specifically−shaped impulse
time functions）によつて変調される。第１図内
で提供される合成をより完全に理解するため、ま
た、回路の繁雑さを回避するため、次に第２図に
進むが、これは先行技術による16QAM変調器を
示す。

第２図に示されるごとく、先行技術による
16QAM変調器においては、リード２２０上のデ
ジタル データ信号が直列／並列コンバータ２１
１に結合される。コンバータ２２１はこれらデー
タ信号の一連のビツトをそれぞれリード２３１か
ら２３４に分配する。デジタル／アナログ（Ｄ／
Ａ）コンバータ２２２はリード２３１及び２３２
上に出現する信号をリード２３５上に出現する複
数の信号電圧に量子化する。同様に、コンバータ
２２３はリード２３３及び２３４上の信号を複数
の信号電圧に量子化しこれをリード２３６に結合
する。16QAM変調の場合は、リード２３５上に
４つの信号電圧が出現する。掛算器２２７及び２
２８はリード２３５及び２３６上のこの信号電圧
をそれぞれフイルタ２２４及び２２５によつて平
滑化された後に受信する。フイルタ２２４及び２
２５は、典型的にはハーフ ナイキスト（half−
Nyquist）フイルタであるが、より任意的なスペ
クトル整形（spectral shaping）を提供すること
もできる。掛算器２２７は２２６によつて生成さ
れるキヤリヤ信号の振幅をリード２３５上のフイ
ルタリングの後の信号にて変調する。同様に、掛
算器２２８は第２のキヤリヤ信号の振幅をリード
２３６上のフイルタリングの後の信号にて変調す
る。掛算器２２８に供給されるこの第２のキヤリ
ヤ信号は発振器２２６によつて生成されるキヤリ
ヤ信号を位相シフタ２２９を介して−π／２ラジ
アンだけシフトすることによつて生成される。従
つて、掛算器２２７及び２２８に供給されるペア
のキヤリヤ信号は互いに位相が直角であり、掛算
器２２７及び２２８によつて提供される積はそれ
ぞれ両側波帯信号である。加算器２３０は次に掛
算器２２７及び２２８によつて提供されるこの積
を加え、これも両側波帯であるこの和をリード２
０２上に加える。

第３図は16QAMシステムに対する第２図の典
型的なＤ／Ａコンバータ２２２及び２２３の所に
出現する一例としての時間変調波形（time−
varying waveform）３００を示す。ここで、許
容伝送シンボル（permissible transmitted
symbols）は±１及び±３ボルトである。この波
形は立上がり及び立下がり時間が存在しないとい
う意味において理想化されている。波形３００は
個々のボー期間Ｔの後に許容伝送シンボル間でラ
ンダムに値を変える振幅を持つ。このランダム性
は、ボー期間３０１，３０２，３０３，３０４及
び３０５においてそれぞれ＋１，＋３，−１，−３、
及び＋１ボルトの振幅を持つ波形３００によつて
示される。周波数領域においては、波形３００の
スペクトルは典型的なｘ／sinxの形状を持つ。こ
こで、ｘは周知の周波数の関数である。

