JP2007215200A

JP2007215200A - アナログ加入者接続のための高速通信システム

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Publication number: JP2007215200A
Application number: JP2007046060A
Authority: JP
Inventors: Brent Townshend; タウンゼントブレント
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1997-02-20
Filing date: 2007-02-26
Publication date: 2007-08-23
Anticipated expiration: 2018-02-19
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Abstract

【課題】従来のモデムを含む、既存の方法で可能な速度よりも高速に既存の電話線を通してデータを送信することができる新しい通信システムの提供。
【解決手段】１方の端点はデジタル電話網に直接に接続され、他方の端点は従来の電話接続を使用する。これにより送信問題は単１の電話線インターフェースおよび単１のアナログの加入者線ループに対する補償だけになる。この補償と必要とされるクロックの同期を可能にするための手段により、新しいシステムは６４，０００ｂｐｓまでの速度を達成することができ、広帯域のオーディオ送信、ビデオ送信、ネットワーキング、フアクシミリ送信およびリモート・コンプュータ・アクセスを含むいくつかの活発な領域に広範な用途を持つ。
【選択図】図３

Description

本発明の分野は大まかにはデータ通信装置に関し、より詳しくは電話接続を通してデジタルデータを送信するための装置に関する。

データ通信は、今日の社会の多くの領域で重要な役割を果たしている。銀行取引、ファクシミリ、コンピュータネットワーク、遠隔データベース・アクセス、クレジットカードの確認および多数の他の用途はすべてある場所から別の場所にデジタル情報を素早く送ることができる能力に依存している。この送信の速度はこれらのサービスの品質に直接に影響を与え、多くの場合に、通信を利用するサービスはある臨界の基礎的な能力がなければ実現できない。

最低のレベルでは、このデジタルデータのやりとりの殆どは電話システムを通して行われる。コンピュータ、ファクシミリ機および他の装置は、一般の電話接続を通して、または同じ特性の多くを共有する専用線を通して頻繁に互いに通信する。どちらの場合にも、データはまず元々音声伝送のために設計された電話システムで送信可能な形式に変換されなければならない。受信端では、電話信号がデータ流に戻されなければならない。どちらのタスクもモデムにより行われる。

モデムは上記の要求に対応する２つのタスク、データ流を電話システムで送信可能な可聴信号に変換する変調と、可聴信号を受け取りデータ流を再生する復調を行う。接続の各端に１つの１対のモデムが２点間の双方向通信を可能にする。可聴信号に課された制約は、モデムを使ってデータを送信することができる速度に制限を作り出す。これらの制約には、限られた帯域幅や雑音および漏話によるデータの劣化が含まれる。電話システムは一般的に３００Ｈｚから３，４００Ｈｚの間の周波範囲の信号だけを伝えることができる。この範囲は人間の声のスペクトルの主要部を含むので、電話システムの設計に組み込まれた。しかしながら、通話路の帯域幅は最大実現可能データレート（データ転送速度）を決定する１つの要因である。すべての他の要因が同じであれば、データレートは帯域幅に直接に比例する。

もう１つの要因は、通信の端点が制御することができない可聴信号または他の信号の歪みである。これは、電話システムにより運ばれている他の信号の電気的な取り込み（漏話）、電気ノイズ、および信号の１つの形式から別の形式への変換によって導入されるノイズなどが含まれる。最後のタイプは、後でさらに詳しく説明されるであろう。

汎用性を持たせるために、モデムは殆どの電話接続上で動作するように設計されている。したがって、モデムは、周波数帯域幅の制限および除去することができないかなりのノイズを含む最悪の場合を想定して設計されなければならない。そうでありながらも、過去数年間にモデムの設計にかなりの進歩がなされた。２８，８００ビット／秒までの速度で動作することができる装置は、いまでは広く使用されている。国際電気通信連合、電気通信標準化セクター（ＩＴＵ−Ｔ），推奨Ｖ．３４，ジュネーブ、スイス（１９９１）―参照によりここにも組み込まれている、を見られたい。しかしながら、通話路の帯域幅とノイズレベルに基づく理論的な議論は、最大の可能な速度は殆ど得られており、この与えられた制約の下ではさらに大幅な増加は多分にあり得ないということを示している。このことは、Ｃ．Ｅ．Ｓｈａｎｎｏｎ，”ＡＭａｔｈｅｍａｔｉｃａｌｔｈｅｏｒｙｏｆＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ，” ＢｅｌｌＳｙｓｔｅｍＴｅｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ２７：３７９−４２３，６２３−６５６（１９４８）−参照によりここにも組み入れられている、に議論されている。不幸なことに、３０，０００ビット／秒（または３，６００バイト／秒）に近づきつつある速度は多くのデータ通信アプリケーションを可能にしたが、従来のモデムの送信はすべての用途のためにまで十分に速くない。これらの速度では、テキストの送信は速いし、デジタル化された話のような低品質のオーディオは我慢できる。しかしながら、ファクシミリや静止画像の送信は遅く、高品質のオーディオはまずまずであり、完全な動画はまだまだである。要するに、必要なものはより大きなデータ送信能力である。これが新しいアプリケーションのための前提条件であり、また多数の既存のアプリケーションの性能を最大限に活用するために必要である。

