DE69834310T2

DE69834310T2 - Schnelles kommunikationssystem für analoge teilnehmeranschlüsse

Info

Publication number: DE69834310T2
Application number: DE69834310T
Authority: DE
Inventors: Brent Townshend
Original assignee: Townshend Brent Menlo Park
Current assignee: Townshend Brent Menlo Park
Priority date: 1997-02-20
Filing date: 1998-02-19
Publication date: 2007-01-18
Anticipated expiration: 2018-02-20
Also published as: JP3499571B2; AU6280798A; DE69840765D1; JP4160097B2; ATE324718T1; PT927469E; EP0927469A2; WO1998037657A2; CA2261635A1; WO1998037657A3; EP0927469B1; JP2007215200A; EP1701498A3; JP2000504548A; EP1701498A2; ES2264194T3; EP1701498B1; JP4078263B2; DE69834310D1; JP2004135282A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Das Gebiet der vorliegenden Erfindung betrifft allgemein Datenkommunikationsgeräte und insbesondere ein Trainingsverfahren in einem Kommunikationssystem.
Die Datenkommunikation spielt eine wichtige Rolle in vielen Aspekten der heutigen Gesellschaft. Banktransaktionen, Faksimiles, Computernetzwerke, Fernzugriff auf Datenbanken, Kreditkartenprüfungen und eine große Vielzahl anderer Anwendungen beruhen alle auf der Fähigkeit, schnell digitale Informationen von einem Punkt zu einem anderen zu bewegen. Die Geschwindigkeit dieser Übertragung beeinflusst direkt die Qualität dieser Dienste, und in vielen Fällen sind Anwendungen ohne eine bestimmte kritische zugrunde liegende Kapazität nicht ausführbar.
Auf den niedrigsten Ebenen wird der größte Teil dieses digitalen Datenverkehrs über das Telefonsystem übertragen. Computer, Faxgeräte und andere Vorrichtungen kommunizieren häufig über gewöhnliche Telefonverbindungen oder zweckgebundene Leitungen, die viele gleiche Eigenschaften aufweisen, miteinander. In jedem Fall müssen die Daten zuerst in eine Form konvertiert werden, die mit einem Telefonsystem kompatibel ist, das in erster Linie für die Sprachübertragung ausgelegt ist. Am Empfangsende muss das Telefonsignal in einen Datenstrom zurück konvertiert werden. Beide Aufgaben werden durch Modems erreicht.
Ein Modem führt zwei Aufgaben aus, die den vorstehend erwähnten Anforderungen entsprechen, nämlich eine Modulation, die einen Datenstrom in ein Audiosignal umwandelt, das vom Telefonsystem übertragen werden kann, und eine Demodulation, die das Audiosignal entgegennimmt und den Datenstrom rekonstruiert. Ein Paar von Modems, eines an jedem Ende einer Verbindung, ermöglicht eine bidirektionale Kommunikation zwischen den beiden Punkten. Die Randbedingungen für das Audiosignal erzeugen die Beschränkungen für die Geschwindigkeit, mit der Daten unter Verwendung von Modems übertragen werden können. Diese Randbedingungen umfassen eine begrenzte Bandbreite und eine Beeinträchtigung von Daten durch Rauschen und Übersprechen. Das Telefonsystem kann typischerweise nur Signale übertragen, deren Frequenz zwischen 300 Hz und 3.400 Hz liegt. Signale außerhalb dieses Bereichs werden scharf abgeschwächt. Dieser Bereich wurde in den Entwurf des Telefonsystems aufgenommen, weil er einen wesentlichen Teil des menschlichen Sprachspektrums abdeckt. Die Bandbreite eines Kanals ist jedoch ein Faktor, der die maximal erreichbare Datenrate bestimmt. Wenn alle anderen Faktoren konstant sind, ist die Datenrate direkt proportional zur Bandbreite.
Ein anderer Faktor ist die Verzerrung des Audiosignals oder eines anderen Signals, die die Kommunikationsendpunkte nicht steuern können. Diese umfasst eine elektrische Aufnahme anderer Signale, die vom Telefonsystem übertragen werden (Übersprechen), elektrisches Rauschen und Rauschen, das durch Konvertieren des Signals von einer Form in eine andere herbeigeführt wird. Der letzte Typ wird in der späteren Erörterung genauer ausgeführt.
Für die allgemeine Verwendung sind Modems dafür ausgelegt, über die meisten Telefonverbindungen zu arbeiten. Demgemäß müssen sie für die schlimmsten Fälle ausgelegt werden, die Bandbreitenbeschränkungen und erhebliches Rauschen, das nicht entfernt werden kann, einschließen. Aber auch so wurde der Modementwurf in den letzten paar Jahren erheblich verbessert. Vorrichtungen, die in der Lage sind, bei Geschwindigkeiten von bis zu 28.800 Bits je Sekunde zu arbeiten, sind nun allgemein erhältlich. Siehe International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector (ITU-T), Empfehlung V.34, Genf, Schweiz (1994). Theoretische Argumente auf der Grundlage der Kanalbandbreite und der Rauschpegel zeigen jedoch, dass die maximal mögliche Geschwindigkeit nahezu erreicht wurde und weitere erhebliche Erhöhungen unter den gegebenen Randbedingungen sehr unwahrscheinlich sind. Dies ist in C.E. Shannon "A Mathematical theory of Communication", Bell System Technical Journal 27:379 – 423, 623 – 656 (1948) erörtert.
Wenngleich Geschwindigkeiten, die sich 30.000 Bits je Sekunde (oder 3.600 Bytes je Sekunde) nähern, viele Datenkommunikationsanwendungen möglich machen, ist die herkömmliche Modemübertragung leider noch nicht für alle Anwendungen schnell genug. Bei diesen Geschwindigkeiten läuft die Übertragung von Text schnell ab, und Audio übertragungen niedriger Qualität, beispielsweise von digitalisierter Sprache, sind akzeptabel. Die Übertragung von Faksimiles oder stehenden Bildern ist jedoch langsam, während die Übertragung von Audio hoher Qualität begrenzt ist und bewegtes Video nicht zufriedenstellend erreicht wurde. Kurz gesagt, ist eine größere Datenübertragungskapazität erforderlich. Diese ist eine Vorbedingung für die neuen Anwendungen und eine Notwendigkeit für das Maximieren der Leistungsfähigkeit vieler existierender Anwendungen.
Natürlich sind den Telefongesellschaften, Kabelfernsehanbietern und anderen diese erhöhten Datenübertragungsanforderungen nicht unbekannt. Ein Ansatz für das Bereitstellen von Datenverbindungen höherer Geschwindigkeit für Firmen und Haushalte besteht darin, eine digitale Konnektivität von Ende zu Ende bereitzustellen, wodurch zusätzliche Modems unnötig gemacht werden. Ein Angebot für einen solchen Dienst ist das "Integrated Services Digital Network" (ISDN). Siehe International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector (ITU-T), "Integrated Services Digital Networks (ISDNs)", Empfehlung I. 120, Genf, Schweiz (1993) und John Landwehr, "The Golden Splice: Beginning of a Global Digital Phone Network", Northwestern University (1992). ISDN ersetzt die existierende analoge lokale Schleife durch eine digitale Verbindung mit 160.000 Bits/Sekunde. Weil der größte Teil des Fernverkehrs und des Verkehrs innerhalb eines Büros bereits digital übertragen wird, kann diese digitale lokale Schleife zur Übertragung von digitaler Sprache von Ende zu Ende, von Computerdaten oder von einem anderen Informationstyp verwendet werden. Um diese Datenübertragungsraten auf der lokalen Schleife zu erreichen, müssen jedoch spezielle Geräte an beiden Enden der Leitung installiert werden. Tatsächlich wird das gesamte Telefonnetzwerk gegenwärtig einer Transformation von einem Sprachübertragungsnetzwerk zu einem allgemeinen Datenübertragungsdienst unterzogen, wobei Sprache lediglich eine bestimmte Datenform ist.
Nach der Installation bietet jede grundlegende ISDN-Verbindung zwei Datenkanäle, die zu 64.000 Bits/Sekunde in der Lage sind, einen Steuerkanal mit einer Kapazität von 16.000 Bits/Sekunde, eine verringerte Rufverbindungszeit und andere Vorteile. Bei diesen Raten erfolgt die Übertragung von Faksimile und stehenden Bildern fast unmittelbar, ist Audio hoher Qualität möglich und profitieren Ferncomputerverbindungen von einer fünffachen Geschwindigkeitserhöhung. Einiger Fortschritt in Richtung bewegten Videos kann auch erreicht werden.
Der Nachteil von ISDN ist seine Verfügbarkeit oder der Mangel daran. Um ISDN zu verwenden, muss die Zentralstelle des Benutzers ausgerüstet werden, um diesen Dienst bereitzustellen, muss der Benutzer die Geräte an seinen Räumlichkeiten (wie Telefone) durch digitale Entsprechungen ersetzen und muss jede einzelne Leitungsschnittstelle an der Zentralstelle modifiziert werden, um den digitalen Datenstrom zu übertragen. Dieser letzte Schritt, die Konvertierung der Millionen analoger Verbindungen zwischen jedem Telefon und der Zentralstelle zu einer digitalen Verbindung, ist gewaltig. Die Größe dieser Aufgabe führt zwangsweise dazu, dass sich ISDN langsam ausbreitet und die Abdeckung für einige Zeit sporadisch sein wird. Ländliche und dünn besiedelte Gebiete können möglicherweise nie in den Genuss dieser Dienste gelangen.
Andere existierende Infrastruktur, die möglicherweise schnelle Datenkommunikationsdienste bereitstellen kann, ist das Kabelfernsehsystem. Anders als das Telefonsystem, das die Benutzer über verdrillte Drahtpaare geringer Bandbreite verbindet, stellt das Kabelsystem einem großen Teil der Haushalte eine Konnektivität mit hoher Bandbreite bereit. Ungenutzte Kapazitäten dieser Verdrahtung könnten Datenraten von einigen zehn oder sogar hundert Millionen Bits je Sekunde bereitstellen. Dies wäre mehr als ausreichend für alle Dienste, die vorstehend erwogen wurden, einschließlich bewegten digitalen Videos. Das Kabelsystem weist jedoch ein schwerwiegendes Problem auf, nämlich seine Netzwerkarchitektur. Das Telefonsystem stellt eine Punkt-zu-Punkt-Konnektivität bereit. Das heißt, dass jeder Benutzer die volle Verwendung der Gesamtkapazität der Verbindung dieses Benutzers hat, welche nicht mit anderen geteilt wird und nicht direkt durch die Verwendung durch andere leidet. Das Kabelsystem stellt andererseits Ausstrahlungsverbindungen bereit. Die Gesamtkapazität wird von allen Benutzern geteilt verwendet, weil dasselbe Signal an jeder Benutzerverbindung auftritt. Demgemäß wird sie durch die Anzahl der einen Dienst benötigenden Benutzer geteilt, wenngleich die Gesamtkapazität hoch ist. Diese Architektur funktioniert gut, wenn alle Benutzer die gleichen Daten benötigen, wie es beim ursprünglichen Entwurfsziel des Kabels, nämlich der Fernsehübertragung, der Fall war, sie funktioniert jedoch nicht gut bei einer Gemeinschaft von Benutzern mit unterschiedlichen Datenanforderungen. In einem Großstadtbereich kann die jedem Benutzer zur Verfügung stehende Datenkapazität erheblich kleiner sein als diejenige über eine ISDN- oder Modemverbindung.
Um einer großen Anzahl von Benutzern eine Datenkonnektivität hoher Geschwindigkeit zur Verfügung zu stellen, könnte das Kabelsystem modifiziert werden, um verschiedene Segmente der Benutzerpopulation zu isolieren, die sich die Kabelbandbreite effektiv über kleinere Populationen teilen. Ebenso wie beim ISDN ist dies jedoch ein langsamer und kostspieliger Prozess, der für viele kommende Jahre nur einen Teildienst bereitstellt.
Die Verfahren, die zum Entwickeln von Modems verwendet werden, basieren in hohem Maße auf Modellen des Telefonsystems, die über mehrere Jahrzehnte unverändert geblieben sind. Das heißt, dass ein Modem als ein analoger Kanal mit einer begrenzten Bandbreite (400 – 3400 Hz) und einer additiven Rauschkomponente in der Größenordnung von 30 dB unter dem Signalpegel modelliert wird. Ein großer Teil des Telefonsystems verwendet nun jedoch eine digitale Übertragung einer abgetasteten Darstellung der analogen Wellenformen für die Kommunikation zwischen Stellen. An jeder Zentralstelle wird das Analogsignal in ein pulscodemoduliertes (PCM) Signal mit 64.000 Bits/Sekunde konvertiert. Die empfangende Stelle rekonstruiert dann das Analogsignal, bevor sie es auf die Teilnehmerleitung gibt. Wenngleich das durch diese Prozedur herbeigeführte Rauschen in erster Näherung demjenigen ähnelt, das bei einem analogen System beobachtet wird, ist die Quelle des Rauschens recht unterschiedlich. Siehe K. Pahlavan und J.I. Holsinger, "A Model for the Effects of PCM Compandors on the Performance of High Speed Modems", Globecom '85, S. 758 – 762 (1985). Der größte Teil des beobachteten Rauschens auf einer Telefonverbindung, die eine digitale Vermittlung verwendet, ist auf die Quantisierung durch die Analog-Digital-Wandler zurückzuführen, die erforderlich sind, um die analoge Wellenform in eine digitale Darstellung zu konvertieren.
Wie zuvor erwähnt wurde, werden die meisten Telefonverbindungen gegenwärtig digital bei Raten von 64.000 Bits/Sekunde zwischen Zentralstellen übertragen. Weiterhin zeigen ISDN-Dienste, dass es möglich ist, erheblich mehr als diese Raten über die lokale Schleife zu übertragen. Es wurde nahegelegt, dass es möglich sein kann, ein Übertragungsschema zu entwickeln, das diese Faktoren ausnutzt. Kalet u.a. postulieren ein in 2 dargestelltes System, bei dem das sendende Ende präzise Analogpegel und Zeiten auswählt, so dass die Analog-Digital-Wandlung, die in der Zentralstelle des Senders auftritt, ohne Quantisierungsfehler erreicht werden könnte. Siehe I. Kalet, J.E. Mazo und B.R. Saltzberg, "The Capacity of PCM Voiceband Channels", IEEE International Conference on Communications '93, S. 507 – 511, Genf, Schweiz (1993). Unter Verwendung der mathematischen Ergebnisse von J.E. Mazo wird gefolgert, dass es theoretisch möglich sein sollte, die digitalen Abtastwerte unter Verwendung nur der Analogpegel zu rekonstruieren, die am Empfängerende der zweiten lokalen Schleife in dem Kommunikationsweg verfügbar sind. Siehe J.E. Mazo, "Faster-Than-Nyquist Signaling", Bell System Technical Journal, 54:1451 – 1462 (1975). Das sich ergebende System könnte dann in der Lage sein, Datenraten von 56.000 bis 64.000 Bits/Sekunde zu erreichen. Der Mangel dieses Verfahrens besteht darin, dass es nicht mehr als eine theoretische Möglichkeit ist, die verwirklichbar sein kann oder nicht. Kalet u.a. sagen aus, dass "dies ein schwieriges praktisches Problem ist und wir nur vermuten können, dass eine vernünftige Lösung möglich wäre", ebenso auf Seite 510.
Ein Beispiel eines herkömmlichen Versuchs, das vorstehend erwähnte Problem zu lösen, lässt sich in der Arbeit von Ohta finden, die in US-A-5 265 125 und US-A-5 166 955 beschrieben ist. Ohta offenbart eine Vorrichtung zum Rekonstruieren eines über einen Kommunikationskanal gesendeten oder von einem Aufzeichnungsmedium wiedergegebenen PCM-Signals. Diese Patente "geben Beispiele für einige herkömmliche Techniken, welche in der Literatur sehr verbreitet sind, um das allgemeine Problem zu behandeln, ein mehrwertiges Signal zu rekonstruieren, das durch einen verzerrenden Kanal geführt wurde". Siehe auch beispielsweise Richard D. Gitlin, Jeremiah F. Hayes und Stephen B. Weinstein, "Data Communications Principles", Plenum (1992). Diese herkömmlichen Lehren berücksichtigen jedoch nicht die Anwendung von Verfahren zum Behandeln der Ausgabe von einem nichtlinearen Quantisierer, und sie behandeln auch nicht die spezifischen Probleme des Decodierens digitaler Daten, die über eine lokale Telefonschleife geführt wurden. Weiterhin ist das Problem des Rekonstruierens eines Abtastratentakts anhand der PCM-Daten nicht trivial, wenn das PCM-Signal mehr als zwei Werte annehmen kann. Beispielsweise wird in den Patenten von Ohta ein einfaches Taktwiedergewinnungsschema verwendet, das auf einem binären Eingangssignal beruht. Dieser Typ der Taktwiedergewinnung kann nicht mit den mehrwertigen Codes verwendet werden, die in einem Telefonsystem verwendet werden. Weiterhin erfordert die Kompensation einer zeitlichen Drift und veränderlicher Leitungsbedingungen die Verwendung eines adaptiven Systems, das die PCM-Rekonstruktion aus dem Stand der Technik nicht einschließt.
Demgemäß gibt es gegenwärtig eine kritische Disparität zwischen der erforderlichen oder gewünschten Datenkommunikationskapazität und derjenigen, die verfügbar ist. Existierende Modems stellen keine angemessenen Kapazitäten bereit, und neue Lösungen für die digitale Konnektivität sind mehrere Jahre von der allgemeinen Verfügbarkeit entfernt. Das Neuausstatten der existierenden Infrastruktur mit ISDN-Fähigkeiten ist eine umfangreiche Aufgabe und kann ein Jahrzehnt in Anspruch nehmen, bevor sich seine Verwendung weit verbreitet hat. Ein neues Verfahren zur Datenübertragung könnte viele gegenwärtige Anwendungen erheblich begünstigen und mehrere neue Dienste verfügbar machen, die andernfalls warten müssten, bis die Infrastruktur die Anforderungen erreicht.
Demgemäß besteht ein Bedarf, ein neues System zur Datenübertragung bereitzustellen, das die Fähigkeit bereitstellt, Daten mit höheren Raten über existierende Telefonleitungen zu empfangen.
Es gibt auch einen Bedarf an einem verbesserten System zur Datenübertragung, das es ermöglichen kann, dass Systeme, Geräte und Anwendungen, die für ein digitales Telefonsystem (wie ISDN) ausgelegt sind, mit analogen Verbindungen verwendet werden.
Es gibt auch einen Bedarf an einem verbesserten System zur Datenübertragung, das die digitale Infrastruktur des Telefonsystems ausnutzen kann, ohne dass ein kostspieliger Austausch aller Teilnehmerleitungen erforderlich wäre.
Es wäre auch wünschenswert, ein Hochgeschwindigkeits-Kommunikationssystem zu erzeugen, um ein Mittel bereitzustellen, digitales Audio, Musik, Video oder anderes Material hoher Qualität an Kunden zu verteilen. Ein solches verbessertes System zur Datenübertragung würde vorteilhafterweise ein Mittel bereitstellen, um auf Anforderung individuell zugeschnittene Informationen, Daten oder anderes digitales Material an eine große Anzahl von Kunden zu verteilen.
Es besteht auch ein Bedarf an einem verbesserten Hochgeschwindigkeits-Kommunikationssystem, um einen größeren Durchsatz für kommerzielle Anwendungen, wie Faksimile, Verkaufspunktsysteme, eine Inventarfernverwaltung, die Kreditkartenprüfung, Weitbereichs-Computernetze oder dergleichen bereitzustellen.
In der Druckschrift WO 96 18261 A ist ein Kommunikationssystem offenbart, das einen Codierer und einen Decodierer aufweist, wobei der Codierer eine digitale Verbindung zu einem digitalen Bereich eines Telefonnetzwerks hat und der digitale Bereich des Telefonnetzwerks durch eine analoge Schleife mit dem Decodierer verbunden ist. Das System stellt ein Hochgeschwindigkeits-Datenübertragungssystem zum Kommunizieren zwischen einer digitalen Datenquelle und einem analogen Teilnehmer, die mit einem digitalen Telefonnetzwerk über eine analoge Schleife verbunden ist, bereit und weist auf: einen Codierer, der mit der digitalen Datenquelle verbunden ist, wobei der Codierer eine Eingabe von der Datenquelle in eine Reihe von Codewörtern aus einem Satz von Codewörtern, die von dem digitalen Telefonnetzwerk verwendeten Quantisiererwerten entsprechen, konvertiert, eine Schnittstelle zum Senden der Reihe von Codewörtern in digitaler Form von dem Codierer zu dem digitalen Telefonnetzwerk und einen Decodierer, der durch die analoge Schleife mit dem digitalen Telefonnetzwerk verbunden ist, wobei die analoge Schleife dem Decodierer ein Analogsignal bereitstellt, wobei das Analogsignal eine analoge Darstellung der Reihe von Codewörtern ist und wobei der Decodierer auf das Analogsignal ansprechen kann, um die Reihe von Codewörtern in digitaler Form anhand des Analogsignals zu rekonstruieren.
Eine solche Anordnung ermöglicht das Übertragen von Daten über existierende Telefonverbindungen bei Raten, die höher sind als bei herkömmlichen Modems oder herkömmlichen Verfahren zur Datenübertragung. Das System erreicht eine erhebliche Verbesserung gegenüber herkömmlichen Verfahren, indem es zwei kritische Beobachtungen verwendet:

1. Das zugrundeliegende Telefonsystem ist digital und verwendet die PCM-Übertragung.
2. Nur in einer Richtung sind hohe Datenraten erforderlich, wobei die Quelle von diesen einen direkten digitalen Zugang zum Telefonsystem hat.

Ein Aspekt des vorstehend erwähnten Systems verwendet die erwähnten Beobachtungen dazu, höhere Datenübertragungsraten zu erreichen, als sie zuvor mit herkömmlichen Systemen erreichbar waren. Die zweite vorstehend erwähnte Beobachtung adressiert die wichtigste Verwendung von Modems, nämlich das Zugreifen auf Informationen und das Gewinnen von Informationen von zentralisierten Servern. Zusätzlich wurde herausgefunden, dass das System besonders nützlich bei Anwendungen ist, die höhere Datenraten benötigen, wie ein Datenbankzugriff und Video oder Audio auf Anforderung. Diese Anwendungen können unter Verwendung der hohen Datenübertragungsraten verwirklicht werden, die durch das System erreichbar sind.
Ein wichtiger Aspekt des vorstehend erwähnten Systems ist sowohl einfach als auch sehr mächtig, nämlich dass es dem Datenanbieter ermöglicht, sich direkt mit einem digitalen Telefonnetzwerk zu verbinden, während der Verbraucher seine existierenden analogen Verbindungen verwendet, ohne eine Veränderung an der Leitung vorzunehmen. Diese Konfiguration ändert sehr das Modell, nach dem das Datengerät des Verbrauchers arbeiten muss. Existierende Modems müssen mit Bandbreitenbeschränkungen und mehreren nicht identifizierten Rauschquellen fertig werden, die ein Signal über den gesamten Übertragungsweg verfälschen. Dagegen überträgt ein Aspekt des vorstehend erwähnten Systems Daten digital über den größten Teil des Wegs von der Zentralstelle zum Heim oder Büro des Verbrauchers und wandelt sie nur im letzten Segment dieses Wegs in die analoge Form um. Vorteilhafterweise wird eine der Hauptquellen von Rauschen bei existierenden Modems, nämlich das Quantisierungsrauschen während der Analog-Digital-Wandlung, vollständig beseitigt, weil diese Wandlung nicht mehr erforderlich ist. Weiterhin kann das Quantisierungsrauschen während der Digital-Analog-Wandlung als ein deterministisches Phänomen modelliert werden und demgemäß erheblich verringert werden.
Durch die Verwendung des vorstehend erwähnten Systems kann die Datenquelle, die einen direkten Zugang zum digitalen Netzwerk hat (beispielsweise über ISDN), Daten genau zu der Zentralstelle übertragen, die den Verbraucher der Daten bedient. Am Verbraucherende der lokalen Schleife ist dann lediglich eine Vorrichtung erforderlich, die Verzerrungen des digitalen Signals infolge der Filterung, die an den Digital-Analog-Wandlern der Zentralstelle ausgeführt wird, und infolge der Übertragungsleitung kompensiert. Beide Verzerrungen können unter Verwendung existierender digitaler Signalverarbeitungshardware angemessen behandelt werden, wie hier beschrieben wird.
Es sei bemerkt, dass, wenngleich dieses Verfahren nicht für vom Verbraucher zum Server zurückkehrende Daten verwendet werden kann, bestehende Modems verwendet werden können, wodurch ein asymmetrischer Kanal mit einer Kapazität von bis zu 64.000 Bits/Sekunde vom Server zum Verbraucher und mit 20.000 bis 30.000 Bits/Sekunde in der Gegenrichtung bereitgestellt wird.
Es sei bemerkt, dass es das vorstehend erwähnte System ermöglicht, dass digitale Daten eines beliebigen Typs (Audio, Video, Informationen oder dergleichen) bei Geschwindigkeiten, die höher sind als sie mit herkömmlichen Modems oder durch herkömmliche Verfahren zur Datenübertragung erhalten werden können, zu einzelnen Benutzern gesendet werden. Weiterhin kann dieses System anders als Kabelfernseh-Verteilungssysteme bei der vollen Datenrate eine beliebige Anzahl von Benutzern, die gleichzeitig verschiedene Daten anfordern, bedienen.
Abgesehen davon, dass es eine höhere Arbeitsgeschwindigkeit für bestehende Anwendungen, wie einen Ferncomputerzugriff, eine schnelle Faksimileübertragung usw., bereitstellt, ermöglichen bestimmte Aspekte des vorstehend erwähnten Systems mehrere neue Anwendungen. Diese umfassen Audio- oder Musikübertragung hoher Qualität, Video-auf-Anforderung, die Übertragung stehender Bilder, Videotelefone, Telekonferenzen oder ähnliche Anwendungen, bei denen hohe Datenübertragungsraten wesentlich sind.
Ein anderer Aspekt des vorstehend erwähnten Systems besteht darin, ein mehrwertiges PCM-Datensignal anhand einer analogen Darstellung dieses Signals zu rekonstruieren. Dies wird unter Verwendung eines Verfahrens erreicht, das eine Taktsynchronisationstechnik mit einer adaptiven Entzerrung kombiniert.
Zusätzlich zu den vorstehend erwähnten umfassen andere Aspekte und Vorteile des vorstehend erwähnten Systems: (1) die Fähigkeit zum effektiven Rekonstruieren des digitalen pulscodemodulierten (PCM) Datenstroms des Telefonsystems unter Verwendung nur des Analogsignals am Teilnehmerende der Telefonleitung, (2) die Fähigkeit zum Rekonstruieren der Taktfrequenz und der Phase der PCM-Daten unter Verwendung nur des Analogsignals am Teilnehmerende der Telefonleitung, (3) die Fähigkeit zum Erhöhen der effektiven Datenrate zwischen einer Zentralstelle und dem Teilnehmerende, ohne dass zusätzliche Geräte an der Zentralstelle hinzugefügt werden oder das Telefonsystem auf andere Weise modifiziert wird, und (4) die Fähigkeit zum Rekonstruieren der digitalen Daten, nachdem diese Daten infolge einer oder mehrerer der Wandlung in analoge Form, der Filterung, der Verzerrung oder der Verfälschung durch Hinzufügen von Rauschen modifiziert worden sind.
In der Druckschrift WO 96 18261 A ist ein Trainingsverfahren offenbart, das die Schritte des Übertragens von M Wiederholungen einer Trainingssequenz, die aus N Codewörtern besteht, von dem Codierer zu dem Decodierer, wobei M und N ganze Zahlen sind, die dem Decodierer bekannt sind, und die Codewörter den PCM-Codes entsprechen, die durch den digitalen Bereich des Telefonnetzwerks verwendet werden, bei dem Decodierer, des Abtastens einer empfangenen Sequenz von analogen Spannungspegeln, die den übertragenen Codewörtern entsprechen, des Speicherns eines Werts, der jedem Abtastwert zugeordnet ist, des Analysierens der gespeicherten Werte und des Einstellens zumindest eines Parameters des Decodierers in Übereinstimmung mit der Analyse, um die Kompensation von Signalen zu optimieren, die durch den Decodierer nach dem Training empfangen werden, umfasst. Die vorliegende Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass eine Untermenge von zwei PCM-Codewörtern vorgesehen ist, die unter einer kompandierenden Regel, die durch das Telefonnetzwerk implementiert wird, Negative voneinander sind, und jedes der N Codewörter in der Trainingssequenz von diesen beiden PCM-Codewörtern zufällig ausgewählt wird.
Durch die Verwendung nur zweier spezifischer Codewörter, die Negative voneinander sind, ist es möglich zu gewährleisten, dass die Trainingssequenz keinen Gleichanteil aufweist.
Einige Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nun nur als Beispiel mit Bezug auf die anliegende Zeichnung beschrieben.
1 zeigt ein Blockdiagramm, in dem eine typische Modemdatenverbindung dargestellt ist.
2 zeigt ein Blockdiagramm, in dem ein Beispiel eines hypothetischen symmetrischen digitalen Systems dargestellt ist.
3 zeigt ein Blockdiagramm eines Hochgeschwindigkeits-Verteilungssystems.
4 zeigt ein Blockdiagramm einer Hardwareimplementation eines Codierers 150 aus 3.
5 zeigt ein Blockdiagramm der Funktion des Codierers 150 aus 3.
6 zeigt ein Blockdiagramm der Funktion eines Gleichspannungsentferners 184 aus 5.
7a zeigt einen Graphen eines Datenstroms 100 als Funktion der Zeit, wie er dem Codierer 150 zugeführt werden würde.
7b zeigt einen Graphen einer typischen Ausgabe vom Codierer 150 als Funktion der Zeit, wie sie einer digitalen Netzwerkverbindung 132 aus 3 zugeführt werden würde.
7c zeigt einen Graphen eines Linearwerts 194 aus 6 als Funktion der Zeit, wobei es sich um das Ausgangssignal vom Codierer 150 nach der Konvertierung in lineare Form handelt.
8 zeigt ein Blockdiagramm der Funktion existierender digitaler Leitungsschnittstellen.
9 zeigt ein Blockdiagramm einer Hardwareimplementation eines in 3 dargestellten Decodierers 156.
10 zeigt ein Blockdiagramm der Funktion des Decodierers 156 aus 3.
11a zeigt einen Graphen eines Analogsignals 154 aus 10 als Funktion der Zeit.
11b zeigt einen Graphen eines kompensierten Signals 274 aus 10 als Funktion der Zeit, das innerhalb des Decodierers 156 gebildet wird.
11c zeigt einen Graphen eines geschätzten Codestroms 280 aus 10 als Funktion der Zeit, der innerhalb des Decodierers 156 gebildet wird.
11d zeigt einen Graphen eines Datenstroms 126 aus 3 als Funktion der Zeit, der vom Decodierer 156 erzeugt wird.
11e zeigt einen Graphen eines Fehlersignals 272 aus 10 als Funktion der Zeit, das vom Decodierer 156 erzeugt wird.
12 zeigt ein Blockdiagramm, das ein Umkehrfilter 268 aus 10 zeigt.
13 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Mitkopplungs-Entzerrer 300 aus 12 zeigt.
14 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Filter-Abgriff 330 aus 13 zeigt.
15 zeigt ein Blockdiagramm, das einen Taktschätzer 264 aus 10 zeigt.
16 zeigt ein Blockdiagramm, das die Funktion eines Taktsynchronisierers 260 aus 10 zeigt.
17 zeigt ein Blockdiagramm, das ein asymmetrisches Ende-zu-Ende-System mit einem Rückkanal zeigt.
18 zeigt ein Blockdiagramm, das eine Anwendung mit einem Datenbankserver zeigt.
19 zeigt ein Blockdiagramm in einer Anwendung auf ein Hochgeschwindigkeits-Faksimilesystem.
20 zeigt ein Blockdiagramm eines digitalen Telefonrelais.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Herkömmliche Modemdatenverbindung
Eine herkömmliche Modemdatenverbindung ist in 1 dargestellt. Die Arbeitsweise eines solchen Systems ist wohlbekannt und wurde durch Regierungseinrichtungen, wie die International Telecommunications Union, genormt. Abhängig von den Typen eines Modems 104 und eines Modems 124, können Daten bei Raten von bis zu 28.800 Bits/Sekunde über einen Datenstrom 100 des ersten Benutzers zugeführt werden. Das Modem 104 wandelt den Datenstrom 100 in ein Analogsignal um, das einer lokalen Schleife 106 zugeführt wird, welche wiederum mit einer Telefonvermittlungsstelle 108 verbunden ist. Das Analogsignal wird dann über eine Netzwerkverbindung 112 durch ein Telefonnetzwerk 114 übertragen und erreicht schließlich über eine Netzwerkverbindung 118 eine Telefonvermittlungsstelle 120, die den zweiten Benutzer bedient. Das Signal wird dann in analoger Form über eine lokale Schleife 122 dem Modem 124 des zweiten Benutzers zugeführt, wodurch das Signal in einen Datenstrom 126 umgewandelt wird, wobei es sich um eine verzögerte Version des Datenstroms 100 handelt. In genau analoger Weise läuft ein Datenstrom 128 über das Modem 124, die lokale Schleife 122, die Telefonvermittlungsstelle 120, eine Netzwerkverbindung 116, das Telefonnetzwerk 114, eine Netzwerkverbindung 110, die Telefonvermittlungsstelle 108, die lokale Schleife 106 und das Modem 104 durch das Telefonnetzwerk, um eine verzögerte Version als einen Datenstrom 102 zu bilden.
Dieses System nimmt an, dass das Telefonsystem das einer Telefonverbindung eines Benutzers zugeführte Analogsignal am Ende des anderen Benutzers mit einer Verzerrung und einer Verzögerung wiedergibt, die nicht größer sind als ein Satz für das Telefonsystem spezifizierter Standardwerte. Es kann gezeigt werden, dass es nicht möglich ist, auf der Grundlage nur dieser Werte Daten mit Raten von mehr als etwa 35.000 Bits/Sekunde zu übertragen. Dieses System ignoriert viele Einzelheiten der Verzerrung, wobei es sich tatsächlich um deterministische Änderungen an dem Signal und nicht um unvorhersehbare Änderungen handelt. Eine solche deterministische Änderung ist das Quantisierungsrauschen, falls das Telefonnetzwerk 114 digital implementiert ist. Existierende Modems können das Wissen über diese wichtige Rauschquelle nicht bei der Beseitigung von Verzerrungen nutzen und sind daher in ihren Datenraten beschränkt. Dies ist der wichtigste Mangel bestehender Modemsysteme, nämlich eine niedrige Datenrate und eine niedrige theoretische Grenze für die maximale Verbesserung, die innerhalb des gegenwärtigen Rahmens von Annahmen je möglich sind.
In einem Versuch, die erwähnten Mängel und Nachteile einer in 1 dargestellten herkömmlichen Modemdatenverbindung zu überwinden, hat ein Ansatz zum Erhöhen der Datenübertragungsrate zu einem hypothetischen symmetrischen digitalen Kommunikationssystem geführt, wobei ein solches System in 2 in Kombination mit einem digitalen Telefonnetzwerk dargestellt ist.
Dieses System, das von Kalet u.a. in der zuvor zitierten Entgegenhaltung beschrieben ist, ähnelt bestehenden Modems, jedoch mit einer neuen Annahme, dass die zugrundeliegende Infrastruktur ein digitales Telefonnetzwerk 134 ist. Die Arbeitsweise ähnelt derjenigen des vorstehend beschriebenen herkömmlichen Modemsystems mit der Ausnahme, dass die Signale in digitaler Form innerhalb des digitalen Telefonnetzwerks 134 und auf einer digitalen Netzwerkverbindung 130, einer digitalen Netzwerkverbindung 132, einer digitalen Netzwerkverbindung 136 und einer digitalen Netzwerkverbindung 138 übertragen werden. Jeder Benutzer benötigt noch ein Modem zum Übertragen der Informationen über die lokale Schleife 122 und die lokale Schleife 106 zur Telefonvermittlungsstelle 120 bzw. zur Telefonvermittlungsstelle 108, wo die Konvertierung zwischen dem analogen und einem vom digitalen Telefonnetzwerk 134 verwendeten digitalen Standardformat ausgeführt wird.
Anders als bei herkömmlichen Modems wurde bisher kein theoretisches Argument gefunden, das die Geschwindigkeit eines solchen Systems auf weniger als diejenige begrenzen würde, die innerhalb des digitalen Telefonnetzwerks 134 verwendet wird und typischerweise 56.000 oder 64.000 Bits/Sekunde beträgt. Demgemäß ist es theoretisch möglich, dass ein solches System Datenraten von bis zu 64.000 Bits/Sekunde erhält. Ein solches System wurde jedoch nie praktisch verwirklicht, und es gibt keinen Beweis, dass es möglich wäre, ein solches System zu implementieren. Die Autoren dieses Systems sagen aus, dass "dies ein schwieriges praktisches Problem ist und wir nur vermuten können, dass eine vernünftige Lösung möglich wäre".
Das Problem besteht darin, dass das sendende Modem, um das Wissen ausnutzen, dass das zugrundeliegende Netzwerk digital ist und ein großer Teil der beobachteten Signalverzerrung auf Quantisierungsrauschen zurückzuführen ist, nur über seinen analogen Ausgang die Digitalpegel steuern muss, die vom Netzwerk ausgewählt werden, um das Signal zu codieren. Weiterhin muss das empfangende Modem, nur über seinen analogen Eingang, diese Digitalpegel genau ableiten. Eine Verzerrung infolge der Analog/Digital-Wandlung geschieht sowohl am Ende des Senders als auch am Ende des Empfängers, es ist jedoch nur die zu dem gewünschten Signal addierte kombinierte Verzerrung direkt beobachtbar. Weiterhin geschieht eine zusätzliche Verzerrung infolge elektrischen Rauschens und Übersprechens auch an der lokalen Schleife 122 und der lokalen Schleife 106. Das Trennen dieser Verzerrungskomponenten von dem gewünschten Signal und voneinander ist eine schwierige, möglicherweise unmögliche Aufgabe.
Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren, durch das die Mängel dieses Ansatzes beseitigt werden. Dieses nutzt das Wissen über das zugrunde liegende digitale Netzwerk in einer Weise aus, die verwirklichbar ist, wodurch höhere erreichbare Datenraten bereitgestellt werden als sie mit irgendeiner anderen bekannten Lösung möglich sind.
Abtastratenkonvertierung
Wie in der folgenden Erörterung ersichtlich wird, benötigt ein System zum Wiederherstellen von PCM-Daten anhand einer verzerrten analogen Darstellung ein Verfahren zum Synchronisieren des Decodiertakts mit demjenigen, der zum Konvertieren der PCM-Daten von einem digitalen Strom in analoge Werte verwendet wird. Digitale Implementationen dieser Synchronisation erfordern, dass eine digitale Datensequenz erneut abgetastet wird, wobei ihre Rate von derjenigen, die von einem Analog-Digital-Wandler verwendet wird, zu einer geändert wird, die derjenigen näher liegt, die bei der Konvertierung von PCM-Daten verwendet wird. Bisher bekannte Techniken zum Erreichen von diesem sind in ihren Fähigkeiten entweder streng begrenzt, oder sie sind rechenintensiv. Es sei beispielsweise auf R.E. Crochiere und L.R. Rabiner "Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1983, verwiesen. Das Ausführen einer Abtastratenkonvertierung zwischen zwei unabhängigen Takten, deren Beziehung sich als Funktion der Zeit ändern kann, kompliziert die Aufgabe weiter.
Gesamtsystem