第１図はsinx／ｘの補正を含む第２図の理想化
ハーフ ナイキスト フイルタ２２４あるいは２
２５の平方パルス レスポンス（square pulse
response）４０１を示す。この平方インパルスは
ボー期間３０１における波形３００の分離部分で
ある。フイルタ２２４及び２２５は信号伝搬遅延
τを持ち、帯域制限されたデジタル シンボルに
対するインパルス レスポンス４０１は“リング
アウト（rings out）”、つまり、時間的に永久に
拡散することに注意する。レスポンス４０１の最
大振幅は関連するボー期間、つまり、ボー期間３
０１における波形３００の振幅に比例する。つま
り、関連するデジタル シンボルの値に比例す
る。この最大幅は関連するボー期間の開始から時
間時間τの後に達成される。同様に、波形４１
０，４２０，４３０及び４４０はそれぞれボー期
間３０２，３０３，３０４，及び３０５における
フイルタ２２４あるいは２２５の波形３００に対
するレスポンスを示す。これらレスポンスの各々
は時間的に永久に延び、関連するデータ シンボ
ルによつて重み付けされた第４図のインパルス
レスポンスを持つ。つまり、インパルス レスポ
ンス４１０，４２０，４３０及び４４０の最大値
はそれぞれ＋３，−１，−３、及び＋１ボルトに等
しい。従つて、任意のボー期間における第２図の
領域２３７あるいは２３８上の時間変動波形は、
論理的には、このボー期間からのフイルタ イン
パルス レスポンスとこの前後の全てのボー期間
からのフイルタ インパルス レスポンスとの複
合に等しい。個々がリード２３７あるいは２３８
上に出現する関連するデジタル シンボルにて重
み付けされた同一で時間的に変位されたユニツト
インパルス時間関数（identical，time displaced
unit impulse time functions）のこの重複が第
５図に示される。リード２３７及び２３８上のデ
ジタル シンボルは、勿論、ランダムで、互いに
独立しており、従つて、結果としての複合時間変
動波形もランタムで互いに独立したものであるこ
とに注意する。

第１図の実施態様によつ合成される信号はリー
ド２３７及び２３８上のそれぞれ関連するキヤリ
ヤ信号を掛けられた複合関数の総和である。この
ｆ(t)とよばれる変調信号は以下によつて表わすこ
とができる。

ｆ(t)＝ａ(t)cos2πf_cｔ＋ｂ(t)sin2πf_cｔ； (1) ここで、f_cは発振器２２６の波形であり；ａ(t)
及びｂ(t)はそれぞれリード２３７及び２３８上の
複合両側波帯である。

信号ｆ(t)は両側波帯信号であり、第６図に示さ
れる周波数スペクトルを持つ。

本発明によると、ｆ(t)の合成は任意のボー期間
においてそれぞれａ(t)及びｂ(t)を複合波形a′(t)及
びb′(t)によつて近似することによつて得られる。
ここで、個々の複合波形はある与えられたボー期
間における重み付けされたインパルス レスポン
と隣接ボー期間からの重み付けされたあらかじめ
決定れた有限数のインパルス レスポンスの総和
である。典型的には、これら隣接ボー期間は連続
のこのある与えられたボー期間の直前直後のボー
期間である。この近似は、フイルタ、インパルス
レスポンスの規模が時間とともに急速に減衰す
るため満足できる結果をを与える。

第４図において、ライン４０２及び４０３は振
幅の絶対値が最大となる時間４０４からある整数
個のボー期間だけ前後してのインパルス レズポ
ンス４０１の切り捨てを示す。以降、絶対値が最
大となる時間、例えば、４０４を最大振幅時間と
よぶ。説明を簡単にするため、レスポンス４０１
の切り捨ては最大振幅時間に対して対称である。
ただし、これは必ず必要ではない。例えば、個々
のレスポンスは時間４０４から５ボー期間前、そ
して３ボー期間後で切り捨てることもできる。切
り捨てされたレスポンス４０１はライン４０２と
４０３の間に横わる2nボー期間だけ延び、その
他はゼロとなる。この切り捨てプロセスが他のイ
ンパルス レスポンスに対しても行なわれる。ラ
イン４１２，４１３及び４２２，４２３及び４３
２，４３３及び４４２，４４３はそれぞれ最大振
幅期間４１４，４２４，４３４、及び４４４のｎ
ボー期間前後でのレスポンス４１０，４２０，４
３０及び４４０の切り捨てを示す。このように切
り捨てされたインパルス レスポンスをみると、
任意の切り捨てされたインパルス レスポンスは
これを包囲する有限数の切り捨てされたインパル
ス レスポンスによつてのみ影響されることが明
白となる。こうすることによつて、最大規模時間
から延びる１つの１ボー期間幅のウインドウ内の
個々の切り捨てされたインパルス レスポンスの
部分をこのウインドウに対する有限数のこれを包
囲するインパルス レスポンスからの寄与と結合
することが可能となる。リード２３７及び２３７
と関連する切り捨てされたインパルス レスポン
スに対しこれら複合をつぎつぎ結合することによ
つてそれぞれa′(t)及びb′(t)が形成される。波形
a′(t)及びb′(t)はそれぞれ第５図に示される波形と
類似する波形を近似する。勿論、この近似は、ｎ
の大きさに比例して精度が異なる。