もちろん電話会社、ケーブルテレビ会社、およびその他は、これらの高まりつつあるデータ送信ニーズを無視しているわけではない。ビジネスおよび住居により高速のデータ接続を提供する１つの取組みは、エンド−ツウ−エンドのデジタル接続を提供し、モデムの必要性を無くしてしまうことである。このようなサービスの１つの提供はＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌＮｅｔｗｏｒｋ（ＩＳＤＮ）である。国際電気通信連合、電気通信標準化セクター（ＩＴＵ−Ｔ），”ＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＳｅｒｖｉｃｅｓＤｉｇｉｔａｌＮｅｔｗｏｒｋｓＩＳＤＮｓ，” 推奨Ｉ．１２０，ジュネーブ、スイス（１９９３）、およびＪｏｈｎＬａｎｄｗｅｈｒ，”ＴｈｅＧｏｌｄｅｎＳｐｌｉｃｅ：ＢｅｇｉｎｎｉｎｇａＧｌｏｂａｌＤｉｇｉｔａｌＰｈｏｎｅＮｅｔｗｏｒｋ，” ＮｏｒｔｈｗｅｓｔｅｒｎＵｎｉｖｅｒｓｉｔｙ（１９９２）、これらの各々は参照によりここに組み込まれている−を参照されたい。ＩＳＤＮは既存のアナログ加入者線ループを１６０，０００ビット／秒のデジタル接続で置き換える。長距離およびオフィス間のトラフィックの大部分はすでにデジタルで伝送されているので、このデジタル加入者ループはエンド−ツウ−エンドのデジタルの音声、コンピュータデータ、またはあらゆる他のタイプの情報転送に使用できる。しかしながら、これらのデータ送信速度を加入者線ループ上で実現するためには、線の両端に特別の装置を設置しなければならない。実際に、電話網全体が現在音声伝送網から総合データ伝送サービスへの転換を遂げつつあり、音声はデータの単なる１つの特殊な形式にすぎなくなる。

一度設置されるとＩＳＤＮのリンクは、６４，０００ビット／秒の能力がある２つのデータチャンネル、１６，０００ビット／秒の能力を持つ制御チャンネル、呼接続時間の短縮、およびその他の利益を提供する。これらのレートでは、ファクシミリや静止画像の送信は殆ど一瞬であり、高品質のオーディオも可能であろうし、遠隔コンピュータ接続は５倍の速度の増加から利益を受ける。完全動画に向けてかなりの進歩も達成されるかもしれない。

ＩＳＤＮの不利な面はその利用価値またはその欠如である。ＩＳＤＮを使用するには、ユーザの電話局はこのサービスを提供するためにアプグレードされなければならず、ユーザはその宅内装置（電話など）をそれらのデジタル相当製品に交換しなければならず、そして電話局の各加入者線インターフェースはデジタルデータ流を伝えるように変更されなければならない。この最後のステップ、すべての電話機と電話局の間の数百万のアナログ接続のデジタル・リンクへの転換は途方もないことである。この仕事の規模がＩＳＤＮの配備を遅くしており、そのためここ当分の間普及率は向上しないであろう。田舎や人口がまばらな地方はこれらのサービスを受けられないかもしれない。

高速データ通信サービスを提供する可能性のあるもう１つの既存のインフラストラクチャは、ケーブル・テレビジョン・システムである。狭帯域の撚り対線でユーザに接続する電話システムと異なり、ケーブル・システムは、多くの住宅街に広帯域の接続を提供している。この配線上の使われていない能力は、数千万いや数億ビット／秒のデータレートを提供することができる。これはフル−モーションのデジタル・ビデオを含む、上で想像した全てのサービスのためにも十分以上であろう。しかしながら、このケーブル・システムには重大な問題−そのネットワークの構成が難点になっている。電話システムは、点対点の接続性を提供する。これは、各ユーザはそのユーザの接続の全能力をフルに使用することができることであり、他のユーザと共用したり、他のユーザの使用により直接に影響を受けない。ケーブル・システムは、それに対して、放送接続を提供する。同じ信号が各ユーザの接続に現れるので、全能力がすべてのユーザによって共用される。そのため、トータルの能力は高いけれども、それはサービスを要求しているユーザの数で分けられる。この構成は、ケーブルの本来の設計目標であるテレビジョンの配布のようにすべてのユーザが同じデータを要求するときはうまく働くが、異なるデータニーズを持つユーザのコミュニティにはうまく働かない。大都市圏では、各ユーザが利用できるデータ能力は、ＩＳＤＮまたはモデム接続によるものに比べてかなり小さい。

多数のユーザに高速の、データ接続を提供するには、ケーブル・システムを変更し、ユーザの人々の異なる階層を分離して、より少ない人数でケーブルの帯域幅を効率的に共用するようにしなければならない。しかしながら、ＩＳＤＮと同様に、これは遅い、コストのかかる仕事であるため、これから長年の間部分的なサービスを提供するだけであろう。