3 zeigt einen Überblick über das vorgeschlagene System. Das Verfahren zur Verwendung des in 3 dargestellten Systems ist mit demjenigen identisch, das für gegenwärtige Datenkommunikationsschaltungen oder Modems eingesetzt wird. Am Datenstrom 100 angewendete Daten erscheinen einige Zeit später am Datenstrom 126. Der Datenstrom 100 wird dem Codierer 150 zugeführt, dessen Funktion darin besteht, den Datenstrom in ein Format umzuwandeln, das mit dem Telefonsystem kompatibel ist. Die konvertierten Daten werden dem digitalen Telefonnetzwerk 134 über die digitale Netzwerkverbindung 132 zugeführt. Die konvertierten Daten erscheinen wörtlich über die digitale Netzwerkverbindung 138 an der Telefonzentralstelle eines Kunden, wo sich eine Leitungsschnittstelle 140 befindet. Falls an diesem Punkt der Kunde auch einen direkten digitalen Zugriff auf die digitale Verbindung zu der Leitungsschnittstelle des Kunden von der digitalen Netzwerkverbindung 138 hätte, wäre die Übertragung vollständig. Wenn der Kunde jedoch, wie die Mehrzahl der Benutzer, keinen direkten digitalen Zugang zum Telefonnetzwerk hat, ist dies nicht möglich, und es sind die folgenden zusätzlichen Operationen erforderlich.
Die Leitungsschnittstelle 140 wandelt die digitalen Daten auf der digitalen Netzwerkverbindung 138 in einer Weise, die mit den standardisierten Spezifikationen der digitalen Telefonie übereinstimmt, in ein analoges Format um. Das analoge Format wird auf der lokalen Schleife 122 zu den Räumlichkeiten der Kunden übertragen, wo ein Hybridnetzwerk 152 die Leitung abschließt und das Analogsignal 154 erzeugt. Das Hybridnetzwerk 152 ist ein Standardteil, das das bidirektionale Zweidrahtsignal zu einem Paar von Einwegsignalen konvertiert. Der Decodierer 156 verwendet das Analogsignal 154 zum Schätzen und Kompensieren der Verzerrung, die durch die Konvertierung in das analoge Format herbeigeführt wird, die von der Leitungsschnittstelle 140 ausgeführt wird, woraus sich eine Schätzung der digitalen Daten an der digitalen Netzwerkverbindung 138 ergibt, von der angenommen wird, dass sie mit den digitalen Daten identisch ist, die der digitalen Netzwerkverbindung 132 zugeführt wurden. Die vom Codierer 150 ausgeführte Transformation wird dann invertiert, und der Decodierer 156 gibt den Datenstrom 126 aus, der die verzögerte Schätzung des ursprünglichen Datenstroms 100 ist.
Es sei bemerkt, dass innerhalb von 3 alle Elemente mit Ausnahme des Codierers 150 und des Decodierers 156, die nachstehend detailliert beschrieben werden, wohlbekannt sind und innerhalb aktueller digitaler Telefonsysteme existieren. Weiterhin wird nachstehend ein Verfahren zum Initialisieren und Anpassen des Decodierers 156 an die genauen Bedingungen, die beim Normalbetrieb auftreten, beschrieben.
Physikalische Implementation des Codierers
4 zeigt ein Blockdiagramm einer möglichen Verwirklichung des Codierers 150 aus 3. Der Datenstrom 100 aus 3 wird in den seriellen Dateneingang eines digitalen Signalprozessors 160 in der Art eines DSP32C von AT&T eingegeben. Dieser Prozessor verwendet einen Prozessorbus 162 zum Kommunizieren mit einem Nurlesespeicher 168, einem Direktzugriffsspeicher 166 und einer ISDN-Schnittstellenschaltung 164 in der Art einer Am79C30A von Advanced Micro Devices. Der Nurlesespeicher 168 enthält ein gespeichertes Programm, dessen Funktionseigenschaften in den folgenden Abschnitten beschrieben werden. Der Direktzugriffsspeicher 166 wird für den Programmspeicher und für Parameter verwendet. Die ISDN-Schnittstellenschaltung 164 weist auch eine ISDN-Verbindung 170 auf, die mit einem Netzwerkabschluss 172, wie Northern Telecom NTI, und anschließend mit der digitalen Netzwerkverbindung 132, die auch in 3 dargestellt wurde, verbunden ist.
Zum Erzeugen einer voll funktionsfähigen Implementation müssten zusätzliche Sekundärelemente, wie Decodierer, Oszillatoren und eine Randlogik, zu dem in 4 dargestellten grundlegenden Blockdiagramm hinzugefügt werden. Solche Hinzufügungen sind wohlbekannt und werden Fachleuten offensichtlich sein.
Die anschließende Erörterung des Codierers 150 bezieht sich auf funktionelle und nicht auf physikalische Komponenten, die alle unter Verwendung wohlbekannter digitaler Signalverarbeitungstechniken beispielsweise als Programme oder Unterroutinen für den digitalen Signalprozessor 160 implementiert werden können.
Arbeitsweise des Codierers
5 zeigt ein Funktionsblockdiagramm des Codierers 150 aus 3. Der Kanal vom Server zum Client beginnt mit beliebigen digitalen Daten, die als Datenstrom 100 bereitgestellt werden. Der Codierer 150 wandelt diesen Bitstrom in eine Sequenz von Acht-Bit-Wörtern um, die vorzugsweise bei der Taktrate des Telefonsystems von 8.000 Abtastungen/s abgetastet werden. Dies wird durch eine Folge von Operationen erreicht, die mit einem Seriell/Parallel-Wandler 180 beginnt, der alle acht vom Datenstrom 100 gelesenen Bits zusammen gruppiert und einen Strom paralleler Acht-Bit-Werte als einen 8-Bit-Codestrom 182 ausgibt. Diese Zuordnung kann vorzugsweise so ausgeführt werden, dass das erste von jeweils acht aus dem Datenstrom 100 gelesenen Bits an der niedrigstwertigen Bitposition des 8-Bit-Codestroms 182 angeordnet wird, wobei folgende Bits anschließende höherwertige Bitpositionen belegen, bis das Ausgabewort vollständig ist, wobei der Prozess an diesem Punkt wiederholt wird. Der Gleichspannungsentferner 184 fügt dann zusätzliche Acht-Bit-Werte in regelmäßigen Inter vallen ein, vorzugsweise einen Wert alle acht Abtastwerte, so dass der dem eingefügten Wert zugeordnete Analogwert das Negative der Summe aller vorhergehenden Werte auf dem 8-Bit-Codestrom 182 ist. Dies ist notwendig, weil Telefonsysteme häufig jede Gleich-Vorspannung auf einem Signal abschwächen oder entfernen. Der Gleichspannungsentferner 184 ist ein Beispiel einer Schaltungseinrichtung zum Verringern von Gleichspannungsanteilen in dem empfangenen Analogsignal.
Ein Detail der Funktionselemente des Gleichspannungsentferners 184 aus 5 sind in 6 dargestellt. Ein von einem Zwei-Eingangs-Wähler 190 ausgegebener Codestrom 186 wird auch durch einen μ-Law-zu-Linear-Wandler 192, der als eine Nachschlagetabelle mit 256 Elementen unter Verwendung der Standard-μ-Law-zu-Linear-Konvertierungstabelle implementiert werden kann, in einen Linearwert 194 konvertiert. Werte eines Linearwerts 194 werden durch einen Summierer 196 und eine Einheitsverzögerung 200 akkumuliert und negiert, um einen Gleichspannungs-Offset 198 und einen vorhergehenden Gleichspannungs-Offset 202 zu bilden, wobei es sich um den entsprechenden einheitsverzögerten Wert handelt. Der Gleichspannungs-Offset 198 wird einem Linear-zu-μ-Law-Wandler 204 zugeführt, der die gleiche Nachschlagetabelle wie der μ-Law-zu-Linear-Wandler 192 verwenden kann, wobei jedoch die umgekehrte Zuordnung vorgenommen wird. Es sei bemerkt, dass der jeweilige größte oder kleinste Eintrag verwendet wird, wenn der Gleichspannungs-Offset 198 größer oder kleiner als das Maximum oder das Minimum in der Tabelle ist. Ein Gleichspannungs-Wiederherstellungscode 206 wird durch den Linear-zu-μ-Law-Wandler 204 erzeugt und als eine Eingabe dem Zwei-Eingangs- Wähler 190 zugeführt. Der Zwei-Eingangs-Wähler 190 liest vorzugsweise sieben aufeinanderfolgende Werte aus dem 8-Bit-Codestrom 182 und gibt diese Werte als Codestrom 186 aus, woraufhin er einen einzigen Wert aus dem Gleichspannungs-Wiederherstellungscode 206 liest und ausgibt. Er wiederholt dann diese Operationsfolge kontinuierlich.
Zu 5 zurückkehrend sei bemerkt, dass der Codestrom 186 der Eingangsleitung eines ISDN-Wandlers 188 zugeführt wird, der die wohlbekannte Wandlung zu einem ISDN-Signal vornimmt. Die Funktion des ISDN-Wandlers 188 wird direkt durch mehrere existierende integrierte Schaltungen, einschließlich Am79C30 von Advanced Micro Devices, implementiert. Der Ausgang des ISDN-Wandlers 188 bildet die digitale Netzwerkverbindung 132, die auch der Ausgang des Codierers 150 aus 3 ist.
Zum besseren Verständnis sind einige der vom Codierer 150 verwendeten Signale in den 7a bis 7c dargestellt. 7a zeigt eine Folge von Abtastwerten des Datenstroms 100. Nach dem Verarbeiten durch den Seriell-Parallel-Wandler 180 und den Gleichspannungsentferner 184 ist der Codestrom 186 in 7b dargestellt. Innerhalb des Gleichspannungsentferners 184 ist die lineare Entsprechung des Codestroms 186, nämlich der Linearwert 194, in 7c dargestellt.
Leitungsschnittstelle
Zur Bezugnahme während der folgenden Beschreibungen zeigt 8 ein Funktionsmodell der Leitungsschnittstelle 140 aus 3, wie sie in einem typischen Telefonsystem für die Verwendung mit einem Aspekt der vorliegenden Erfindung vorgefunden werden würde. Es sei bemerkt, dass solche Schnittstellen wohlbekannt sind und gegenwärtig in digitalen Telefonvermittlungsstellen verwendet werden. Das digitale Telefonnetzwerk 134 aus 3 übergibt einen Acht-Bit-je-Abtastwert aufweisenden, μ-Law-codierten digitalen Datenstrom über die digitale Netzwerkverbindung 138 an einen in 8 dargestellten μ-Law-zu-Linear-Wandler 210. Der μ-Law-zu-Linear-Wandler 210 implementiert die wohlbekannte μ-Law-zu-Linear-Wandlung, wobei jeder Abtastwert in einen Linearwert 212 konvertiert wird. Der Linearwert 212 wird dann durch einen Digital-Analog-Wandler 214 in ein Analogsignal 216 konvertiert, das in wohlbekannter Weise unter Verwendung eines Telefonsystemtakts 236 abgetastet wird. Wenngleich dies in 3 aus Gründen der Klarheit nicht dargestellt ist, wird der Telefonsystemtakt 236 vom digitalen Telefonnetzwerk 134 erzeugt. Das Analogsignal 216 wird dann durch ein Tiefpassfilter 218 geglättet, um ein gefiltertes Signal 220 zu bilden. Ein Hauptzweck des Tiefpassfilters 218 besteht darin, eine Tiefpassfunktion mit einer Abschneidefrequenz von etwa 3.100 Hz bereitzustellen. Die International Telecommunications Union hat die Spezifikationen für den Digital-Analog-Wandler 214 und das Tiefpassfilter 218 in International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector (ITU-T), "Transmission Performance Characteristics of Pulse Code Modulation", Empfehlung G. 712, Genf, Schweiz, September 1992, genormt.
Das gefilterte Signal 220 wird durch einen Vier-zu-Zwei-Draht-Wandler 222 auf die lokale Schleife 122 multiplexiert. Die lokale Schleife 122 ist eine bidirektionale Schleife, und auf der lokalen Schleife 122 ankommende Signale werden dem Vier-zu-Zwei-Draht-Wandler 222 zugeführt und als ein ungefiltertes Signal 234 ausgegeben. Das ungefilterte Signal 234 wird einem Bandpassfilter 232 zugeführt, das auch von ITU-T in der vorstehend erwähnten Referenz standardisiert wurde. Die Ausgabe vom Bandpassfilter 232, ein gefiltertes Signal 230, wird durch einen Analog-Digital-Wandler 228 in einen Linearwert 226 konvertiert. Der Linearwert 226 wird dann durch einen Linear-zu-μ-Law-Wandler 224, der die standardmäßige Linear-zu-μ-Law-Wandlung implementiert, zu der digitalen Netzwerkverbindung 136 konvertiert. Es sei bemerkt, dass in dem in 3 dargestellten System die digitale Netzwerkverbindung 136 nicht verwendet wird und aus Klarheitsgründen fortgelassen wurde.
Physikalische Implementation des Decodierers
9 zeigt ein Blockdiagramm einer möglichen Verwirklichung des Decodierers 156 aus 3. Das Analogsignal 154 aus 3 wird durch einen Analog-Digital-Wandler 240 abgetastet, der als eine integrierte Schaltung in der Art eines C55016 von Crystal Semiconductor vorhanden ist. Diese verwendet ein durch einen Oszillator 242 erzeugtes Taktsignal 244, vorzugsweise mit 16 kHz, um ein digitales Eingangssignal 246 zu bilden, das mit einer Bank digitaler Signalprozessoren 248, wie DSP32C von AT&T, und zwar über eine seiner seriellen digitalen Eingangsleitungen, verbunden ist. Die Prozessoren sind auch miteinander und mit einem Direktzugriffsspeicher 254 und einem Nurlesespeicher 252 über einen Prozessorbus 250 verbunden. Der Nurlesespeicher 252 enthält ein gespeichertes Programm, dessen Funktionseigenschaften in den folgenden Abschnitten beschrieben werden. Die Bank der digitalen Signalprozessoren 248 erzeugt den Datenstrom 126, der die endgültige Ausgabe des Decodierers 156 aus 3 ist.
Zum Erzeugen einer voll funktionsfähigen Implementation müssten zusätzliche Sekundärelemente, wie Decodierer, Oszillatoren und Randlogik, zu dem in 9 dargestellten grundlegenden Blockdiagramm hinzugefügt werden. Solche Hinzufügungen sind wohlbekannt und werden Fachleuten offensichtlich sein.
Die anschließende Erörterung des Decodierers 156 bezieht sich auf funktionelle und nicht auf physikalische Komponenten, die alle unter Verwendung wohlbekannter digitaler Signalverarbeitungstechniken beispielsweise als Programme oder Unterroutinen für die Bank digitaler Signalprozessoren 248 implementiert werden können.
Arbeitsweise des Decodierers
10 zeigt die Funktionsstruktur des Decodierers 156 aus 3. Das Analogsignal 154 aus 3 führt die Eingangsdaten dem Decodierer 156 zu. Das Analogsignal 154 wird dem Analog-Digital-Wandler 240 zugeführt und in das digitale Eingangssignal 246 konvertiert, wobei es vorzugsweise mit 16.000 Abtastungen je Sekunde bei einer Abtastgenauigkeit von 16 Bits je Abtastwert abgetastet wird. Der Analog-Digital-Wandler 240 ist als eine integrierte Schaltung in der Art eines CS5016 von Crystal Semiconductor vorhanden. Das digitale Eingangssignal 246 wird dann vom Taktsynchronisierer 260 verarbeitet, der das digitale Eingangssignal 246 in durch eine Periodenschätzung 262 getrennten Intervallen interpoliert und erneut abtastet, um ein synchronisiertes Signal 266 zu erzeugen. Die Arbeitsweise des Taktsynchronisierers 260 wird in den folgenden Abschnitten detailliert dargelegt. Das synchronisierte Signal 266 wird durch das nachstehend beschriebene Umkehrfilter 268 gefiltert, um das kompensierte Signal 274 zu rekonstruieren. Der Zweck des Umkehrfilters 268 besteht darin, die von der Leitungsschnittstelle 140 aus 3, deren Primärkomponente das Tiefpassfilter 218 aus 8 ist, ausgeführte Transformation umzukehren. Zu 10 zurückkehrend sei bemerkt, dass das Umkehrfilter 268 auch eine Verzögerungsfehlerschätzung 270 ausgibt, die den im synchronisierten Signal 266 vorhandenen Zeitfehler angibt, der, wie nachstehend beschrieben, vom Taktschätzer 264 verwendet wird, um die Periodenschätzung 262 zu berechnen, die vom Taktsynchronisierer 260 verwendet wird. Eine Entscheidungseinrichtung wird dann verwendet, um das kompensierte Signal 274 in eine Folge von Werten aus einer diskreten Menge umzuwandeln. Beispielsweise wird das kompensierte Signal 274 unter Verwendung eines Linear-zu-μ-Law-Wandlers 276 in das nächste äquivalente Acht-Bit-μ-Law-Wort konvertiert, um den geschätzten Codestrom 280 zu erzielen. Wie zuvor beschrieben wurde, kann der Linear-zu-μ-Law-Wandler 276 als eine einfache Nachschlagetabelle implementiert werden.
Während des Normalbetriebs vermittelt eine Vermittlungsstelle 292 den geschätzten Codestrom 280 als ein gewünschtes Ausgangssignal 286 zurück, das durch einen μ-Law-zu-Linear-Wandler 278 in ein lineares Signal zurück konvertiert wird, um einen Linearwert 284 zu bilden, wobei der μ-Law-zu-Linear-Wandler 278 als eine einfache Nachschlagetabelle implementiert werden kann, wie zuvor beschrieben wurde. Während der Initialisierung wird die Vermittlungsstelle 292 so eingestellt, dass ein vorgegebenes Trainingsmuster 288 (in 3 nicht dargestellt) zum gewünschten Ausgangssignal 286 geschaltet wird. Diese Verwendung wird später beschrieben.
Der Linearwert 284 stellt eine Schätzung des gewünschten Werts des kompensierten Signals 274 bereit. Er wird verwendet, um das Umkehrfilter 268 adaptiv zu aktualisieren, so dass das kompensierte Signal 274 so nahe wie möglich beim Linearwert 284 liegt. Diese Adaptation ist ein Beispiel eines Trainingsmittels zum Einstellen der Parameter des Decodierers 156, wie in der nachstehenden Erörterung des Umkehrfilters 268 weiter erklärt wird. Ein Subtrahierer 282 berechnet das Fehlersignal 272 unter Verwendung des kompensierten Signals 274 und des Linearwerts 284. Das Fehlersignal 272 wird in einer Rückkopplungsschleife zu einer Eingangsleitung des Umkehrfilters 268 zurückgeführt. Der geschätzte Codestrom 280 wird auch durch einen Datenextrahierer 290 geführt, der die vom Codierer 150 aus 3 ausgeführten Transformationen umkehrt, um den endgültigen Ausgangsdatenstrom 126 des Decodierers zu bilden.
Nur zum Verständnis sind Beispiele einiger der in 10 vorhandenen Signale in den 11a bis 11e aufgetragen. 11a zeigt ein typisches Eingangs-Analogsignal 154 für den Decodierer 156 als Funktion der Zeit. Während der Verarbeitung dieses Signals bildet der Decodierer 156 das kompensierte Signal 274, das in 11b dargestellt ist. Dieses Signal wird weiter verarbeitet, um den in 11c dargestellten geschätzten Codestrom 280 zu bilden. Schließlich gibt der Datenextrahierer 290 aus 10 den in 11d dargestellten Datenstrom 126 aus. Das zur internen Verwendung innerhalb des Decodierers 156 gebildete Fehlersignal 272 ist in 11e dargestellt.