第１図に戻り、メモリ ユニツト１１８は信号
f′(t)のデジタル表現を生成する。

f′(t)＝a′(t)cos2πf′_cｔ＋b′(t)sin2πf′_cｔ
；(2) ここで、a′(t)及びb′(t)及はそれぞれ個々がｎボ
ー期間の後に切り捨てられ個々が関連するデータ
シンボルにて重み付けされた有限数の時間変位
されたインパルス レスポンスによつて形成され
る複合波形であり； f′_cｃはボー速度のある有理倍数（rational
multiple）である所定の周波数である。

個々のボー期間において、バス１１５はメモリ
１１８にこのボー期間においてa′(t)を生成するた
めに使用されるセツトのＮ個の２進符号デジタル
シンボルを供給し、バス１１７はメモリ１１８
にb′(t)を生成するために使用される他のセツトの
Ｎ個の２進デジタル シンボルを供給する。

個々のセツト内のデジタル シンボルの数Ｎは
フイルタ インパルス レスポンスがどこで切り
捨てられるかによつて決定される。より具体的に
は、上の例においては、 Ｎ＝2n＋１ (3) である。ここで、2nは切り捨てされたインパル
ス レスポンスが延びるボー期間の数を表わす。

バス１１５及び１１７上に符号化されるセツト
のシンボルに対し、個々のボー期間において、メ
モリ１１８は２つあるいはそれ以上の等間隔にお
かれた時間において、a′(t)sin2πf′c＋b′(t)
cos2πf′ctの値を読み出す。最後にf′cがボー速度
の1/2に等しいかそれ以上の有理倍数に制限され
る。f′cがボー速度の有理倍数とされるこの要件
は、デジタル合成においてこの制限なしには無限
のメモリ１１８が要求されるため必要となる。
（ビツト速度は、勿論、最高の効率を達成するた
めにはボー速度の整数倍数とされる。有理倍数と
は２つのゼロでない整数の商と定義され、この有
理倍数をＰ／Ｒによつて表わす。ここで、これは
約された分数であると想定され、Ｐ及びＲは正の
整数と定義される。f′cはボー速度の任意の有理
倍数でありうるが、整数倍数、つまり、Ｒ＝１が
最も実現が楽である。

ボー期間ごとにメモリ１１８から読み出される
デジタル表現の数は、f′(t)を再生するためには、
ナイキスト サンプリング定理を満すことが必要
である。本発明においては、この定理はボー期間
当たりに読み出されるデジタル表現の数がその後
伝送される出力信号周波数スペクトルのエイリア
シングを回避するボー速度の有理倍数であるかぎ
り満される。この有理倍数はＪ／Ｋとよばれ、こ
こで、Ｊ／Ｋ≧Ｚとされる。この数は個々のアプ
リケーシヨンによつて異なり、また２以下であつ
てはならない。ここでは、Ｊ／Ｋは約された分数
であり、Ｊ及びＫは正の整数であると仮定する。
本発明による出力信号はリード１２９上出現す
る。これはまた、後に説明されるように、計算器
１２６及び帯域フイルタ１２８が必要とされない
ようなシフテム用途においては、リード１２５上
に出現する。

サンプリング カウンタ１３１は個々のメモリ
１１８のボー期間当たりに読み出されるデジタル
表現の数を決定するアドレスの部分を与える。こ
の部分はバス１３４上に出現する。カウンタ１３
１はＪ／Ｋにボー速度を掛けたのに等しいバス１
３３上のクロツク信号によつてクロツクされる。
有理倍数クロツク発生器１３２はこのクロツク信
号をボー速度クロツクCLKから生成する。勿論、
ボー期間当たり整数個のデジタル表現、つまりＫ
＝１を読み出すことが最も実現を楽にする。