モデムを設計するために使用される方法は、大部分が、数十年の間変わらなかった電話システムのモデルに基づいている。このため、モデムは、有限の帯域幅（４００−３４００Ｈｚ）と、信号レベル以下の３０ｄＢのオーダーのところにノイズ成分を持つアナログの通話路としてモデル化されている。しかしながら、電話システムの大部分は、現在、電話局間の通信のために、アナログ波形のサンプル表現のデジタル転送を使用している。各電話局で、アナログ信号は６４，０００ビット／秒のパルス符号変調（ＰＣＭ）された信号に変換される。受信電話局は、その信号を加入者線に出す前に、アナログ信号に戻す。この過程により導入されるノイズは、ざっとみたところ、アナログ・システムで観測されるものと似ているが、ノイズ源は全く異なる。Ｋ．ＰａｈｌａｖａｎａｎｄＪ．Ｌ．Ｈｏｌｓｉｎｇｅｒ，”ＡＭｏｄｅｌｆｏｒｔｈｅＥｆｆｅｃｔｓｏｆＰＣＭＣｏｍｐａｎｄｅｒｓｏｎｔｈｅＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅｏｆＨｉｇｈＳｐｅｅｄＭｏｄｅｍｓ，” Ｇｌｏｂｅｃｏｍ ’８５，ｐａｇｅｓ７５８−０７６２（１９８５）−参照によりここに組み込まれている、を参照されたい。デジタル交換機を使用する電話接続上に観測されるノイズの大部分は、アナログ波形をデジタル表現に変換するために必要なアナログ−デジタル変換による量子化に起因する。

上で述べたように、大部分の電話接続は、現在、電話局間では、６４，０００ビット／秒の速度で、デジタルで行われる。さらに、ＩＳＤＮサービスは、加入者線ループの上をこれらよりもかなり大きなレートで送信することが可能であることを示している。これらの要因を利用する伝送方式を設計することが可能かもしれないということが提唱された。Ｋａｌｅｔ等は、送信端が送信側の電話局内で行われるアナログ−デジタル変換が量子化誤差なしに行われるように正確なアナログレベルとタイミングを選択する、図２に示されるようなシステムを仮定した。Ｉ．Ｋａｌｅｔ，Ｊ．Ｅ．ＭａｚｏおよびＢ．Ｒ．Ｓａｌｔｚｂｅｒｇ，”ＴｈｅＣａｐａｃｉｔｙｏｆＰＣＭＶｏｉｃｅｂａｎｄＣｈａｎｎｅｌｓ，”ＩＥＥＥＩｎｔｅｒｎａｔｉｎａｌＣｏｎｆｅｒｅｎｃｅｏｎＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ’９３，ｐａｇｅｓ５０７−５１１，ジュネーブ、スイス（１９９３）、−参照によりここに組み込まれている豊富な従来のテクニック。Ｊ．Ｅ．Ｍａｚｏの数学的結果を利用することにより、通信パスの第２の加入者線ループの受信者端で利用できるアナログレベルだけを使って、デジタルサンプルを再生することが理論的に可能なはずであるということが推測された。Ｊ．Ｅ．Ｍａｚｏ，”Ｆａｓｔｅｒ−Ｔｈａｎ−ＮｙｑｕｉｓｔＳｉｇｎａｌｉｎｇ，” ＢｅｌｌＳｙｓｔｅｍＴｅｃｈｎｉｃａｌＪｏｕｒｎａｌ，５４：１４５１−１４６２（１９７５）−参照によりここに組み込まれている。その結果得られたシステムは、５６，０００から６４，０００ビット／秒のデータレートを達成することができるかもしれない。この方法の欠点は、実現できるかもしれないし、できないかもしれない理論的な可能性以上の何者でもないということである。

Ｋａｌｅｔ等は”これは難しい実際上の問題であり、我々は程良い答えが可能かどうか推測することしかできない”と述べている。Ｉｄ．ｐａｇｅ５１０．
先の問題を解決するための従来の試みの１つの例は、米国特許Ｎｏ．５，２６４，１２５および５，１６６，９５５−参照によりここに組み込まれている−に記載されている、太田による仕事の中に発見された。太田は、通信路を通して送信された、または記録媒体から再生されたＰＣＭ信号を再生するための装置を開示している。これらの特許は”歪ませる通話路を通過した多値信号を再生するという一般的な問題を扱うための、いくつかの従来のテクニックを例示している。”また例えばＲｉｃｈａｒｄＤ．Ｇｉｔｌｉｎ，ＪｅｒｅｍｉａｈＦ．ＨａｙｅｓａｎｄＳｔｅｐｈａｎＢ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ，”ＤａｔａＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＰｒｉｎｃｉｐｌｅｓ，” Ｐｌｅｎｕｍ（１９９２）−参照によりここに組み込まれている−も豊富な従来のテクニックも参照されたい。しかしながら、このような従来の教示は、非線形の量子化装置からの出力を取り扱うための方法の適用を考えていないし、電話の加入者線ループを通されたデジタルデータを復号するという特定の問題も取り扱っていない。さらにＰＣＭデータからサンプリングクロックを再生するという問題は、ＰＣＭ信号が２以上の値を取るときは、つまらない問題ではなくなる。例えば、太田による特許では、２値入力信号に頼るサンプルクロックの再生方法が用いられている。このタイプのクロックの再生は、電話システム内で使用されている多値符号に対しては使用できない。また、時間および変化する線路の状態により発生するドリフトの補償はＰＣＭの再生の先行技術が含まなかった適応システムの使用を要求する。