Wie zuvor erwähnt wurde, sind der Analog-Digital-Wandler 240, der Subtrahierer 282, der Linear-zu-μ-Law-Wandler 276, die Vermittlungsstelle 292 und der μ-Law-zu-Linear-Wandler 278, die alle in 10 dargestellt sind, wohlbekannt und können von Fachleuten leicht implementiert werden. Die folgende Erörterung wird die Implementation und die Arbeitsweise der restlichen Blöcke, nämlich des Umkehrfilters 268, des Taktschätzers 264, des Taktsynchronisierers 260 und des Datenextrahierers 290, weiter erläutern.
Umkehrfilter
12 zeigt die internen Einzelheiten des Umkehrfilters 268 aus 10. Das Umkehrfilter 268 ist ein Beispiel eines Entzerrungsmittels, das durch Ausführen linearer Filteroperationen auf ein Eingangssignal (das synchronisierte Signal 266) arbeitet, um ein Ausgangssignal (das kompensierte Signal 274) zu erzeugen. Das Umkehrfilter 268 empfängt auch das Fehlersignal 272, das die Fehlanpassung zwischen dem kompensierten Signal 274 und einem gewünschten Wert angibt. Es verwendet das Fehlersignal 272 zum Aktualisieren seiner Filterfunktion, so dass das Fehlersignal 272 minimiert wird. Solche adaptiven Filter strukturen sind wohlbekannt. Siehe beispielsweise Richard D. Gitlin, Jeremiah F. Hayes und Stephen B. Weinstein, "Data Communications Principles", Plenum (1992). Zu Erklärungszwecken beschreiben wir jedoch hier eine bevorzugte Implementation des Umkehrfilters 268. Zusätzlich bildet das Umkehrfilter 268 eine Verzögerungsfehlerschätzung 270, welche vom Taktschätzer 264 aus 10 verwendet wird.
Das synchronisierte Signal 266 wird dem Mitkopplungs-Entzerrer 300 zugeführt, der ein teilweise kompensiertes Signal 302 erzeugt, während er ein Korrektursignal 324 zum Ausführen adaptiver Aktualisierungen verwendet. Die Arbeitsweise des Mitkopplungs-Entzerrers 300 wird nachstehend beschrieben. Der Mitkopplungs-Entzerrer 300 gibt auch eine Verzögerungsfehlerschätzung 270 aus, die vom Taktschätzer 264 aus 10 verwendet wird. Das teilweise kompensierte Signal 302 wird anschließend durch einen Abtastratenverringerer 304 um einen Faktor zwei in der Abtastrate verringert, um ein Signal 306 mit verringerter Abtastrate zu bilden. Der Abtastratenverringerer 304 liest wiederholt zwei aufeinanderfolgende Werte von seiner Eingangsleitung und gibt den ersten von diesen auf seine Ausgangsleitung, wobei er den zweiten Wert verwirft. Das Signal 306 mit verringerter Abtastrate wird dann einem Subtrahierer 308 zugeführt, um das kompensierte Signal 274 zu bilden. Das kompensierte Signal 274 wird von folgenden Stufen in 10 verwendet und auch einer Einheitsverzögerung 310 zugeführt, um ein verzögertes Signal 312 zu bilden. Das verzögerte Signal 312 wird dann an die Eingangsleitung eines Rückkopplungs-Entzerrers 314 angelegt, um eine Verzerrungsschätzung 316 zu bilden. Der Rückkopplungs-Entzerrer 314 ähnelt dem Mitkopplungs-Entzerrer 300 und wird nachstehend weiter beschrieben. Die Verzerrungsschätzung 316 führt den zweiten Eingang dem Subtrahierer 308 zu. Das Fehlersignal 272 aus 10 wird an einem Verstärkungselement 318 aus 12 mit einem konstanten Faktor skaliert, um ein Korrektursignal 320 zu bilden, das als ein zweites Eingangssignal dem Rückkopplungs-Entzerrer 314 zugeführt wird. Der Rückkopplungs-Entzerrer 314 verwendet das Korrektursignal 320, um adaptive Aktualisierungen auszuführen.
Die Abtastrate des Fehlersignals 272 wird auch durch einen Abtastratenerhöher 326, der eine Null zwischen den jeweiligen Abtastwerten des Fehlersignals 272 einfügt, erhöht. Der Abtastratenerhöher 326 erzeugt ein Fehlersignal 328 mit erhöhter Abtastrate, das nachfolgend durch ein Verstärkungselement 322 skaliert wird, um das Korrektursignal 324 bereitzustellen, Die Verwendung des Korrektursignals 320 und des Korrektursignals 324 durch den Rückkopplungs-Entzerrer 314 bzw. den Mitkopplungs-Entzerrer 300 wird nachstehend beschrieben. Die Werte der Parameter kf und kb des Verstärkungselements 322 bzw. des Verstärkungselements 318 können vorzugsweise im Bereich von 10-2 bis 10-15 liegen. Optimale Werte können von Fachleuten leicht erhalten werden, ohne dass sie in höherem Maße experimentieren müssten.
Mitkopplungs- und Rückkopplungs-Entzerrer
13 zeigt die interne Struktur des Mitkopplungs-Entzerrers 300 aus 12. Der Mitkopplungs-Entzerrer 300 besteht aus vorzugsweise 8 – 128 identischen Kopien des Filter-Abgriffs 330, die in einer Kette verbunden sind. Es kann jede zweckmäßige Anzahl von Abgriffen implementiert werden. Der erste Filter-Abgriff 330 nimmt das synchronisierte Signal 266 aus 12 entgegen, und der letzte Filter-Abgriff 330 gibt das in 12 verwendete teilweise kompensierte Signal 302 aus. Jeder zwischenstehende Abgriff nimmt zwei Eingangssignale entgegen, nämlich eine Primäreingabe 332 und eine Zieleingabe 336, um zwei Ausgangssignale zu bilden, nämlich eine Primärausgabe 334 und eine Zielausgabe 338. Jeder Filter-Abgriff 330 liefert auch als ein Ausgangssignal ein Abgriffsgewicht 340, das von einem Verzögerungsschätzer 342 verwendet wird, um die Verzögerungsfehlerschätzung 270 zu berechnen. Während des Betriebs führt jeder Filter-Abgriff 330 adaptive Aktualisierungen unter Verwendung eines Eingangskorrektursignals 324 aus.
14 zeigt die Einzelheiten der Funktion jedes Filter-Abgriffs 330 aus 13. Jeder Abgriff weist zwei Eingaben, nämlich die Primäreingabe 332 und die Zieleingabe 336, auf und liefert zwei Ausgaben, nämlich die Primärausgabe 334 und die Zielausgabe 338, wobei Standard-Signalverarbeitungsblöcke verwendet werden, wie in 14 dargestellt ist. Die Primäreingabe 332 wird durch eine Einheitsverzögerung 350 um einen Abtastwert verzögert, um die Primärausgabe 334 zu bilden. Inzwischen wird die Primäreingabe 332 auch unter Verwendung eines Multiplizierers 352 mit dem Abgriffsgewicht 340 multipliziert, um eine gewichtete Eingabe 354 zu erzielen. Die gewichtete Eingabe 354 wird durch einen Summierer 356 zur Zieleingabe 336 addiert, um die Zielausgabe 338 zu erzielen.
Die adaptive Aktualisierung des Abgriffsgewichts 340 wird durch Multiplizieren des Korrektursignals 324 mit der Primäreingabe 332 unter Verwendung eines Multiplizierers 366 ausgeführt. Ein Multipliziererausgabewert 364 liefert eine Abgriffsfehlerschätzung und wird unter Verwendung eines Subtrahierers 362 von einem vorhergehenden Wert 360 subtrahiert, um das Abgriffsgewicht 340 zu bilden. Der vorhergehende Wert 360 wird unter Verwendung des Abgriffsgewichts 340 als Eingabe durch eine Einheitsverzögerung 358 gebildet. Jeder Filter-Abgriff 330 gibt auch das Abgriffsgewicht 340 aus.
Zu 13 zurückkehrend sei bemerkt, dass jeder Filter-Abgriff 330 dem Verzögerungsschätzer 342 zugeführt wird. Der Verzögerungsschätzer 342 berechnet die Verzögerungsfehlerschätzung 270 des Gesamtfilters unter Verwendung der Gleichung:
wobei w_i eine Abkürzung für das i-te Abgriffsgewicht 340 ist. Auf diese Weise liefert der Verzögerungsschätzer 342 ein Schätzmittel zum Bestimmen eines Fehlergrads in der Periodenschätzung 262 aus 10.
Die vorstehende Beschreibung des Mitkopplungs-Entzerrers 300 aus 10 gilt auch für den Rückkopplungs-Entzerrer 314. Die Struktur und die Arbeitsweise des Rückkopplungs-Entzerrers 314 sind mit derjenigen des Mitkopplungs-Entzerrers 300 mit der Ausnahme identisch, dass der Verzögerungsschätzer 342 nicht erforderlich ist, so dass es keine Entsprechung für die Ausgabe der Verzögerungsfehlerschätzung 270 gibt. Weiterhin kann der Rückkopplungs-Entzerrer 314 eine andere Anzahl von Abgriffen als der Mitkopplungs-Entzerrer 300 verwenden, wobei es sich vorzugsweise zwischen einem Viertel und einer Hälfte der Anzahl handelt. Die optimale Anzahl von Abgriffen zur Verwendung sowohl für den Mitkopplungs-Entzerrer 300 als auch für den Rückkopplungs-Entzerrer 314 kann von einem Fachmann leicht erhalten werden, ohne dass er in höherem Maße experimentieren müsste.
Taktschätzer
15 zeigt die Funktionskomponenten des Taktschätzers 264 aus 10. Der Taktschätzer 264 ist ein Beispiel eines Schaltungsmittels, das die Verzögerungsfehlerschätzung 270 zum Aktualisieren der Periodenschätzung 262 verwendet. Das in den Taktschätzer 264 eingegebene Signal, die Verzögerungsfehlerschätzung 270, wird mit einem Faktor k_i, vorzugsweise im Bereich 10^–1 bis 10^–8, jedoch abhängig von der Genauigkeit des für den Analog-Digital-Wandler 240 verwendeten Takts, durch eine Schleifenverstärkung 370 skaliert, um einen Phasenfehler 374 zu erzeugen. Der Phasenfehler 374 wird dann mit einem Schleifenfilter 376 gefiltert, um einen Perioden-Offset 378 zu bilden. Das Schleifenfilter 376 ist ein Tiefpassfilter, dessen Entwurf Fachleuten im Entwurf von Phasenregelschleifen offensichtlich sein wird. Der Perioden-Offset 378 wird durch einen Summierer 372 zur nominellen Periode 380 addiert, um die Periodenschätzung 262 zu erzeugen. Die nominelle Periode 380 ist die A-Priori-Schätzung des Verhältnisses zwischen der Hälfte der Abtastrate des Analog-Digital- Wandlers 240 aus 10 und der Frequenz des Telefonsystemtakts 236 aus 8. Weil der Telefonsystemtakt 236 und der vom Analog-Digital-Wandler 240 verwendete Takt nicht von einer gemeinsamen Quelle abgeleitet werden, weist das genaue Verhältnis für die bevorzugten Parameterauswahlen ein wenig von 1,0 ab. Während des Betriebs verfeinert die Periodenschätzung 262 dieses Verhältnis und verfolgt dieses unter Verwendung von Schätzungen des vom Umkehrfilter 268 aus 10 bereitgestellten aktuellen Fehlers.
Taktsynchronisierer
Ein Funktionsblockdiagramm des Taktsynchronisierers 260 aus 10 ist in 16 dargestellt. Die Funktion des Taktsynchronisierers 260 besteht darin, sein Eingangssignal (das digitale Eingangssignal 246) in Intervallen zu interpolieren und erneut abzutasten, die durch die Periodenschätzung 262 getrennt sind. Falls die Periodenschätzung 262 beispielsweise einen Wert von 2,0 hatte, wird jeder zweite aus dem digitalen Eingangssignal 246 gelesene Abtastwert als synchronisiertes Signal 266 ausgegeben. Falls die Periodenschätzung 262 keine ganze Zahl ist, muss der Taktsynchronisierer 260 geeignet zwischen eingegebenen Abtastwerten interpolieren, um die ausgegebenen Abtastwerte zu bilden.
Der Taktsynchronisierer 260 führt einen Operationszyklus für jeden erforderlichen ausgegebenen Abtastwert aus. Jeder Zyklus beginnt damit, dass ein Akkumulator 424 den Wert der Periodenschätzung 262 aus 10 liest. Der Akkumulator 424 bildet eine laufende Summe aller gelesenen Eingangs werte und gibt diese Summe als einen realwertigen Abtastwertindex 426 aus. Dieser wird mit einem Faktor N^μ, vorzugsweise im Bereich von 10 – 400, unter Verwendung eines Verstärkungselements 428 skaliert, um einen Abtastindex 430 mit erhöhter Abtastrate zu bilden. Der optimale Wert von N^μ kann von einem Fachmann leicht erhalten werden, ohne dass er in höherem Maße experimentieren müsste. Ein Ganzzahl/Bruchteil-Teiler 432 zerlegt den Abtastindex 430 mit erhöhter Abtastrate in einen Abtastindex 422 und einen Bruchwert 414. Falls der Abtastindex 430 mit erhöhter Abtastrate beispielsweise einen Wert 10,7 aufweist, legt der Ganzzahl/Bruchteil-Teiler 432 den Abtastindex 422 auf 10,0 und den Bruchwert 414 auf 0,7.
Eines der an einen Abtastwertwähler 398 angelegten Eingangssignale wird durch eine Kette von Operationen gebildet, die mit dem digitalen Eingangssignal 246 beginnt. Ein Abtastratenerhöher 390 liest einen Wert aus dem digitalen Eingangssignal 246 und gibt N^μ Abtastwerte aus, die aus dem aus dem digitalen Eingangssignal 246 ausgelesenen Wert, gefolgt von N^μ – 1 Nullwerten, bestehen. Der Ausgabestrom vom Abtastratenerhöher 390, ein Eingangssignal 392 mit erhöhter Abtastrate, wird einem Tiefpassfilter 394 zugeführt, das eine 4 kHz entsprechende Durchlassband-Grenzfrequenz aufweist. Der Entwurf des Abtastratenerhöhers 390 und des Tiefpassfilters 394 sind wohlbekannt. Siehe beispielsweise R.E. Crochiere und L.R. Rabiner, "Multirate Digital Signal Processing", Prentice-Hall, Englewood Cliffs, NJ, 1983. Das Tiefpassfilter 394 bildet ein gefiltertes Signal 396 mit erhöhter Abtastrate, das als eine Eingabe für den Abtastwertwähler 398 verwendet wird.
Der Abtastwertwähler 398 ist ein Beispiel eines Auswahlmittels, das einen Wert aus dem Abtastindex 422 liest und diesen als eine Abtastwertnummer sⁿ interpretiert. Er unterhält auch eine interne Zählung darüber, wie viele Abtastwerte er aus seiner Eingangsleitung gelesen hat, die mit dem gefilterten Signal 396 mit erhöhter Abtastrate verbunden ist, seit das System initialisiert wurde. Er liest dann zusätzliche Abtastwerte aus dem gefilterten Signal 396 mit erhöhter Abtastrate und bildet Ausgangs-Abtastwerte, so dass ein Abtastwert 400 eine Kopie des aus dem gefilterten Signal 396 mit erhöhter Abtastrate gelesenen Abtastwerts sⁿ ist und ein Abtastwert 402 eine Kopie des Abtastwerts sⁿ + 1 ist. Der Abtastwert 400 wird dann unter Verwendung eines Multiplizierers 404 mit dem Bruchwert 414 skaliert, um eine Abtastwertkomponente 408 zu bilden. Ähnlich wird der Abtastwert 402 unter Verwendung eines Multiplizierers 406 mit einem Bruchwert 416 skaliert, um eine Abtastwertkomponente 410 zu bilden. Der Betrag des Bruchwerts 416 ist eins minus dem Betrag des Bruchwerts 414, wie unter Verwendung eines Subtrahierers 420 berechnet wird, und einer Einheitskonstanten 418. Die Abtastwertkomponente 408 und die Abtastwertkomponente 410 werden dann durch einen Summierer 412 addiert, um das synchronisierte Signal 266 zu bilden, das auch die Ausgabe des Taktsynchronisierers 260 aus 10 ist. Die Kombination des Multiplizierers 404, des Multiplizierers 406 und des Summierers 412 ist ein Beispiel eines Interpolationsmittels zum Kombinieren der vom Abtastwertwähler 398 ausgewählten Abtastwerte.
Der Taktsynchronisierer 260 kann auch in anderen Anwendungen oder als ein allein stehender Abtastratenwandler verwendet werden. Im allgemeinen entspricht das synchronisierte Signal 266 dem digitalen Eingangssignal 246, jedoch mit einer anderen Abtastrate. Das Verhältnis der zwei Raten wird durch die Periodenschätzung 262 spezifiziert, die sich als Funktion der Zeit ändern kann.
Es sei auch bemerkt, dass, wenngleich die lineare Interpolation als eine grobe Näherung des gewünschten Ergebnisses erscheinen kann, sie tatsächlich recht genau ist. Durch die vom Abtastratenerhöher 390 ausgeführte Überabtastung weist das gefilterte Signal 396 mit erhöhter Abtastrate ein Frequenzspektrum auf, das überall mit Ausnahme eines schmalen Bands um die Gleichspannung nahezu null ist. Die Interpolationsoperation erzeugt wirksam Bilder dieses schmalen Durchlassbands im Frequenzbereich. Die Funktion der linearen Interpolation besteht dann darin, diese Bilder herauszufiltern. Herkömmliche Implementationen verwenden ein scharfes, rechnerisch kostspieliges Tiefpassfilter, um dies zu erreichen. Wenngleich der Linearinterpolator ein sehr schlechtes Tiefpassfilter ist, weist er sehr tiefe spektrale Kerben an genau den Frequenzen auf, an denen die unerwünschten Bilder auftreten. Gerade die Kombination der Anordnung dieser Kerben mit den schmalen verfälschten Bildern macht dieses Verfahren sehr genau, während ein großer Teil der Berechnung traditioneller Techniken beseitigt wird.
Datenextrahierer
Die letzte Stufe des Decodierers 156 aus 3 ist der Datenextrahierer 290 aus 10. Die Funktion des Daten extrahierers 290 besteht darin, die vom Codierer 150 aus 3 ausgeführten Transformationen umzukehren. Diese Transformationen bestehen aus dem Seriell-Parallel-Wandler 180 und dem Gleichspannungsentferner 184, die in 5 dargestellt sind.
Um diese Transformationen umzukehren, entfernt der Datenextrahierer 290 zuerst die vom Gleichspannungsentferner 184 in den Datenstrom eingefügten Werte. Dies erfolgt durch einfaches Verwerfen jedes achten vom Eingang gelesenen Abtastwerts (unter der Annahme, dass die Gleichspannungsentfernung vom Gleichspannungsentferner 184 unter Verwendung der bevorzugten Rate von einmal je acht Abtastwerten vorgenommen wurde). Sobald dies erfolgt ist, kann der Strom verbleibender Acht-Bit-Werte durch Ausgeben eines Bits jedes Worts zu einer Zeit, beginnend mit dem niedrigstwertigen Bit, in einen seriellen Datenstrom 126 zurück konvertiert werden. Solche Techniken sind Fachleuten wohlbekannt.
Nun wird das Verfahren aus dem Stand der Technik zum Initialisieren des Systems beschrieben, wie in der Druckschrift WO 94 18261 A offenbart ist. Wenn eine Verbindung zuerst zwischen einem Server und einem Client hergestellt wird, müssen sowohl der Codierer 150 als auch der Decodierer 156 aus 3 in einem Zustand beginnen, der beiden bekannt ist. Innerhalb des Codierers 150 wird die folgende Initialisierung ausgeführt:

1. Der Gleichspannungsentferner 184 aus 5 wird mit dem Zwei-Eingangs-Wähler 190 aus 6 initialisiert, der so eingestellt ist, dass seine nächste Ausgabe eine Kopie des Gleichspannungs-Wiederherstellungscodes 206 ist.
2. Die Ausgabe der Einheitsverzögerung 200 aus 6, zuvor des Gleichspannungs-Offsets 202, wird auf 0,0 initialisiert.
3. Der Codestrom 186 aus 5 wird vorübergehend vom Gleichspannungsentferner 184 getrennt. An Stelle der bekannten Sequenz von N_c, vorzugsweise 16 – 128, Werten, wird N_t Mal, vorzugsweise 100 – 5.000 Mal wiederholt. Die optimalen Werte für die Verwendung für N_c und N_t können von einem Fachmann leicht erhalten werden, ohne in höherem Maße experimentieren zu müssen.

Die Auswahl des erwähnten Werts N_c ist mit dem Entwurf des Decodierers 156 verbunden. N_c ist vorzugsweise die Hälfte der Anzahl der Abgriffe im Mitkopplungs-Entzerrer 300 aus 12. Ohne Verlust der Allgemeinheit ist eine mögliche Auswahl der Sequenz wiederholt zum Codierer 150 übertragener Codewerte in Tabelle 1 dargestellt. Eine identische Sequenz wird auch vom Codierer 150 verwendet und als Trainingsmuster 288 in 10 verwendet.
Tabelle 1: Typisches Trainingsmuster
Sobald die N_t Wiederholungen der Sequenz ausgegeben worden sind, wird der Codestrom 186 wieder mit dem Gleichspannungsentferner 184 verbunden, und es wird anschließend der Ausgang vom Decodierer 156 wieder mit dem Gleichspannungsentferner 184 verbunden, und die Ausgabe des Decodierers 156 entspricht dann der als Datenstrom 100 in 3 zugeführten Eingabe.
Innerhalb des Decodierers 156 aus 3 wird die folgende Initialisierung ausgeführt, bevor der erste Abtastwert aus dem Analogsignal 154 gelesen wird:

1. Die Vermittlungsstelle 292 aus 10 wird eingestellt, um das Trainingsmuster 288 auf das gewünschte Ausgangssignal 286 zu legen.
2. Der Datenextrahierer 290 aus 10 wird eingestellt, so dass der nächste Eingangswert, der geschätzte Codestrom 280, als ein Gleichspannungs-Entzerrungswert angesehen und demgemäß verworfen wird.
3. Die Einheitsverzögerung 310 aus 12 wird initialisiert, um Null als verzögertes Signal 312 auszugeben.
4. Der Abtastratenerhöher 326 aus 12 wird so initialisiert, dass seine nächste Ausgabe, das Fehlersignal 328 mit erhöhter Abtastrate, eine Kopie des Fehlersignals 272 ist.
5. Der Abtastratenverringerer 304 aus 12 wird so initialisiert, dass sein nächster Eingabewert, das teilweise kompensierte Signal 302, als Signal 306 mit verringerter Abtastrate herauskopiert wird.
6. Innerhalb des Rückkopplungs-Entzerrers 314 und des Mitkopplungs-Entzerrers 300 aus 12 wird jede Einheitsverzögerung 350 aus 14 so initialisiert, dass sie eine Ausgabe von Null aufweist.
7. Innerhalb des Rückkopplungs-Entzerrers 314 aus 12 wird jede Einheitsverzögerung 358 aus 14 auf Null initialisiert.
8. Innerhalb des Mitkopplungs-Entzerrers 300 wird jede Einheitsverzögerung 358 aus 14 auf Null initialisiert.
9. Der Akkumulator 424 aus 16 wird so initialisiert, dass er einen Wert von Null als realwertigen Abtastindex 426 ausgibt.
10. Das Tiefpassfilter 394 wird mit einem ausschließlich aus Nullen bestehenden internen Zustand initialisiert.
11. Der Abtastratenerhöher 390 wird so initialisiert, dass seine nächste Ausgabe, das Eingangssignal 392 mit erhöhter Abtastrate, der Wert des digitalen Eingangssignals 246 ist.