センタ周波数（w′c）カウンタ１３０は、個々
のメモリ１１８のバス１１５及び１１７上の任意
のセツトのデジタル シンボルに対して任意のボ
ー期間においてアクセスされるべきメモリ１１８
のセクシヨンを定義する部分を生成する（ここ
で、w′c＝2πf′c）。CLKによつてクロツクされる
カウンタ１３０は、w′cがある非整数の有理倍数
Ｐ／ＲにCLKを掛けたものであるとき必要とさ
れる。後に説明されるごとく、バス１１５及び１
１７上の任意のセツトのデジタル シンボルに対
してＲ個の異なるデジタル表現が存在し、従つ
て、カウンタ１３０は１からＲまでカウントし、
その後リセツトする。

第７図及び第８図はメモリ１１８内に格納され
るデジタル表現がいかに決定されるかを示す。第
７図及び第８図には、Ｎ＝５と想定した場合の一
連のボー期間７０１，７０２及び７０３に対して
第１図の遅延ライン１１２及び１１６内に格納さ
れる一連デジタルシンボルを示す。バス１１１及
び１１３上に出現するボー期間７０１における現
在のデジタル シンボルがそれぞれａ０及びｂ０
として表わされる。過去及び未来のシンボルはそ
れぞれ負及び正のサブスクリプトによつて表わさ
れる。勿論、サブスクリプトの数値は現在伝送さ
れているデジタル シンボルに対する現在のボ
ー、つまり、シンボル期間における近似を示す。
それぞれボー期間から１及び２ボー期間だけ後の
ボー期間７０２及び７０３においては、現在のデ
ジタル シンボルはそれぞれａ１，ｂ１及び２，
ｂ２である。

第７図の波形a′(t)は個々のボー期間に個々が
個々のボー期間において遅延ライン１１２内に格
納された５つのデジタル データ シンボルによ
つて重み付けされた５つの変位され切り捨てされ
たレスポンスを重複することによつて生成される
複合波形を示す。同様に、波形b′(t)は、この総和
プロセスを個々のボー期間において遅延ライン１
１６内に格納されたデジタル シンボルに対して
遂行することによつて生成される複合波形を示
す。a′(t)cos2πf′c＋b′(t)sin2πf′ctの変調を合
成す
るためには、これら積のナイキスト定理を満す総
和をボー期間ごとに所定の数の等間隔のサンプリ
ング時間に対して決定することが必要である。
個々のサンプリング時間に対するこの総和が次に
メモリ１１８の異なる位置に格納される。