このように、要求されるまたは望まれるデータ通信能力と、利用できるそれとの間には、現在重大なずれがある。既存のモデムは十分な能力を提供せず、また新しいデジタル接続による解決は広く利用できるまでまだ何年もかかる。既存のインフラ設備をＩＳＤＮ能力を持たせるように改造することは大かがりな仕事であり、その使用が広がるまでには１０年かかるかもしれない。データ送信の新しい方法は、多数の現在のアプリケーションに利益を与えることができ、同時に、インフラ設備が要求に追いつくまで待たなければならないであろういくつかの新しいサービスを作り出す。

したがって、既存の電話線を通して高速にデータを受け取る能力を与える新しいデータ転送システムを提供することに対してニーズがある。また、デジタル電話システム（例えばＩＳＤＮ）のために設計されたシステム、装置、およびアプリケーションを、アナログ接続と共に使用することを可能にする改良されたデータ転送システムに対してもニーズがある。

また金のかかるすべての加入者線の交換を必要とせずに、電話システムのデジタル設備を利用することができる改良されたデータ転送システムに対してもニーズがある。

また高品質のデジタルオーディオ、音楽、音声などを消費者に配布するための手段を提供する高速通信システムを作り出すことも望まれている。このような改良されたデータ転送システムは、オンデマンドで、個人に合わせた情報やデータなどを多数の消費者に配布する手段を提供するであろう。

またファクシミリ、ＰＯＳシステム、遠隔在庫管理、クレジットカードの照合、広域コンピュータネットワークなどの商業アプリケーションのためにより大きなスループットを提供するための改良された高速通信システムに対するニーズもある。

発明の要旨
本発明の１つのアスペクトは、既存の電話接続を通して、知られているモデムや従来のデータ伝送の方法よりも高速にデータを転送するためのシステムを含む。本発明は２つの重要な観察を利用することにより、従来の方法に比べて著しい改良を達成した。

１．基礎となる電話システムはＰＣＭ伝送である。

２．高いデータレートは１方向だけであり、その送信側は電話システムに直接のデジタルアクセスを持つ。

本発明のアスペクトは、上記の観察を利用して、従来のシステムにおいてこれまでに達成されたのよりも速いデータ送信速度を可能した。上の２番目の観察は、モデムの最大の使い方−集中化されたサーバにアクセスして情報を引き出すこと−に向けられている。さらに、本発明は、データベースへのアクセスおよびオンデマンドのビデオまたはオーディオなどのより高いデータレートが求められている用途に対してとりわけ有用であることがわかった。このような用途は、本発明により実現可能な高いデータ伝送速度を利用することにより実現できる。本発明の重要なアスペクトは、簡単でかつ非常に強力である。すなわち、データの提供者にデジタル電話網への直接の接続を可能にし、消費者は線に対する変更なしに既存のアナログの接続を使用する。この構成は、消費者のデータ装置がその下で動作しなければならないモデルを大きく変化させる。既存のモデムは帯域幅の制限、および全送信パス上で信号を劣化させる多数の判明しないノイズ源に対処しなければならない。

それに対して、本発明のアスペクトは、電話局から消費者のホームオフィスまでのパスの大部分でデータをデジタルで伝え、そのパスの最後のセグメントに対してだけ信号をアナログ形式に変換する。都合のよいことに、既存のモデムにとっての主要なノイズ源の１つ、アナログ−デジタル変換の間の量子化ノイズは、このような変換がもはや必要でないので、完全に除去される。更に、デジタル−アナログ変換の間の量子化ノイズは決定論的な現象としてモデル化でき、したがって著しく減らすことができる。

本発明の上のアスペクトを使うことにより、デジタル網への直接のアクセス（例えばＩＳＤＮによる）データ源は、そのデータの消費者にサービスをしている電話局まで、正確なデータを転送することができる。そのときに必要とされる全ては、電話局のデジタル−アナログ変換器で行われる濾波および伝送線路に起因するデータの歪みを補償する、加入者線ループの消費者端のデバイスである。どちらの歪みも、この明細書で説明されるように、既存のデジタル信号処理ハードウェアを使って十分に対処できる。

この方法は消費者からサーバへの戻りデータに対しては使用できないけれども、既存のモデムは使用でき、サーバから消費者へは６４，０００ビット／秒までの能力を持ち、２０，０００から３０，０００ビット／秒のリターンが可能な非対称な通話路を提供することに注意されたい。

本発明のアスペクトは、どのようなタイプのデジタルデータでも（オーディオ、ビデオ、情報など）を、従来のモデムまたは従来のデータ伝送の方法で達成できたよりも高い速度で、個々のユーザに送ることを可能にする。さらに、ケーブルテレビ配信システムと異なり、この発明は、同時に異なるデータを要求するどのような数のユーザにも、フルデータ・レートで、サービスすることができる。

リモートコンピュータアクセス、高速ファクシミリ送信などのように既存のアプリケーションにより大きな動作速度を与えるだけでなく、本発明のあるアスペクトは、いくつかの新しいアプリケーションを可能にする。これらは、高品質のオーディオまたは音楽の送信、オンデマンドビデオ、静止画像の送信、テレビ電話、電話会議などの、高いデータ伝送速度が最も重要なアプリケーションを含む。