Der Decodierer 156 arbeitet dann, wie zuvor beschrieben wurde, bis N_c – N_t Werte am geschätzten Codestrom 280 aus 10 gebildet wurden. An diesem Punkt wird die Vermittlungsstelle 292 entfernt, um den geschätzten Codestrom 280 zum gewünschten Ausgangssignal 286 zu schalten. Von diesem Punkt an sollte der Datenstrom 126 aus dem Datenstrom 128 gelesenen Daten entsprechen, wie in 3 dargestellt ist.
Es muss auch gewährleistet werden, dass der Codierer 150 und der Decodierer 156 so in den Initialisierungsmodus eintreten und diesen verlassen, dass die Werte auf dem Datenstrom 100 und auf dem Datenstrom 126 aus 3 einander exakt entsprechen. Ein Beispiel eines Verfahrens zum Erreichen dieser Synchronisation besteht darin, die vom Gleichspannungsentferner 184 ausgeführte Gleichspannungswiederherstellung zu verletzen. Um den Beginn des Trainings zu signalisieren, wird der Codestrom 186 für länger als die normale Gleichspannungs-Wiederherstellungsperiode, beispielsweise während 16 Abtastwerten, auf den maximalen zulässigen Codewert gesetzt. Diesem folgt das Setzen des Codestroms 186 auf den minimalen zulässigen Codewert für die gleiche Anzahl von Abtastwerten. Das Trainingsmuster folgt dann diesem Synchronisationsmuster. Ähnlich kann das Ende des Trainings durch Umkehren der Reihenfolge des vorstehend erwähnten Synchronisationsmusters signalisiert werden, wobei der Minimalwert, gefolgt vom Maximalwert, wiederholt wird. Diese Synchronisationsmuster können dann durch den Decodierer 156 erfasst und zum Steuern der Vermittlungsstelle 292 verwendet werden.
Andere Techniken für eine solche Synchronisation sind wohlbekannt und werden in existierenden Modems verwendet. Es sei beispielsweise auf ITU-T, V.34, wie zuvor zitiert wurde, verwiesen.
Alternativer Verzögerungsschätzer
In der vorhergehenden Erörterung wurde der Verzögerungsschätzer 342 durch Untersuchen der Filter-Abgriffsgewichte innerhalb des Mitkopplungs-Entzerrers 300 gebildet. Andere Verzögerungsschätzmittel sind auch möglich. Beispielsweise können das Fehlersignal 272 und das kompensierte Signal 274 aus 10 verwendet werden, um die Verzögerungsfehlerschätzung 270 folgendermaßen zu bilden:
wobei Δ die Verzögerungsfehlerschätzung 270 ist, v das kompensierte Signal 274 ist, e das Fehlersignal 272 ist und k ein Parameter ist, der von Fachleuten leicht erhalten werden kann, ohne in höherem Maße experimentieren zu müssen. Der Wert von k hängt von den relativen Beiträgen des Signalrauschens und des Taktzitterns ab, die beobachtet wurden. Jedes andere Verfahren zum Implementieren eines Verzögerungsschätzmittels zur Bildung der Verzögerungsfehlerschätzung 270 kann auch gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
Alternatives Decodiererinitialisierungsverfahren
Wie vorstehend beschrieben wurde, können die Parameter des Decodierers 156 unter Verwendung fester Initialisierungswerte, gefolgt von einer Trainingsperiode, während derer eine bekannte Datensequenz übertragen wird, festgelegt werden. Das zuvor beschriebene Verfahren verwendet eine Trainingssequenz zum Ausführen sequenzieller Aktualisierungen der Parameter des Umkehrfilters 268 und des Taktschätzers 264 auf einer Abtastwert-für-Abtastwert-Basis.
Es ist auch möglich, eine einzige Blockaktualisierung aller Parameter auszuführen. Während der Übertragung der Trainingssequenz speichert der Decodierer 156 lediglich die Werte, die als digitales Eingangssignal 246 auftreten. Sobald die gesamte Trainingssequenz übertragen worden ist, kann der Decodierer 156 eine Analyse der gewonnenen Werte ausführen und Werte für seine internen Parameter berechnen.
Die Berechnungen, die zur Ausführung der Parameterschätzung erforderlich sind, sind die folgenden:

1. Berechnen der fundamentalen digitalen Periode T_u, des erfassten Signals unter Verwendung eines Ratenschätzmittels. Dies kann unter Verwendung beliebiger von einer Vielzahl wohlbekannter Signalverarbeitungstechniken in der Art einer Autokorrelationsanalyse erfolgen. Es ist vorab bekannt, dass T_u in etwa zweimal N_c, die Länge der Trainingssequenz, ist, wobei die Verwendung der bevorzugten Abtastrate für den Analog-Digital-Wandler 240 angenommen wird. Die einzige Differenzquelle ist auf Differenzen zwischen der Abtastrate und dem Telefonsystemtakt 236 und der Hälfte der Abtastrate des Analog-Digital-Wandlers 240 zurückzuführen.
2. Initialisieren der nominellen Periode 380 aus 15 nach
3. Erneutes Abtasten des digitalen Eingangssignals 246, indem es durch den Taktsynchronisierer 260 geführt wird, wobei die Verzögerungsfehlerschätzung 270 auf Null gesetzt ist, um das synchronisierte Signal 266 zu bilden.
4. Bilden einer Matrix Y mit 2 – N_c Spalten und N_t Zeilen. Die Elemente von Y sind die Werte des synchronisierten Signals 266, wie zuvor berechnet wurde. Diese werden durch Füllen der ersten Zeile mit sequenziellen Abtastwerten des synchronisierten Signals 266 und dann der zweiten Zeile usw. in der Matrix gespeichert.
5. Berechnen des Mittelwerts jeder Spalte von U zur Bildung von r, eines Vektors mit 2·N_c Elementen.
6. Berechnen einer Energieschätzung σ² der Rauschkomponente des Eingangssignals unter Verwendung von
wobei Y_ij das Element in der Spalte I und der Zeile j von Y ist.
7. Berechnen der N_c Elementvektoren durch Hindurchführen der Trainingssequenzwerte in der Art jener, die in Tabelle 1 dargestellt sind, durch einen Wandler in der Art eines μ-Law-zu-Linear-Wandlers 278.
8. Bilden einer Matrix A mit N_f + N_b Spalten und N_c Zeilen wie folgt:
wobei N_f die Anzahl der Filter-Abgriffe im Mitkopplungs-Entzerrer 300 aus 12 ist und N_b die Anzahl der Filter-Abgriffe im Rückkopplungs-Entzerrer 314 ist. Falls beispielsweise N_c = 3, N_f = 4 und N_b = 2 ist, ergibt sich:
9. Finden des Werts eines N_f + N_b-Elementvektors x, der e² in der folgenden Gleichung minimiert:
Diese kann unter Verwendung aus der linearen Algebra, der Differenzialrechnung und iterativer Verfahren, die Fachleuten offensichtlich sein werden, wohlbekannter Techniken gelöst werden.
10. Initialisieren des vorhergehenden Werts 360 aus 14 für jeden Abgriff des Mitkopplungs-Entzerrers 300 mit dem jeweiligen x₁ ... xN_f.
11. Initialisieren des vorhergehenden Werts 360 für jeden Abgriff des Rückkopplungs-Entzerrers 314 mit dem jeweiligen xN_f + ¹ ... xN_f + ^Nb.
12. Sobald diese Parameter berechnet worden sind, kann der Normalbetrieb beginnen. Es sei bemerkt, dass sich die Parameter anschließend infolge der adaptiven Aktualisierungen auf der Grundlage des Fehlersignals 272 ändern, wie zuvor erörtert wurde.

Trainingsprozedur gemäß der Erfindung
Nachstehend werden die Schritte beim Trainieren des Codierers 150 und des Decodierers 156, die in 3 dargestellt sind, gemäß der Erfindung beschrieben.

1. Der Codierer 150 sendet ein sich wiederholendes Muster zum digitalen Telefonnetzwerk. Dieses Muster besteht aus M Wiederholungen einer Sequenz von N PCM-Codewörtern, so dass sich insgesamt M × N Codewörter ergeben. Der hier verwendete Begriff "PCM-Codewörter" bezeichnet den Satz von Codewörtern, der vom digitalen Telefonnetzwerk 134 verwendet wird. Die N PCM-Codewörter werden jeweils stochastisch aus zwei Werten ausgewählt, die der Negativwert voneinander sind. Beispielsweise entsprechen die PCM-Codewörter 0 × 14 und 0 × 94 dem Negativwert voneinander unter der kompandierenden μ-Law-Regel des Telefonnetzwerks. Die zufällige Auswahl wird auch so beschränkt, dass jedes der zwei PCM-Codewörter genau N/2-mal verwendet wird. Dies garantiert, dass die Trainingssequenz keine Gleichspannungskomponente aufweist.
2. Der Decodierer 156 empfängt das Analogsignal 154, das die analoge Entsprechung des PCM-Codewortmusters ist, und speichert es unter Verwendung früheren Wissens von M und N. Das Analogsignal 154 wird bei einer nominellen Rate von 16.000 Abtastungen je Sekunde abgetastet und gespeichert.
3. Die gespeicherte Sequenz wird unter Verwendung standardmäßiger Signalverarbeitungstechniken analysiert, um ihre Wiederholungsrate zu finden. Wenngleich die Periode, die der Wiederholungsrate zugeordnet ist, N/8000 Sekunden betragen sollte, kann es infolge der Differenz der exakten Werte des Takts des Decodierers und des vom Telefonnetzwerk 134 verwendeten Takts eine leichte Diskrepanz geben. Diese Diskrepanz der Wiederholungsrate kann dann verwendet werden, um den Takt des Decodierers anzupassen und das gespeicherte Signal unter Verwendung des korrigierten Takts erneut abzutasten. Dieser Prozess kann mehrere Male wiederholt werden, bis die gemessene Periode der erwarteten genau entspricht.
4. Der Rauschpegel wird vorzugsweise gemessen, indem die Varianz zwischen den M Wiederholungen des Testmusters betrachtet wird. Jede Wiederholung sollte identisch sein, und es ist nur das Rauschen, das diese Variationen hervorruft. Einige der Wiederholungen, einschließlich der ersten oder der letzten, können ignoriert werden, falls sie sich erheblich vom Mittelwert unterscheiden. Dies kann Endeffekte und intermittierende Rauschstöße oder ein Übersprechen beseitigen oder verringern.
5. Der durchschnittliche Signalpegel der betrachteten Wiederholungen wird dann bei einer gegebenen durchschnittlichen empfangenen Sequenz mit der Länge 2N bestimmt. Die Länge 2N ergibt sich aus der Abtastung des ankommenden Analogsignals 154 mit 16.000 Abtastungen/Sekunde.
6. Ein optimaler Entzerrer wird unter Verwendung der bekannten übertragenen Sequenz, des durchschnittlichen empfangenen Signalpegels und der Rauschschätzung entworfen. Der Entzerrer mit der minimalen Standardabweichung wird durch Lösen eines Satzes linearer Gleichungen unter Verwendung wohlbekannter Verfahren gefunden. Insbesondere kann eine Kombination eines fraktionell beabstandeten Entzerrers mit 90 Abgriffen, der bei 16.000 Abtastungen/Sekunde arbeitet, gefolgt von einem Rückkopplungs-Entzerrer mit 20 Abgriffen, der bei 8.000 Abtastungen/Sekunde arbeitet, verwendet werden.
7. Die Standardabweichungsschätzung und die Entzerrereinstellungen können zum Codierer 150 zurück übertragen werden, wenn ein Rückkanal verwendet wird, wie nachstehend beschrieben wird. Der Codierer 150 verwendet dann diese Werte zum Wählen eines Codewortsatzes und eines Codierverfahrens, wodurch der Durchsatz der Kommunikationsverbindung maximiert wird.