第７図及び第８図においては、サンプリング速
度＝７×CLK、そしてf′c＝５／2CLKと仮定さ
れる。サンプリング時間は７０５から７２５によ
つて表わされ、これら時間におけるcos2πf′ct及
びsin2πf′ctの値はそれぞれポイント７２６から７
４６及び８１２から８３２によつて表わされる。
f′cはCLKの整数の倍数でないため、サンプリン
グ時間７０５から７１１におけるcos2πf′ct及び
sin2πf′ctの値は時間７１２から７１８におけるこ
れら値と異なることに注意する。しかし、２ボー
期間の後にcos2πf′ct及びsin2πf′ctはそれぞれ整
数個のサイクルを完結する。この結果、時間７０
５から７１１におけるcos2πf′ct及びsin2πf′ctの
値はそれぞれ時間７１９から７２５におけるそれ
ら値と等しくなる。結果として、遅延ライン１１
２及び１１６内の任意のセツトのデジタル シン
ボル及び有理倍数Ｐ／Ｒ×ボー速度の周波数を持
つ直角関係にあるキヤリヤ信号に対し、第１図の
メモリ ユニツト１１８はＲ個の異なるセツトの
f′(t)のデジタル表現を格納する必要がある。さら
に、個々のデジタル表現は１ボー期間内のf′(t)の
１サンプルに対応するため、個々のセツト内のデ
ジタル表現の数はそのボー期間に対するサンプル
時間の数に等しい。特定のセツトのデジタル表現
の選択はセンタ周波数カウンタ１３０のカウント
によつて決定され、一方、カウンタ１３１のカウ
ントはセツト当たり格納される複数のデジタル表
現を順番に配列する。例えば、サンプリング時間
７０５及び７０６において、f′(t)のデジタル表現
を格納するメモリ１１８の位置はアドレス a_-2a_-1a₀a₊₁a₊₂b_-2b_-1b₀b₊₁b₊₂0000 及び a_-2a_-1a₀a₊₁a₊₂b_-2b_-1b₀b₊₁b₊₂0010を持つ。ここ
で、最後のビツト位置の前にくる000及び001はサ
ンプリング カウンタ１３１のカウントを示し、
また最後のビツト位置内のゼロはセンタ周波数カ
ウンタ１３０のカウントを示す。この場合、サン
プリング カウンタ１３１は０から６までカウン
トし（この２進表現はそれぞれ000及び110であ
る）、センタ周波数カウンタ１３０は０から１ま
でカウントする。同様に、サンプリング時間７１
２，７１３，７１９及び７２０におけるf′(t)のデ
ジタル表現に対するアドレスはそれぞれ以下の通
りである。

a_-1a₀a₊₁a₊₂a₊₃b_-1b₀b₊₁b₊₂b₊₃b0001， a_-1a₀a₊₁a₊₂a₊₃b_-1b₀b₊₁b₊₂b₊₃b0011， a₀a₊₁a₊₂a₊₃a₊₄b₀b₊₁b₊₂b₊₃b₊₄0000， a₀a₊₁a₊₂a₊₃a₊₄b₀b₊₁b₊₂b₊₃b₊₄0010. メモリ１１８から読み出されたデジタル表現は
バス１２０上に出現し、Ｄ／Ａコンバータ１２１
に結合されるが、コンバータ１２１はリード１２
２上にアナログ波形を生成する。このアナログ波
形は第９図に示されるスペクトルを持つ。ここ
で、fsはサンプリング周波数に等しい。ロー パ
スフイルタ１２３はこのスペクトルから高調波を
除去し、リード１２５上に第１０図に示される信
号スペクトルを与える。上に説明のごとく、本発
明による合成技術においては、直角関係のキヤリ
ヤ信号の周波数はボー速度の有理倍数に制限され
る。しかし、ある用途においては、伝送されるキ
ヤリヤ周波数がボー速度の有理倍数でない任意の
周波数であることが要求される。この場合は、掛
算器１２６がフイルタリングされたスペクトルに
cos2πfztを掛けるためにリード１２５に接続され
る。ここで、どちらがより現実的であるかによつ
てfz＝fc−f′cあるいはfz＝fc＋f′cが選択される。
fz＝fc−f′cの場合は、掛算器１２６によつて生成
されるリード１２７上の信号スペクトルは第１１
図に示されるような波形を持つ。次に帯域フイル
タ１２８を使用して周波数トランスレーシヨンに
起因するスペクトルの望ましくない部分が除去さ
れ、第６図に示されるスペクトルがリード１２９
上に生成される。fz＝fc−f′cの場合はフイルタ１
２８にしてハイ パス フイルタで十分であり、
一方fz＝fc＋f′cの場合は、フイルタ１２８に対し
てロー パス フイルタが使用される。