本発明の他のアスペクトは、信号のアナログ表現から、多値のＰＣＭデータ信号を再構成することである。これは、新規なクロック同期テクニックを適応等化と組み合わせる新しい方法を使用することにより成し遂げられる。前記に加えて、本発明の他のアスペクトと利点は、（１）電話線の加入者端のアナログ信号だけを使って、電話システムのデジタルのパルス符号変調（ＰＣＭ）されたデータ流を効率的に再構成できる能力、（２）電話線の加入者端のアナログ信号だけを使って、ＰＣＭデータのクロック周波数と位相を再構成できる能力、（３）電話局に追加の装置を加えることなく、また電話システムを変更しないで、電話局と加入者端との間の実行データレートを高める能力、（４）前記デジタルデータがアナログ形式への変換、濾波、歪み、またはノイズの付加による劣化などのうちの１つまたは複数のために変形された後でも、そのデジタルデータを再構成する能力などを含む。

これらのおよびその他の本発明の特徴、アスペクトおよび利点は、下記の説明、添付のクレームおよび添付の図面から、より良く理解されるであろう。

従来のモデムのデータ接続
従来のモデムのデータ接続が図１に示されている。このようなシステムの動作はよく知られており、国際電気通信連合（ＩｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌＴｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＵｎｉｏｎ）のような国際機関によって標準化されている。モデム１０４とモデム１２４の種類に依るが、第１のユーザのデータ流１００により２８８００ビット／秒までの速度でデータを送り込むことができる。モデム１０４はデータ流１００をアナログ信号に変換し、このアナログ信号は電話交換機に接続されている加入者線ループ１０６に加えられる。このアナログ信号はそれから網接続１１２を介して電話網内に入り電話網内を伝えられ、網接続１１８を介して第２のユーザのために働いている電話交換機１２０に到達する。この信号はアナログ形式のまま次に加入者線ループ１２２を通って第２のユーザのモデム１２４に伝えられ、モデム１２４はその信号をデータ流１２６に変換する。データ流１２６はデータ流１００が遅延されたものである。厳密にアナログのやり方で、データ流１２８はモデム１２４、ローカル・ループ１２２、電話交換機１２０、網接続１１６、電話網１１４、網接続１１０、電話交換機１０８、加入者線ループ１０６、およびモデム１０４を経由して伝わり、遅延された同一の信号であるデータ流１０２となる。このシステムは、電話システムが、１方のユーザの電話接続に加えられたアナログ信号を、他方のユーザの末端に、電話システムにたいして定められた１組の標準値を越えない歪みと遅延で再生するものと仮定している。これらの値だけに基づいて、ほぼ３５０００ビット／秒よりも大きな速度でデータを送信できないことを示すことができる。このシステムは、実際には予測できない変化であるよりむしろ信号に対して決定性の変化である歪みの多くの細部を無視している。電話網１１４がデジタル方式で実現されている場合には、１つのこのような決定性の変化は量子化雑音である。既存のモデムは、歪みの除去においてこの主要な雑音源についての知識を利用することができず、そのためにデータレートが制限されている。これが現在のモデムシステムの主要な短所−低いデータレートと現在の仮定の枠組みの中でいつか可能になるであろう最大限の性能向上にたいする理論的な限界である。

図１に示されているような従来の前記の短所と不利な点を改善しようとする試みのなかで、データ転送速度を高めることへの取組みは仮想対称デジタル通信システムとして結実した。このようなシステムが、図２にデジタル電話網と組み合わせで示されている。

先に挙げた参照文献においてＫａｌｅｔ等により説明されているこのシステムは、基礎となる設備がデジタル電話網１３４であるという新しい仮定を用いる以外は、既存のモデムと同じである。動作は、デジタル電話網１３４内およびデジタル網接続１３０，デジタル網接続１３０，デジタル網接続１３２，デジタル網接続１３６およびデジタル網接続１３８上をデジタル形式で伝送される以外は同じである。各ユーザはまだ、加入者線ループ１２２および加入者線ループ１０６を経由してそれぞれ、アナログ形式とデジタル電話網１３４により使用される標準のデジタル形式の間の変換が行われる電話交換機１２０および電話交換機１０８に情報を伝送するためのモデムを必要とする。

従来のモデムと異なり、このようなシステムの速度を、デジタル電話網１３４の内部で使用されるシステムの速度、代表的には５６，０００または６４０００ビット／秒以下に制限するであろうような理論はまだ見出されていない。

従って、このようなシステムは６４０００ビット／秒までのデータレートを獲得できる可能性がある。しかしながら、このようなシステムはまだ実用されていないし、このようなシステムを実現することが可能であるという証拠もない。このシステムの著者等は”これは困難な実際上の問題であり、うまい解決方法が可能かどうか推測しかできない”と述べている。

問題は、基礎となる網がデジタル方式であり、観測される信号の歪みの大部分が量子化雑音に起因するという知識を利用するためには、送信するモデムは、信号を符号化するために網により選択されるデジタルレベルを、そのアナログ出力だけで制御しなければならないということである。さらに、受信するモデムは、そのアナログ入力だけから、それらのデジタルレベルを正確に推測しなければならい。アナログ／デジタル変換に起因する歪みが送信および受信の両端で発生し、しかも所望の信号に加えられたそれらが組み合わされた歪みだけしか直接に観測できない。さらに、電気ノイズおよび漏話に起因する追加の歪みが、加入者線ループ１２２や加入者線ループ１０６で発生する。所望の信号からこれらの歪みの成分を分離すること、およびこれらの歪みの成分を互いに分離することは、困難な、おそらく不可能な仕事である。