Nach Abschluss des Trainings beginnt der Codierer 150 mit dem Senden von Daten über die Verbindung. Der Decodierer 156 verwendet die berechnete Takteinstellung und die Entzerrereinstellung zum Kompensieren des empfangenen Signals und trifft dann Entscheidungen darüber, welches PCM-Codewort vom Codierer 150 gesendet wurde. Die Auswahl wird dann weiter verarbeitet, um das PCM-Codewort in eine Datensequenz zu konvertieren. Zusätzlich wird die gemessene Abweichung zwischen dem kompensierten Signal und dem nächstgelegenen tatsächlichen PCM-Codewort als ein kontinuierliches Fehlermaß verwendet. Dieses Fehlermaß kann zum Entzerrer und zur Takteinstellungs-Schaltungsanordnung im Decodierer 156 zurückgeführt werden, um kontinuierliche Aktualisierungen zu ermöglichen und jegliche Drift zu verhindern. Die Fehlermaße können auch verwendet werden, um festzustellen, ob sich die Qualität der Leitung erheblich ändert, wobei in diesem Fall dem Codierer 150 mitgeteilt wird, dass ein erneutes Trainieren eingeleitet werden sollte.
Hinzufügung einer Rückkanalbeschreibung
17 zeigt einen Aspekt der vorliegenden Erfindung, der das zuvor beschriebene Kommunikationssystem mit einem Rückkanal kombiniert. Der Datenstrom 100 wird dem Codierer 150 zugeführt, wie mit Bezug auf 3 beschrieben wurde. Dieser ist wiederum über die digitale Netzwerkverbindung 132 mit dem digitalen Telefonnetzwerk 134 verbunden. Die Daten treten über die digitale Netzwerkverbindung 138 unverändert an der Zentralstelle des Clients aus dem Netzwerk aus. Die digitalen Informationen werden durch die Leitungsschnittstelle 140 in analoges Format umgewandelt und in analogem Format auf die lokale Schleife 122 gegeben. An den Räumlichkeiten des Clients bildet das Hybridnetzwerk 152 ein Analogsignal 448, und ein Echokompensator 442 entfernt Beiträge zum ankommenden Analogsignal 448 von einem abgehenden Analogsignal 444, um das Analogsignal 154 zu bilden. Das Analogsignal 154 wird dann dem Decodierer 156 zugeführt, der den Datenstrom 126 bereitstellt. Der Datenstrom 128 vom Client wird nach wohlbekannten Techniken, die in bestehenden Modems verwendet werden, durch einen Modulator 446 in ein abgehendes Analogsignal 444 konvertiert und dann dem Echokompensator 442 zugeführt sowie über das Hybridnetzwerk 152 auf die lokale Schleife 122 gegeben. An der Zentralstelle wird dieser durch die Leitungsschnittstelle 140 in die digitale Netzwerkverbindung 136 konvertiert. Das digitale Telefonnetzwerk 134 überträgt dann die Daten auf der digitalen Netzwerk verbindung 136 zur digitalen Netzwerkverbindung 130. Ein Demodulator 440 wandelt diese dann in den Datenstrom 102 für den Server um.
Für Systeme, bei denen ein Rückkanal verwendet wird, wie in 17 dargestellt ist, kann der Decodierer 156 mit einem herkömmlichen Modulator 446, wie bspw. ein V.34-Modulator, gekoppelt werden, um eine bidirektionale Kommunikation bereitzustellen. In diesem Fall wird ein Echokompensator 442 vorzugsweise verwendet, um zu verhindern, dass die Ausgabe des Modulators 446 als eine Eingabe für den Decodierer 156 auftritt.
Wenngleich ein herkömmlicher Echokompensator verwendet werden kann, haben die Signale in dem hier beschriebenen System spezielle Eigenschaften, die vorteilhaft verwendet werden können. Insbesondere kann das ankommende Analogsignal 154 Frequenzkomponenten von nahezu Gleichspannung bis zu 4 kHz aufweisen, während das abgehende Signal vom Modulator 446 strenger auf den Bereich von 400 Hz bis 3.400 Hz bandbegrenzt ist. Diese Asymmetrie der Bandbreiten zwischen den Eingangs- und Ausgangskanälen kann unter Verwendung eines asymmetrischen Echokompensators ausgenutzt werden. Weiterhin ist, falls die Bandbreite des Ausgangskanals weiter verringert wird, die Asymmetrie sogar noch größer, und der Vorteil des asymmetrischen Echokompensators nimmt zu.
Am Verbindungsende des Codierers 150 wird vorzugsweise ein digitaler Echokompensator zwischen dem Codierer 150 und dem in 17 dargestellten Demodulator 440 verwendet. Hier kann wiederum die asymmetrische Form der Verbindung unter Verwendung eines asymmetrischen Echokompensators ausgenutzt werden.
Arbeitsweise
Das in 17 dargestellte System stellt eine Vollduplexkommunikation zwischen zwei Telefonteilnehmern, nämlich eine mit einer digitalen Konnektivität und die andere mit einer analogen Konnektivität, bereit. Die Arbeitsweise des Hauptkanals entspricht der vorstehend mit Bezug auf 3 beschriebenen, jedoch mit einem Zusatz. Der Echokompensator 442, der zwischen dem Hybridnetzwerk 152 und dem Decodierer 156 eingefügt ist, wurde hinzugefügt, um die Wirkungen des Rückkanals zu verringern. Der Echokompensator 442 skaliert das abgehende Analogsignal 444 und subtrahiert es von einem ankommenden Analogsignal 448, um das Analogsignal 154 zu erzeugen. Die Techniken und die Implementation von Echokompensatoren sind wohlbekannt. Der Rückkanal kann unter Verwendung einer Variante einer existierenden Modemtechnologie implementiert werden. Es sei beispielsweise auf International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector (ITU-T), "A Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up to 14,400 Bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point to Point 2-wire Telephone-Type Circuits", Empfehlung V.32bis, Genf, Schweiz (1991) verwiesen. Daten werden vom Modulator 446 moduliert, um ein abgehendes Analogsignal 444 zu bilden, das vom Telefonsystem übertragen werden kann. Die Modulationstechniken, die verwendet werden können, sind wohlbekannt. Beispielsweise sind Verfahren, die in der Lage sind, Übertragungen von bis zu 14.400 Bits/Sekunde auszuführen, vorstehend beschrieben. Ähnlich sind Verfahren, die zu Übertragungsraten von bis zu 28.800 Bits/Sekunde in der Lage sind, in International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector (ITU-T), Empfehlung V.34, Genf, Schweiz (1994) beschrieben.
Das abgehende Analogsignal 444 wird unter Verwendung des Hybridnetzwerks 152, wie es bei praktisch allen Telefongeräten verwendet wird, auf die lokale Schleife 122 gegeben. Das Hybridnetzwerk 152 konvertiert zwischen einer Vier-Draht-Schnittstelle (zwei unabhängige unidirektionale Signale) auf einer Seite und einer Zwei-Draht-Schnittstelle (ein bidirektionales Signal) auf der anderen Seite. Das Zwei-Draht-Signal ist einfach die Summe der zwei Signale auf der Vier-Draht-Seite. An der Zentralstelle des Clients konvertiert das Gerät der Telefongesellschaft das Analogsignal auf der lokalen Schleife 122 in die digitale Netzwerkverbindung 136, die unter Verwendung des Telefonsystemtakts 236 bei 8.000 Abtastungen/Sekunde abgetastet wird. In Nordamerika wird diese Konvertierung ausgeführt, um acht Bits je Abtastwert unter Verwendung einer als μ-Law bekannten nichtlinearen Zuordnung bereitzustellen und dadurch das Signal-Rausch-Verhältnis typischer Audiosignale zu verbessern. Sobald es in das μ-Law-Format konvertiert wurde, wird das Signal des Clients durch das digitale Telefonnetzwerk 134 übertragen, bis es die Räumlichkeiten des Servers erreicht. Es sei bemerkt, dass das Signal nicht von der Zentralstelle des Servers in eine analoge Form konvertiert wird, weil der Server eine digitale Verbindung zum Telefonsystem aufweist. Es kann jedoch mehrere Übergangsschichten geben (wie ISDN "U" oder "S" usw.), die zwischen dem Server und der digitalen Netzwerkverbindung 136 liegen. Weil jedoch die gleichen Daten, die auf die digitale Netzwerkverbindung 136 gegeben werden, auch später an der digitalen Netzwerkverbindung 130 auftreten, kann diese Zwischenhardware ignoriert werden. Der Demodulator 440 führt die Umkehrfunktion des Modulators 446, wie sie von existierenden Modems ausgeführt wird, aus, jedoch mit einer kleinen Ausnahme. Weil sowohl die Eingabe als auch die Ausgabe digital sind, können sie vollständig in digitaler Hardware implementiert werden, während existierende Modems mit einer analogen Eingabe arbeiten müssen. Wie beim Modulator 446 ist die Implementation des Demodulators 440 wohlbekannt und in der Literatur beschrieben, beispielsweise in International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector (ITU-T), "A Duplex Modem Operating at Signaling Rates of up to 14,400 bit/s for Use on the General Switched Telephone Network and on Leased Point-to-Point 2-wire Telephone-type Circuits", Empfehlung V.32bis, Genf, Schweiz (1991). Es sei bemerkt, dass selbst der Rückkanal eine bessere Funktionsweise als traditionelle Modems aufweisen kann, weil die Beeinträchtigung des Signals nur an der lokalen Schleife des Verbrauchers auftritt. Existierende Modems müssen mit Verzerrungen fertig werden, die an beiden Enden des Kommunikationswegs auf lokalen Schleifen auftreten. Alternative Implementationen dieser Erfindung können andere wohlbekannte Verfahren oder Techniken zum Bereitstellen eines Rückkanals verwenden oder ihn ganz weglassen. Demgemäß dient die Beschreibung einer möglichen Implementation eines Rückkanals lediglich der Erläuterung. Es sei bemerkt, dass das Bereitstellen eines Rückkanals auch die Synchronisation des Decodierers 156 und des Codierers 150 vereinfacht und es dem System ermöglicht, es zu reinitialisieren, falls dies erforderlich ist. Die Funktionsweise des Systems kann durch Untersuchen des Fehlersignals 272 aus 10 vom Decodierer 156 überwacht werden. Falls das Fehlersignal 272 einen gegebenen Pegel, vorzugsweise ein Drittel der durchschnittlichen Differenz zwischen μ-Law-Linearwerten, übersteigt, kann der Decodierer 156 dem Codierer 150 über den Rückkanal mitteilen, dass das System reinitialisiert werden sollte.
Kombination mit einem Quellencodierer
Es ist möglich, die Funktion des Codierers 150 und des Decodierers 156, die in 3 dargestellt sind, zu erweitern, um zusätzliche invertierbare Transformationen am Datenstrom 100 auszuführen, bevor der Codierer 150 angewendet wird. Die Wirkungen dieser Transformationen können entfernt werden, indem die Umkehrtransformation auf die Ausgabe des Decodierers 156 angewendet wird, bevor der Datenstrom 126 erzeugt wird. Diese Transformation kann vorteilhafterweise eine invertierbare Funktion bereitstellen, die folgende einschließt, jedoch nicht darauf beschränkt ist:
Fehlerkorrektur
Bits können zum Datenstrom hinzugefügt werden, um eine Fehlerkorrektur und/oder -erfassung unter Verwendung beliebiger der für diese Operationen wohlbekannten Verfahren bereitzustellen. Diese umfassen beispielsweise eine Faltungscodierung, Blockcodes oder andere Fehlerkorrektur- oder -erfassungsschemata, die in der Literatur gut dokumentiert sind. Es sei bemerkt, dass, wenn die gleiche Fehlerverarbeitung, die auf den Datenstrom 126 angewendet wird, auch in den Signalweg vom Linear-zu-μ-Law-Wandler 276 zum μ-Law-zu-Linear-Wandler 278, wie in 10 dargestellt ist, eingefügt wird, die Qualität des gewünschten Ausgangssignals 286, des Linearwerts 284 und des Fehlersignals 272 verbessert wird und die Funktionsweise des Decodierers 156 begünstigt wird.
Untermenge des Quellenalphabets:
Wenngleich für die Datenübertragung 256 mögliche μ-Law-Codewörter verfügbar sind, führt die μ-Law-Zuordnung dazu, dass diese Wörter im linearen Bereich ungleichmäßig beabstandet sind. Demgemäß werden einige Codewortpaare infolge von Leitungsrauschen oder anderen Behinderungen vom Decodierer 156 leichter verwechselt. Der Quellencodierer kann seine Ausgabe auf eine Teilmenge dieser Codewörter beschränken, um die Genauigkeit des Decodierers 156 auf Kosten einer verringerten Gesamtdatenrate zu verbessern. Dies kann auch verwendet werden, um den Decodierer 156 an schlechte Leitungsbedingungen anzupassen, indem das Codewortalphabet reduziert wird, falls der Decodierer feststellt, dass er nicht in der Lage ist, Codewörter innerhalb eines gegebenen Fehlerkriteriums zu trennen. Durch Reduzieren des Codewortsatzes ergeben sich verbesserte Fehlergrenzen auf Kosten einer verringerten Datenrate. Auf diese Weise kann das System beeinträchtigte Verbindungen durch Verringern der Datenrate behandeln.
In den in den 3, 17 und 18 dargestellten Systemen werden Daten als eine Sequenz der 8-Bit-PCM-Codewörter übertragen, die vom digitalen Telefonnetzwerk 134 verwendet werden. Bei der einfachsten Implementation können alle 256 möglichen PCM-Codewörter verwendet werden, und die Daten können einfach 8 Bits zur Zeit genommen werden und unverändert als PCM-Wörter verwendet werden.
Bei diesem Schema können jedoch Probleme auftreten. Erstens gibt es bei der Standard-μ-Law-Interpretation der PCM-Werte zwei Codewörter aus dem Satz von 256 Codewörtern, welche demselben Analogwert zugeordnet werden. Demgemäß wäre es nicht möglich, nur unter Verwendung des resultierenden Analogsignals in der Art des Analogsignals 154 zwischen diesen Codewörtern zu unterscheiden. Zweitens entspricht die μ-Law-Interpretation der PCM-Codewörter ungleichmäßig beabstandeten Analogpegeln. Pegel von der kompandierenden Regel, die dicht beabstandet sind, werden leicht verwechselt und sollten vermieden werden. Drittens verwendet das digitale Telefonnetzwerk 134 manchmal das niedrigstwertige Bit der PCM-Codewörter zur internen Signalisierung, wodurch diese Bits unzuverlässig gemacht werden. Viertens werden die PCM-Codewörter, wenn sie in ihren äquivalenten analogen Spannungspegel konvertiert werden, durch verschiedene Filter in der Art des Glättungsfilters des CODECs und der Teilnehmerschleife geleitet. Das Ergebnis hiervon besteht darin, dass einige Frequenzkomponenten, insbesondere Gleichspannungskomponenten und Hochfrequenzen, abgeschwächt werden. Falls der Decodierer 156 diese Frequenzkomponenten entzerren soll, werden die Rauschpegel notwendigerweise erhöht, woraus sich eine größere Verwechselbarkeit zwischen Pegeln ergibt. Fünftens kann das digitale Telefonnetzwerk 134 eine erneute Zuordnung der Codewörter zu den neuen Werten aus demselben Satz ausführen, wie es bei einem internationalen Ruf der Fall wäre, bei dem sowohl eine μ-Law- als auch eine A-Law- Codierung verwendet wird, oder falls das Netzwerk versucht, die Signalpegel durch erneute Zuordnung zu modifizieren.
Das hier dargestellte System kann diese Probleme auf zwei Arten behandeln. Erstens kann der Codierer 150 nur eine Teilmenge der 256 PCM-Codewörter verwenden. Zusätzlich kann der Codierer 150 die PCM-Codewörter mit Bezug auf zuvor übertragene Codewörter auswählen, um bestimmte Frequenzkomponenten in dem resultierenden Analogsignal 154 zu verringern.
Der erste Schritt bei diesem Prozess besteht darin, die Frequenz- und Rauscheigenschaften des Übertragungskanals zu identifizieren. Der Codierer 150 sendet ein bekanntes Trainingsmuster, das aus zufällig gewählten unabhängigen PCM-Codewörtern besteht. Wenn es in ein Analogsignal, wie bspw. das Analogsignal 154, konvertiert wird, ergibt sich dadurch ein Analogsignal mit einem in etwa flachen Frequenzspektrum. Der Decodierer 156 empfängt eine verzerrte Version des Analogsignals 154 und konstruiert einen Synchronisierer und Entzerrer, wodurch diese Verzerrung reduziert wird. In dem Prozess erhält der Decodierer 156 Messungen der Rauschpegel und Filtereigenschaften der Leitung. Diese Messungen werden zum Codierer 150 zurück übertragen. Diese Schritte wurden zuvor unter der Überschrift "Bevorzugte alternative Trainingsprozedur" beschrieben.
Bei bekannten Rauschpegeln kann der Codierer 150 dann eine Untermenge der PCM-Codewörter wählen, so dass die Wahrscheinlichkeit, dass irgendein Codewort infolge des Rauschens mit einem anderen verwechselt wird, unter einer vorgegebenen Wahrscheinlichkeitsschwelle liegt. Die Untermenge wird gewählt, indem zuerst die von der Rauschstatistik benötigte erforderliche minimale Trennung zwischen den Codewörtern berechnet wird. Der Codewortsatz wird dann durch Wählen des größten möglichen Satzes, für den kein Paar von Codewörtern um weniger als die minimale vorgegebene Schwelle getrennt ist, ausgewählt. Die Auswahl des Codewortsatzes kann auch so beschränkt werden, dass keine Codewörter verwendet werden, die durch Bitstehlen verfälscht sind, wie nachstehend weiter beschrieben wird.
Zum Beseitigen bestimmter Frequenzen aus den anhand der PCM-Codewörter rekonstruierten Analogsignalen besteht eine Technik darin, zusätzliche Codewörter in regelmäßigen Intervallen einzufügen, die keine Daten enthalten. Diese Einfügungen werden zum Formen des Ausgangsspektrums verwendet. Falls wir beispielsweise eine Gleichspannung beseitigen möchten, wird ein Codewort, dessen Analogwert so dicht wie möglich beim Negativen der Summe der Werte aller vorhergehenden Codewörter liegt, wie zuvor mit Bezug auf den Gleichspannungsentferner 184 beschrieben wurde, einmal für alle N Daten tragenden Codewörter eingefügt.
Im allgemeinen können die eingefügten Codewörter verwendet werden, um das Spektrum nach Bedarf zu formen. Beispielsweise können die Codewörter durch ein Digitalfilter am Codierer 150 geführt werden, wobei die eingefügten Codewörter ausgewählt werden, um die Ausgangsenergie des Filters zu minimieren. Falls das Digitalfilter so gewählt ist, dass es Komponenten durchlässt, deren Beseitigung wünschenswert ist, wie niedrige Frequenzen oder solche in der Nähe von 4 kHz, kann diese Prozedur diese Komponenten minimieren.
Weil die Daten tragenden Codewörter aus einer Untermenge der 256 möglichen Codewörter ausgewählt werden, können die Daten gewöhnlich nicht einfach 8 Bits auf einmal in die Codewörter gegeben werden. Stattdessen wird eine Bitgruppe aus den Daten gewählt, um eine Sequenz von Codewörtern zu wählen. Falls die Untermenge beispielsweise aus nur 3 Codewörtern besteht, könnten wir den Wert der Gruppe von 4 Codewörtern (von denen es 3⁴ = 81 Möglichkeiten gibt) unter Verwendung einer Gruppe von 6 eingegebenen Bits (von denen es 2⁶ oder 64 Möglichkeiten gibt) wählen. In diesem Fall gibt es eine gewisse Verschwendung des möglichen Informationsinhalts, diese nimmt jedoch ab, wenn die Länge der Gruppen erhöht wird.
Verwendung mit 56.000-Bit/Sekunde-Telefonsystemen
Bei manchen PCM-Übertragungsschemata, die von den Telefonsystemen verwendet werden, wird das niedrigstwertige Bit jedes Acht-Bit-Codeworts zur internen Synchronisation verwendet. Dies kann durch Transformieren des Datenstroms 100 durch Einfügen eines Nullbits alle acht Bits behandelt werden, so dass der mit Bezug auf 5 beschriebene Codierprozess das eingefügte Bit an die niedrigstwertige Bitposition jedes auf die digitale Netzwerkverbindung 132 angewendeten codierten Werts gibt. Diese eingefügten Nullen werden dann durch Nachverarbeitung des Datenstroms 126 am Decodierer 156 entfernt. Auf diese Weise beschädigt die Verwendung des niedrigstwertigen Bits durch das Telefonsystem nicht die übertragenen Daten, sondern die maximale Datenrate wird auf 56.000 Bits/Sekunde verringert.
Bei den Langstrecken-Telefonübertragungen unter Einschluss von Übertragungen über das digitale Telefonnetzwerk 134 wird ein gewisser Verkehr auf Leitungen übertragen, bei denen eine bandinterne Signalisierung verwendet wird. In diesen Fällen kann das digitale Telefonnetzwerk 134 das niedrigstwertige Bit ("LSB") jedes sechsten PCM-Codeworts zur Klingelangabe oder für andere Signale verwenden (oder usurpieren). Diese Technik ist allgemein als "Signalisierung mit gestohlenem Bit" oder einfach als "Bitstehlen" bekannt. Falls die Telefonverbindung zur Übertragung von Daten verwendet wird, impliziert dies, dass nur 7 Bits während der bitgestohlenen Rahmen verwendet werden können. Weil der Absender keine Kontrolle über das Bitstehlen hat, besteht ein Ansatz zur Behandlung dieses Problems darin, nie das LSB zu verwenden, wodurch die maximale Datenrate auf 56 kbps (7 Bits/Codewort × 8.000 Codewörter/Sekunde) verringert wird.
Das in 3 dargestellte System kann dies beispielsweise verbessern, indem der Decodierer 156 die bitgestohlenen Rahmen identifiziert und den Codierer 150 dann anweist, das LSB nur in den Rahmen zu vermeiden, in denen das Bitstehlen auftritt. Demgemäß verringert ein einziger Sprung, der das Bitstehlen verwendet, die Bitrate weniger, beispielsweise auf 62,7 kbps statt 56 kbps. Im Fall mehrerer Sprünge über nicht synchronisierte Verbindungen kann das Bitstehlen bei einer anderen Phase auftreten, was zu einer weiteren Verringerung der Bitrate führt.
Die Erfassung bitgestohlener Rahmen kann während des anfänglichen Trainings des Systems vorgenommen werden. Der Codierer 150 sendet ein bekanntes Muster von 8-Bit-PCM-Codewörtern über den Übertragungskanal, und der Decodierer 156 speichert Abtastwerte von der sich ergebenden analogen Wellenform, die er empfängt. Der Decodierer 156 versucht dann, dieses Signal erneut zu synchronisieren und zu entzerren, um die Differenz zwischen seiner Ausgabe und dem bekannten Muster unter der Annahme zu minimieren, dass kein Bitstehlen aufgetreten ist. Der Decodierer 156 misst dann die durchschnittlichen entzerrten Werte bei jeder von 6 Phasen. Das heißt, dass die Fehler beim 1., 7., 13., 19. Abtastwert usw. gemittelt werden, ebenso wie die Fehler bei dem 2., 8., 14. Abtastwert usw., wodurch sich 6 Durchschnittsfehlermessungen ergeben. Der Decodierer 156 trifft dann für jede Phase eine Entscheidung, ob 1) kein Bitstehlen aufgetreten ist, 2) ein Bitstehlen aufgetreten ist, wobei das LSB durch 0 ersetzt wurde, 3) ein Bitstehlen aufgetreten ist, wobei das LSB durch 1 ersetzt wurde, oder 4) ein Bitstehlen aufgetreten ist, wobei das LSB durch 1/2 ersetzt wurde. Die Auswahl wird vorgenommen, indem bestimmt wird, welches Bitstehlschema (1, 2, 3 oder 4) die Differenz zwischen dem entzerrten Signal und dem bekannten Muster nach dem Durchlaufen des gegebenen Bitstehlens minimiert.
Sobald das Bitstehlen, das in jedem Rahmen aufgetreten ist, bestimmt wurde, wird der Entzerrungsprozess erneut ablaufen gelassen, weil die erste Entzerrung ohne das Wissen über das Bitstehlen vorgenommen wurde. Dieser zweite Durchgang bietet ein besseres entzerrtes Signal. Die Bitstehlentscheidung kann dann mit dem zweiten entzerrten Signal in der gleichen Weise wie vorstehend erwähnt geprüft werden.
Sobald das Bitstehlen für jede der 6 Phasen bekannt ist, überträgt der Decodierer 156 diese Informationen vorzugsweise zum Codierer 150. Bei anschließenden Datenübertragungen können der Codierer 150 und der Decodierer 156 es vermeiden, Bits zu verwenden, die durch Bitstehlen verfälscht werden.
Bei einem alternativen Ansatz sendet der Codierer 150 ein bekanntes Muster von Codewörtern, nachdem die vorstehend beschriebenen Taktsynchronisations- und Entzerrungsschritte abgeschlossen wurden. Der Decodierer 156 kann dann Statistiken in Bezug auf die empfangenen Signalpegel, wie die von dem in 10 dargestellten kompensierten Signal 274 dargestellten Pegel, für jedes der übertragenen 256 PCM-Codewörter für jede der 6 Phasen berechnen. Die berechneten Statistiken, einschließlich des mittleren Signalpegels und der Varianz, können dann verwendet werden, um eine Untermenge von Codewörtern auszuwählen, die eine vorgegebene Fehlerwahrscheinlichkeit bereitstellt. Die gewählte Untermenge kann dann zum Codierer 150 gesendet und bei anschließenden Übertragungen verwendet werden. Zusätzlich können die μ-Law-zu-Linear- und Linear-zu-μ-Law-Wandler 192, 276 und 278 dann die vorstehend berechneten mittleren Pegel an Stelle der vorgegebenen Pegel der Wandler 192, 276 und 278 verwenden. Dieses Verfahren stellt daher adaptive Wandler bereit, die das Bitstehlen oder eine andere Neuzuordnung, die in dem digitalen Telefonnetzwerk 134 auftritt, implizit und ohne vorhergehendes Wissen oder explizite Analyse behandeln können.
Datenkompression
Der Quellencodierer kann eine verlustfreie (oder verlust behaftete) Kompression des Datenstroms 100 unter Verwendung beliebiger der verschiedenen bekannten Techniken, die Fachleuten wohlbekannt sind, bereitstellen. Diese umfassen die Lempel-Ziv-Kompression, die Lauflängencodierung und die Huffman-Codierung, sind jedoch nicht auf diese beschränkt. Die Umkehrung der gewählten Kompressionstransformation, die auch wohlbekannt ist, kann auf den Datenstrom 126 angewendet werden.
Verwendung mit anderen Telefonsystemen
Die vorstehend erwähnten Verfahren können auch mit Telefonsystemen verwendet werden, die von μ-Law verschiedene nichtlineare kompandierende Operationen zum Transportieren des Audiosignals verwenden. Beispielsweise verwenden viele Teile der Welt eine ähnliche Codierung, die als A-Law bekannt ist. Aspekte der vorliegenden Lehre können an solche Systeme angepasst werden, indem alle μ-Law-zu-Linear- und Linear-zu-μ-Law-Wandler durch ihre A-Law-Entsprechungen ersetzt werden. Diese Entsprechungen können auch unter Verwendung einer Nachschlagetabelle mit 256 Elementen implementiert werden. In diesem Fall würde die Tabelle mit der wohlbekannten A-Law-Zuordnung belegt werden. Diese Modifikationen werden Fachleuten offensichtlich sein.
Kombination mit existierenden Modems
Ein Aspekt der vorliegenden Lehre kann auch in Zusammenhang mit existierenden Modems verwendet werden. Bei einem traditionellen System, wie es in 1 dargestellt ist, kann das Modem 104 modifiziert werden, um auch die Funktionalität des vorstehend beschriebenen Codierers 150 aufzunehmen. Weiterhin kann das Modem 124 modifiziert werden, um auch die Funktionalität des Decodierers 156 aufzunehmen. Wenn ein Ruf zwischen dem modifizierten Modem 104 und dem Modem 124 verbunden wird, arbeiten beide wie bei einer normalen Verbindung zwischen nicht modifizierten Modems. Nachdem sie ihre Initialisierung beendet haben, kann das Modem 104 unter Verwendung wohlbekannter Verhandlungsprotokolle wie bspw. jene, die von der International Telecommunications Union genormt wurden, eine Verhandlungsanforderung zum Modem 124 senden. Falls das Modem 124 eine Implementation des Decodierers 156 aufweist, kann es positiv auf die Anforderung antworten. Andernfalls wird die Anforderung zurückgewiesen, und es wird eine normale Modemkommunikation verwendet. Sobald eine positive Antwort empfangen worden ist, können das Modem 124 und das Modem 104 die Operation so schalten, wie in 17 dargestellt ist, wobei mit einer Initialisierungssequenz begonnen wird. Auf diese Weise kann eine Kombination aus einem Modem und einem Decodierer mit existierenden Modems zusammenarbeiten und, wenn es möglich ist, unter Verwendung eines Aspekts der vorliegenden Erfindung auch vorteilhafterweise einen erhöhten Durchsatz bereitstellen.
Kombination mit einem Datenbankserver
Ein Aspekt der vorliegenden Lehre kann mit einem zentralen Server verwendet werden, um eine Datenkommunikation irgendeines Typs (Informationen, Audio, Video usw.) zwischen einer Zentralstelle und mehreren Benutzern bereitzustellen, wie in 18 dargestellt ist. Ein Server 450 stellt einer Serverschnittstelle 454, die aus einer Anordnung von Codierern in der Art des hier beschriebenen Codierers 150, und möglicherweise aus einer Anordnung von Demodulatoren in der Art des Demodulators 440 besteht, Serverdaten 452 bereit. Die Serverschnittstelle 454 verbindet über eine Serververbindung 456, wie bspw. eine ISDN-PRI-Schnittstelle, mit dem digitalen Telefonnetzwerk 134. Jeder Teilnehmer an dem Dienst weist eine Client-Schnittstelle 460 auf, die aus dem Decodierer 156 und wahlweise dem Echokompensator 442 und dem Modulator 446, ähnlich jenen in 17, besteht. Die Client-Schnittstelle 460 arbeitet auf einer Client-Verbindung 458, um einen Client-Datenstrom 462 bereitzustellen. Insgesamt ermöglicht es diese Konfiguration mehreren Benutzern, unabhängig mit einem zentralen Server oder mit zentralen Servern zu kommunizieren. Diese Konfiguration ist für jeden Typ von Datendienst, einschließlich Audio- oder Musikverteilung, Onlinedienste, Zugriff auf Netzwerkdienste, Video- oder Fernsehverteilung, Sprache, Informationsverteilung, Kreditkartenprüfung, Bankwesen, interaktiven Computerzugriff, ferne Inventarverwaltung, Verkaufspunkt-Endgeräte und Multimedia, verwendbar, jedoch nicht darauf beschränkt. Andere Implementationen oder Konfigurationen dieser Erfindung sind auch auf diese und andere Anwendungen anwendbar.
Hochgeschwindigkeits-Faksimileübertragung
Ein Aspekt der vorliegenden Lehre, der in 19 dargestellt ist, kann zur Hochgeschwindigkeitsübertragung von Faksimiles verwendet werden. Ein sendendes Fax 470 scannt ein Bild und übersetzt es in einer wohlbekannten Weise in einen gesendeten Datenstrom 472. Der gesendete Datenstrom 472 wird über ein Verteilungssystem 474, wie beispielsweise in 17 dargestellt ist, zu einem empfangenen Datenstrom 476 übertragen. Ein empfangendes Fax 478 konvertiert den Datenstrom in ein Bild zurück und druckt oder zeigt ihn in anderer Weise an. Das Verteilungssystem 474 kann, wie in 17 dargestellt ist, implementiert werden, wobei der Datenstrom 100 durch den gesendeten Datenstrom 472 ersetzt ist und der Datenstrom 126 durch den empfangenen Datenstrom 476 ersetzt ist. Weiterhin können der Datenstrom 128 und der Datenstrom 126 für Protokollverhandlungen zwischen dem empfangenden Fax 478 und dem sendenden Fax 470 verwendet werden, wie in International Telecommunication Union, Telecommunication Standardization Sector (ITU-T), Empfehlung V.17, "A 2-Wire Modem for Facsimile Applications With Rates up to 14,400 b/s", Genf, Schweiz (1991) beschrieben ist. Auf diese Weise können Faksimiles vom sendenden Fax 470 vorteilhafterweise bei Raten, die höher sind als es bei Verwendung herkömmlicher Übertragungsschemata möglich wäre, zum empfangenden Fax 478 übertragen werden.
ISDN/Digitaltelefonie-Relais
Ein Aspekt der vorliegenden Lehre kann auch in Zusammenhang mit einer beliebigen Anwendung verwendet werden, die ISDN oder Digitaltelefonie verwenden kann. Hierdurch kann eine funktionelle Entsprechung für ISDN zur Übertragung von einer digital verbundenen Partei zu einer zweiten Partei, die nur eine analoge Konnektivität zum Telefonnetzwerk hat, bereitgestellt werden. Dies kann entweder direkt unter Verwendung eines Systems, wie es in 17 dargestellt ist, oder unter Verwendung eines vermittelnden Relais, wie es in 20 dargestellt ist, vorgenommen werden. Ein digitaler Teilnehmer 480 kann einen digitalen Ruf zu einem analogen Teilnehmer 490 ausführen, der keinen direkten digitalen Zugang zum digitalen Telefonnetzwerk hat, sondern stattdessen eine analoge Teilnehmerverbindung 488 hat. Eine vollständig digitale Verbindung wird zwischen dem digitalen Teilnehmer 480 und einem Relais-Server 484 unter Verwendung einer digitalen Verbindung 482, wie ISDN, Switched-56, T1 oder dergleichen, geöffnet. Der Relais-Server 484 kommuniziert dann entlang einer Relais-Verbindung 486 mit dem analogen Teilnehmer 490 unter Verwendung irgendwelcher verfügbarer Mittel in der Art eines traditionellen Modems oder eines Systems, wie es in 17 dargestellt ist. Mit geeigneten Flusssteuerverfahren, welche Fachleuten bekannt sind, wird es dem digitalen Teilnehmer so erscheinen, dass eine digitale Verbindung zu dem nur analogen Teilnehmer geöffnet worden ist. Eine solche Verbindung kann für jede digitale Kommunikation, wie Sprache, Daten, digitales Fax, Video, Audio usw., verwendet werden. Es sei bemerkt, dass es auch möglich ist, den Relais-Server 484 in das eigentliche digitale Telefonnetzwerk 134 aufzunehmen, um eine scheinbare digitale Konnektivität zu analogen Teilnehmern transparent bereitzustellen.
Die Erfindung ist nicht auf die offenbarten Ausführungsformen beschränkt. Beispielsweise kann eine gleichwertige Trainingsanforderung unter Verwendung des Rückkanals in 17 erreicht werden. Der Rückkanal aus 17 kann auch andere gleichwertige Konfigurationen für die Steuerung des Informationsflusses vom Decodierer 156 zum Codierer 150 bereitstellen.
ANHANG – Als Beispiel dienende Pseudocode-Implementationen
Die folgenden Pseudocodesegmente dienen dem Verständnis der verschiedenen Teile der vorliegenden Erfindung. Sie sollten nicht als vollständige oder optimale Implementationen angesehen werden. Es sei bemerkt, dass diese Codes die Arbeitsweise des vorstehend beschriebenen Grundsystems ohne jegliche der erörterten zusätzlichen Erweiterungen erläutern. Wenngleich sie als Softwarecode gegeben sind, können die tatsächlichen Implementationen von einem Prozessor verwendete gespeicherte Programme, zweckgebundene Hardware oder eine Kombination der beiden sein.
Als Beispiel dienende Implementation des Decodierers 156
Als Beispiel dienende Implementation des Taktsynchronisierers 260
Initialisieren der Filteranordnung, die für die Impulsantwort eines Tiefpassfilters mit einer digitalen Grenzfrequenz von PI/Nu vorgesehen ist.
Initialisieren der lpfBuffer-Anordnung ausschließlich auf Nullen.
Als Beispiel dienende Implementation des Decodierers 156