本発明は一例としての実施態様と関連して説明
されたが、本発明の精神及び範囲から逸脱するこ
となく他のさまざまな変形が可能であることは勿
論である。第１に、例えば、本発明はデータ信号
による信号キヤリヤの振幅変調を合成するのに使
用することもできる。第２に、メモリ１１８内に
格納されるデジタル表現はイン レール及びクロ
ス レール歪を補正するために改良することもで
きる。前者に関しては、例えば、Ｄ／Ａコンバー
タ１２１からの出力信号内のsinx／ｘ特性がメモ
リ１１８内に格納された信号をｘ／sinxによつて
プレエンフアシスすることによつて補正できる。
この補正は単一の振幅変調キヤリヤ信号に対して
も行なうことができる。第３に、カウンタ１３０
及び１３１は個々のアドレスに寄与するが、カウ
ンタ１３０はf′cがボー速度の整数倍数である場
合は必要でなく、またカウンタ１３１はメモリ出
力の所の単一のアドレスに対して読み出される複
数のデジタル表現を適当な順番に配列する周知の
回路と置換することができる。第４に、本発明は
ハーフ ナイキスト フイルタリングの合成との
関連において説明されたが、他のスペクトル形
状、例えば、フル ナイキスト フイルタリング
あるいは部分レスポンス信号法と関連するスペク
トルを合成することも可能である。実際のとこ
ろ、本発明は事実上全ての任意スペクトル形状を
合成できる。最後に、メモリ１１８はＲ個のセク
シヨンを持つ単一のメモリから成るが、メモリ１
１８の代わりに加算器とともに２つのメモリユニ
ツト、つまり、a′(t)cos2πf′ctを格納するための１
つのメモリ及びb′(t)sin2πf′ctを格納するためのも
う１つのメモリを使用することもできる。