本発明の１つの面は、このアプローチの短所を取り除く１つの方法である。この方法は基礎をなすデジタル網の知識を実現可能な方法で利用し、すべての他の既知の解決方法により可能であるよりも高い到達可能なデータレートを提供する。

サンプリングレートの変換
この後の説明に理解されるように、歪んだアナログ信号からＰＣＭデータを再生するためのシステムは、復号クロックをデジタル流からアナログ値にＰＣＭデータを変換するために使用されるクロックと同期させる方法を必要とする。この同期をデジタル方式で実現するには、そのサンプリングレートをアナログ−デジタル変換により使用されるレートからＰＣＭデータからの変換において使用されるレートにより近いサンプリングレートに変換しながら、デジタルデータ列が再サンプリングされることを必要とする。これを行うための既知のテクニックは、それらの性能が厳しく制限されているか、または大量の計算を必要とする。例えば、参照によりこの明細書に組み込まれているＲ．Ｅ．ＣｒｏｃｈｉｅｒｅおよびＬ．Ｒ−Ｒａｂｉｎｅｒ，”ＭｕｌｔｉｔｒａｔｅＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ” ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ −Ｈａｌｌ，ＥｎｇｌｅｗｏｏｄＣｌｉｆｆｓ，ＮＪ，１９８３を参照されたい。相互の関係が時間の関数として変化してもよい２つの独立なクロックの間のサンプリングレートの変換を行うことは、さらに作業を複雑にする。

本発明の１つの面は、このような変換を最小の計算オーバーヘッドで行うことができる方法である。この方法は、連続的に変化し得る入力／出力サンプリングレート比を受けつけ、高精度で変換を行う。説明されているテクニックは９０ｄＢよりも大きいアンチ−エリアシング（対折返し）拒絶を得ることができ、現在のプロセッサによりリアルタイムで実行することができる。

全体システム
図３は提案されるシステムの概観を示す。図３に示されているシステムの使用方法は、現在のデータ通信回路すなわちモデムの使用方法と同じである。データ流１００で加えられたデータは、幾らかの時間後にデータ流１２６に現れる。データ流１００は、その機能がデータ流を電話システムに適合した形式に変換することであるエンコーダ（符号器）に加えられる。変換されたデータは、デジタル網接続１３２を介してデジタル電話網１３４に加えられる。この変換されたデータは、デジタル電話網を通って、線路インターフェース１４０が在るクライアント（サービスを受ける者）の電話局に、逐語的に現れる。この点において、そのクライアントもデジタル網接続１３８からそのクライアントの線路インターフェースへのデジタル接続に対する直接のデジタルアクセスを持っているときは、送信が完了する。しかしながら、大多数のユーザと同じようにそのクライアントが電話網に対して直接のデジタルアクセスを持っていないときは、これは不可能であり、下記の追加の動作が必要である。線路インターフェース１４０は、デジタル網接続１３８上のデジタルデータを、デジタル電話方式の標準仕様に適合するアナログ形式に変換する。このアナログ形式の信号は、加入者線ループを通って、ハイブリッド網１５２がそこで線路を終端しているクライアントの屋内に伝えられ、アナログ信号１５４を生成する。ハイブリッド網１５２は、２線−双方向信号を１対の単方向信号に変換する標準の構成要素である。復号器１５４は、アナログ信号１５４を用いて、線路インターフェース１４０によって行われるアナログ形式への変換によって持ち込まれる歪みを推定し補償する。これは、デジタル網接続１３２に加えられたデジタルデータと同じであると仮定されている、デジタル網接続１３８におけるデジタルデータの推定になる。次に符号器１５０によって行われた変換が逆変換され、復号器１５６がデータ流１２６を送出する。このデータ流は、遅延された元のデータ流１００の推定である。

図３の中では、この後詳細に説明される符号器１５０と復号器１５６を除いてすべての構成要素はよく知られており、現在のデジタル電話システムの内部にも在る。また復号器１５６を初期化しかつ通常の動作中に出会う条件に適合させる方法も、この後に説明される。

符号器の物理的な実現
図４は、図３の符号器１５０の１つの可能な実現のブロック図を示す。図３からのデータ流１００は、ＡＴ＆ＴのＤＳＰ３２Ｃのようなデジタルシグナルプロセッサ（デジタル信号処理装置）１６０の直列データ入力に加えられる。このプロセッサは、プロセッサバス１６２を使って、読出し専用メモリ１６８、ランダムアクセスメモリ１６６およびＡｄｖａｎｃｅＭｉｃｒｏＤｅｖｉｃｅｓのＡｍ７９Ｃ３０ＡのようなＩＳＤＮインターフェース回路１６４と通信する。読出し専用メモリ１６８は、機能的特性が後述される格納プログラムを含む。ランダムアクセスメモリ１６６は、プログラムやパラメータの格納のために使用される。ＩＳＤＮインターフェース回路１６４はまたＮｏｒｔｈｅｒｎＴｅｌｅｃｏｍのＮＴＩのような網終端装置１７２およびそれに続いて図３に示されているデジタル網接続１３２に接続されるＩＳＤＮ接続１７０を持つ。