Claims

Trainingsverfahren in einem Kommunikationssystem, das einen Codierer (150) und einen Decodierer (156) aufweist, wobei der Codierer eine digitale Verbindung zu einem digitalen Bereich (134) eines Telefonnetzwerks hat, und der digitale Bereich des Telefonnetzwerks durch eine analoge Schleife (122) mit dem Decodierer verbunden ist, wobei das Trainingsverfahren die Schritte des Übertragens von M Wiederholungen einer Trainingssequenz, die aus N Codewörtern besteht, von dem Codierer zu dem Decodierer, wobei M und N ganze Zahlen sind, die dem Decodierer bekannt sind, und die Codewörter den PCM-Codes (PCM: Pulscodemodulation) entsprechen, die durch den digitalen Bereich des Telefonnetzwerks verwendet werden, bei dem Decodierer, des Abtastens einer empfangenen Sequenz von analogen Spannungspegeln, die den übertragenen Codewörtern entsprechen, des Speicherns eines Werts, der jeder Probe zugeordnet ist, des Analysierens der gespeicherten Werte, und des Einstellens zumindest eines Parameters des Decodierers in Übereinstimmung mit der Analyse, um eine Kompensation bzw. einen Ausgleich von Signalen zu optimieren, die durch den Codierer nach einem Training empfangen werden, umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass eine Untermenge von zwei PCM-Codewörtern vorgesehen ist, die unter einer kompandierenden Regel Negative voneinander sind, die durch das Telefonnetzwerk implementiert wird, und jedes der N Codewörter in der Trainingssequenz von diesen beiden PCM-Codewörtern zufällig ausgewählt wird.
Trainingsverfahren nach Anspruch 1, bei dem innerhalb der Trainingssequenz jedes der beiden PCM-Codewörter genau N/2-mal verwendet wird.
Trainingsverfahren nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die empfangene Sequenz bei doppelter Taktrate des digitalen Bereichs (134) des Telefonnetzwerks abgetastet wird.
Trainingsverfahren nach Anspruch 1, 2 oder 3, bei dem die empfangene Sequenz bei einer Rate von 16.000 Abtastungen pro Sekunde abgetastet wird.
Trainingsverfahren nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem der Schritt des Analysierens der gespeicherten Werte den Schritt des Bestimmens einer Rate umfasst, bei dem die M Wiederholungen auftreten.
Trainingsverfahren nach Anspruch 5, bei dem der Schritt des Analysierens weiterhin die Schritte des Bestimmens einer Abtastperiode, die der Rate zugeordnet ist, bei der die M Wiederholungen auftreten, des Vergleichens der bestimmten Periode mit N/8.000 Sekunden umfasst, und der Schritt des Einstellens zumindest eines Parameters des Decodierers (156) den Schritt des Einstellens eines Abtastratentakts in dem Decodierer in Übereinstimmung mit dem Vergleich umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 6, das weiterhin den Schritt des erneuten Abtastens der gespeicherten Werte unter Verwendung des eingestellten Abtastratentakts umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 7, das weiterhin den Schritt des Wiederholens der Schritte aus Anspruch 5 auf die erneut abgetasteten Werte umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Analysierens der gespeicherten Werte den Schritt des Messens der Varianz der M Wiederholungen umfasst, um dadurch eine Rauschabschätzung zu messen.
Trainingsverfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Analysierens der gespeicherten Werte den Schritt des Berechnens eines durchschnittlichen Pegels des empfangenen Signals von den M Wiederholungen umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 1, bei dem der Schritt des Einstellens zumindest eines Parameters des Decodierers den Schritt des Einstellen eines Parameters umfasst, der einem Ausgleicher (300, 314) in dem Decodierer (156) zugeordnet ist.
Trainingsverfahren nach Anspruch 11, bei dem der Parameter, der dem Ausgleicher (300, 314) zugeordnet ist, in Übereinstimmung mit zumindest einer von einer vorbestimmten Sequenz, die bei dem Decodierer (156) abgelegt ist, einer Messung eines durchschnittlichen Pegels des empfangenen Signals und einer Rauschabschätzung eingestellt wird.
Trainingsverfahren nach Anspruch 11 oder 12, bei dem der Schritt des Analysierens den Schritt des Berechnens einer Standardabweichungsabschätzung umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 13, bei dem der Parameter, der dem Ausgleicher (300, 314) zugeordnet ist, eingestellt wird, um einen Ausgleicher mit einer minimalen Standardabweichung zu erreichen.
Trainingsverfahren nach Anspruch 14, das weiterhin den Schritt des Übertragens des eingestellten Parameters, der dem Ausgleicher (300, 314) zugeordnet ist, zurück zu dem Codierer (150) umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 15, das weiterhin den Schritt bei dem Codierer (150) des Wählens eines Codewortsatzes für eine Datenübertragung basierend auf dem eingestellten Parameter, der dem Ausgleicher (300, 314) zugeordnet ist, umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 1, das weiterhin den Schritt des Aktualisierens des Trainings basierend auf einer Messung einer Abweichung zwischen einem kompensierten Signal und einem nächsten Codewort umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 17, das weiterhin den Schritt des kontinuierlichen Aktualisierens eines Abtastratentakts und eines Parameters, der einem Ausgleicher (300, 314) zugeordnet ist, in Übereinstimmung mit der Messung einer Abweichung, umfasst.
Trainingsverfahren nach Anspruch 18, das weiterhin den Schritt des Umschulens bzw. erneuten Trainierens umfasst, wenn die Messung der Abweichung eine vorbestimmte Schwelle übersteigt.