【図面の簡単な説明】

第１図は直角関係のキヤリヤ信号の振幅変調を
合成するために設計された本発明の１つの実施態
様のブロツク図を示し；第２図は直角関係のキヤ
リヤ信号の振幅変調を提供する先行技術による回
路のブロツク図を示し；第３図は４レベル信号に
対する第２図のリード２３５及び２３６上の波形
の時間領域を示し；第４図及び第５図は本発明を
理解する上で役立つハーフ ナイキスト フイル
タリングされたデジタル シンボルの時間領域を
示し；第６図は本発明によつて合成されるQAM
信号の周波数スペクトルを示し；そして、第７図
及び第８図はメモリに記憶された情報がどのよう
に決定されるかを示す図；第９図から第１１図は
第１図の装置内の異なるポイントでの周波数スペ
クトルを示す。 主要部分の符号の説明、アクセス手段……１１
２，１１６、出力手段……１１８、変換手段……
１２１。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ ２値入力データ信号中の予め定められた数の
   ビツトを第１および第２のデジタル信号系列に連
   続的に変換するアクセス手段と、 該第１および該第２の信号系列の各々に応動し
   てアナログ波形の少なくとも２つのデジタル表現
   を出力する手段と、 該出力する手段に応動して該デジタル表現を該
   アナログ波形に変換する手段とを含み、 該アナログ波形は第１の振幅変調キヤリヤ信号
   および第１のキヤリヤ信号と位相が直交している
   第２の振幅変調キヤリヤ信号のくり返しの和から
   生じるものであり、該キヤリヤ信号の一方の振幅
   は別のものから時間的に置換されたインパルス時
   間関数の複合によつて変調されるものであり、各
   インパルス時間関数は、各々該第１の信号系列中
   の少なくとも１つの関連するデジタル信号によつ
   て決定づけられる第１の所定の数によつて重みづ
   けされるものであり、 該キヤリヤ信号の他方の振幅は別のものから時
   間的に置換されたインパルス時間関数の複合によ
   つて変調されるものであり、各インパルス時間関
   数は各々該第２の信号系列中の少なくとも１つの
   関連するデジタル信号によつて決定づけられる第
   ２の所定の数によつて重みづけされるものである
   ような波形合成装置。 ２ 特許請求の範囲第１項に記載の装置におい
   て、 該アクセス手段が、該デジタル信号系列を生成
   するための複数の遅延手段を含むものである波形
   合成装置。 ３ 特許請求の範囲第２項に記載の装置におい
   て、 該アクセス手段が、該遅延手段に並列のビツト
   流を供給する直列−並列変換器を含むものである
   波形合成装置。 ４ 特許請求の範囲第１項に記載の装置におい
   て、 該入力データ信号がビツト速度をもつており、
   そして該出力手段が該ビツト速度の有理数倍でか
   つ非整数倍である共通周波数をもつた該第１およ
   び第２の振幅変調キヤリヤ信号のデジタル表現を
   出力するものである波形合成装置。 ５ 特許請求の範囲第１項に記載された装置にお
   いて、 該入力データ信号が、ビツト速度をもつてお
   り、そして該出力手段が該ビツト速度の整数倍の
   共通周波数をもつ該第１および第２の振幅キヤリ
   ヤ信号のデジタル表現を出力するものである波形
   合成装置。 ６ 特許請求の範囲第１項に記載の装置におい
   て、 該出力手段が、各信号系列に応動して出力され
   る該デジタル表現を所定の順序に配列するための
   手段を含むものである波形合成装置。 ７ 特許請求の範囲第６項に記載の装置におい
   て、 該配列手段が、該出力手段に接続されるカウン
   タを含むものである波形合成装置。 ８ 特許請求の範囲第１項に記載の装置におい
   て、 該出力手段が、メモリを含むものである波形合
   成装置。 ９ 特許請求の範囲第１項に記載の装置におい
   て、 該振幅変調キヤリヤ信号の各々が歪を含み、そ
   して該デジタル表現がこの歪を補償するものであ
   る波形合成装置。 １０ 特許請求の範囲第１項に記載の装置におい
   て、 該振幅変調キヤリヤ信号が歪を含み、そして該
   デジタル表現がこの歪を補償するものである波形
   合成装置。 １１ ２値入力データ信号中の予め定められた数
   のビツトをデジタル信号の系列に連続的に変換す
   るアクセス手段と、 各信号系列に応動して振幅変調キヤリヤ信号の
   少なくとも２つのデジタル表現を出力する手段
   と、 該出力する手段に応動して該デジタル表現を該
   振幅変調キヤリヤ信号に変換する手段とを含む波
   形合成装置であつて 該振幅変調キヤリヤ信号は、キヤリヤ信号振幅
   を別のものから時間的に置換されたインパルス時
   間関数の複合により変調したものから生じるもの
   であり、各インパルス時間関数は該信号系列中の
   少なくとも１つの関連するデジタル信号によつて
   決定づけられる所定の数によつて重みづけされて
   いる波形合成装置。 １２ 特許請求の範囲第１１項に記載の装置にお
   いて、 該アクセス手段が、該信号系列を生成するため
   の複数の遅延手段を含むものである波形合成装
   置。 １３ 特許請求の範囲第１２項に記載の装置にお
   いて、 該アクセス手段が、該遅延手段に並列のビツト
   流を供給する直列−並列変換器を含むものである
   波形合成装置。 １４ 特許請求の範囲第１１項に記載の装置にお
   いて、 該出力手段が、各信号系列に応動して出力され
   る該デジタル表現を所定の順番に配列するための
   手段を含むものである波形合成装置。 １５ 特許請求の範囲第１４項に記載の装置にお
   いて、 該配列手段が該出力手段に接続されるカウンタ
   を含むものである波形合成装置。 １６ 特許請求の範囲第１１項に記載の装置にお
   いて、 該入力データ信号がビツト速度を有し、そして
   該出力手段が、該ビツト速度の有理数倍でかつ非
   整数倍の周波数を有する該振幅変調キヤリヤ信号
   のデジタル表現を出力するものである波形合成装
   置。 １７ 特許請求の範囲第１１項に記載の装置にお
   いて、 該入力データ信号がビツト速度を有し、そして
   該出力手段が該ビツト速度の整数倍の周波数を有
   する該振幅変調キヤリヤ信号のデジタル表現を出
   力するものである波形合成装置。 １８ 特許請求の範囲第１１項に記載の装置にお
   いて、 該出力手段が、メモリを含むものである波形合
   成装置。