完全に動作する実施例を作るには、図４に示されている基本的なブロック線図に、復号器、発信器およびグルーロジック（媒介論理回路）のような補助構成要素を付加する必要がある。このような追加要素はよく知られており、この分野に熟練した人々には明らかであろう。符号器１５０のこの後の説明は、物理的な構成要素ではなく機能に関する。この機能のすべては、例えば、よく知られたデジタル信号処理のテクニックを使ってデジタルシグナルプロセッサ１６０のプログラムまたはサブルーチンとして実現される。

符号器の動作
図５は、図３の符号器１５０の機能ブロック線図を示す。サーバからクライアントへのチャンネルは、データ流１００として与えられる任意のデジタルデータから始まる。符号器１５０は、このビット流を好ましくは電話システムのクロックレートである８，０００サンプル／秒でサンプリングされた８ビットのワード（語）の列に変換する。これは、データ流１００から読んだ各８ビットを１つの組にして、並列の８ビットの値を８ビットの符号の流れ１８２として出力する直−並列変換器１８０により行われる。このマッピングは、データ流１００から読み込まれた各８ビットの最初のビットが８ビットの符号の流れ１８２の最下位のビット位置に置かれ、出力するワードが完成するまで後続のビットが順次より上位のビット位置を占めるように行われるのが好ましい。出力するワードが完成した時点で、この工程が繰り返される。ＤＣエリミネータ（直流除去回路）１８４は、１定の間隔、好ましくは８つのサンプルごとに１度、挿入される値に対応するアナログ値が８ビット符号の流れ１８２上のすべての先行する値の和の負値になるように、追加の８ビット値を挿入する。電話システムは多くのものが信号のＤＣバイアスを減衰させるかまたは除去するので、これが必要である。ＤＣエリミネータ１８４は、受け取ったアナログ信号中のＤＣ成分を減少させるための回路手段の１例である。

図５のＤＣエリミネータ１８４の機能要素の詳細は、図６に示されている。２入力選択器１９０からの出力される符号の流れ１８６はμ−ｌａｗ−線形変換器１９２により線形値１９４に変換される。μ−ｌａｗ−線形変換器１９２は、標準のμ−ｌａｗ −線形変換表を用いて、２５６要素の参照表として実現することができる。線形値１９４の値は加算器１９６と単位遅延回路２００によって累算されさらに反転されて、ＤＣオフセット１９８と、対応する単位遅延された値であるその前のＤＣオフセット２０２が生成される。ＤＣオフセット１９８は線形−μ−ｌａｗ変換器２０４に加えられる。線形−μ−ｌａｗ変換器２０４は、μ−ｌａｗ−線形変換器１９２と同じ参照表を使用することができ、逆マッピングを行う。ＤＣオフセット１９８がテーブル中の最大値より大きいか、または最小値よりも小さいときは、それぞれ最大または最小の項が使用されることに注意されたい。線形−μ−ｌａｗ変換器２０４によりＤＣ再生符号２０６が生成され、２入力選択器１９０に対して１つの入力として加えられる。２入力選択器１９０は、８ビットの符号の流れ１８２から、好ましくは７つの連続した値を読んで、これらの値を符号の流れ１８６として出力し、次にＤＣ再生符号２０６から１つの値を読んで出力する動作をする。２入力選択器１９０はこの一連の動作を連続して繰り返す。

図５に戻り、符号の流れ１８６はＩＳＤＮ変換器１８８の入力端子に加えられる。このＩＳＤＮ変換器１８８は、よく知られたＩＳＤＮ信号への変換を行う。ＩＳＤＮ変換器１８８の機能は、ＡｄｖａｎｃｅｄＭｉｃｒｏＤｅｖｉｃｅｓのＡｍ７９Ｃ３０を含む数個の既存の集積回路で直接に実現できる。

ＩＳＤＮ変換器１８８の出力は、図３の符号器１５０の出力でもあるデジタル網接続１３２を構成している。

さらによく理解されるように、符号器１５０により使用される信号のいくつかが図７ａ〜７ｃに示されている。図７ａは、データの流れ１００の１連のサンプル（標本）を示す。直−並列変換器１８０とＤＣエリミネータ１８４による処理の後の符号の流れ１８６が、図７ｂに示されている。ＤＣエリミネータ１８４の内部の、符号の流れ１８６に対応する線形信号すなわち線形値１９４が、図７ｃに示されている。

線路インターフェース
この後の説明において参照するために、図８は、代表的な電話システムにいて見られるような、図３の線路インターフェース１４０の機能モデルを示す。このようなインターフェースはよく知られており、現在デジタル電話交換機に使用されている。図３のデジタル電話網１３４は、デジタル網接続１３８を介して、１サンプル（標本）あたり８ビットのμ−ｌａｗで符号化されたデジタルデータの流れを、図８に示されているμ−ｌａｗ−線形変換器２１０に渡す。μ−ｌａｗ−線形変換器２１０はよく知られたμ−ｌａｗ−線形変換を行い、各サンプルを線形値２１２に変換する。線形値２１２は次にアナログ−デジタル変換器２１４によりアナログ信号２１６に変換される。このアナログ信号は、電話システムのクロック２３６を使って、よく知られたやり方でサンプリングされる。見やすくするために図３には示されていないが、電話システムのクロック２３６はデジタル電話網１３４により発生される。アナログ信号２１６は次に低域フィルタ２１８により平滑化されて、濾波された信号２２０になる。低域フィルタ２１８の主目的は、ほぼ３１００Ｈｚの遮断周波数で低域を通過させる機能を提供することである。国際電気通信連合は、国際電気通信連合，電気通信標準化セクター（ＩＴＵ−Ｔ），” ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＰｅｒｆｏｒｍａｎｃｅＣｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓｏｆＰｕｌｓｅＣｏｄｅＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ”，推奨Ｇ．７１２，ジュネーブ，スイス，１９９２年９月−参照によりこの明細書に組み込まれている−においてデジタル−アナログ変換器２１４および低域フィルタ２１８のための規格を標準化した。

濾波された信号２２０は、４−２線変換器２２２により加入者線ループ１２２に対してマルチプレックスされる。加入者線ループは双方向性である。加入者線ループ１２２上の入信号は４−２線変換器２２２に加えられ、濾波されていない信号２３４として出力される。濾波されていない信号２３４は帯域フィルタ２３２に加えられる。帯域フィルタ２３２も、ＩＴＵ−Ｔにより上で言及した文献中に標準化されている。帯域フィルタ２３２からの出力である濾波された信号２３０は、アナログ−デジタル変換器２２８により線形値２２６に変換される。線形値２２６は次に、標準の線形−μ−ｌａｗ変換を行う線形−μ−ｌａｗ変換器２２４により、デジタル網接続１３６に変換される。図３に示されているシステムにおいて、デジタル網接続１３６は使用されず、見やすさのために省略されている。

復号器の実現
図９は、図３の復号器１５６の１つの可能な実現のブロック線図を示す。図３からのアナログ信号１５４は、アナログ−デジタル変換器２４０によりサンプリングされる。アナログ−デジタル変換器２４０は、ＣｒｙｓｔａｌＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒのＣＳ５０１６のような１つの集積回路として存在している。このアナログ−デジタル変換器２４０は、発振器２４２によって発生される、好ましくは１６ｋＨｚのクロック信号２４４を使用して、デジタル入力信号２４６を生成する。デジタル入力信号２４６は、ＡＴ＆ＴのＤＳＰ３２Ｃのようなデジタルシグナルプロセッサ２４８のバンクに、それらの直列入力端子の１つを通して接続されている。これらのプロセッサは相互に接続されており、またプロセッサ・バス２５０を介してランダムアクセスメモリ２５４および読出し専用メモリ２５２に接続されている。読出し専用メモリ２５２には、その機能的特性が後の節で説明される格納プログラムが入れられている。デジタルシグナルプロセッサのバンク２４８は、図３の復号器１５６の最終出力であるデータの流れ１２６を生成する。

完全に動作する実施例を作るには、図９に示されている基本的なブロック線図に、復号器、発信器およびグルーロジックのような補助構成要素を付加する必要がある。このような追加要素はよく知られており、この分野に熟練した人々には明らかであろう。

復号器１５６のこの後の説明は、物理的な構成要素ではなく機能に関する。この機能のすべては、例えば、よく知られたデジタル信号処理のテクニックをデジタルシグナルプロセッサのバンク２４８のためのプログラムまたはサブルーチンとして実現される。

復号器の動作
図１０は図３の復号器１５６の機能構成を示す。図３からのアナログ信号１５４は復号器１５６に入力データを与える。アナログ信号１５４はアナログ−デジタル変換器２４０に入力され、好ましくは１サンプルにつき１６ビットの精度で、毎秒あたり１６０００サンプルでサンプリングされたデジタル入力信号２４６に変換される。アナログ−デジタル変換器２４０は、ＣｒｙｓｔａｌＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒのＣＳ５０１６のような１つの集積回路として存在している。デジタル入力信号２４６は、次に、周期推定値２６２だけ離れた時間間隔でデジタル入力信号２４６を補間し再サンプリングを行って、同期させられた信号２６６を生成するクロック同期器２６０により処理される。クロック同期器２６０の動作は後の節で説明される。同期させられた信号２６６は、後述される逆フィルタ２６８により濾波され、補償済された信号２７４が再構成される。逆フィルタ２６８の目的は、主要構成要素が図８の低域フィルタ２１８である図３のインターフェース１４０によって行われた変換を逆変換することである。図１０に戻って、逆フィルタ２６８はまた、同期させられた信号２６６に内在するタイミングのずれを与える遅延誤差推定２７０を出力する。この信号は、クロック同期器２６０により使用される周期推定値２６２を計算するために、後述されるクロック推定器２６４により使用される。次に決定手段を用いて、補償済された信号２７４が、不連続な集合から取り出された１連の値に変換される。例えば、補償済された信号２７４が線形−μ−ｌａｗ変換器２７６を使って最近の相当する８ビットμ−ｌａｗワードに変換され、推定された符号の流れ２８０が生成される。先述したように、線形−μ−ｌａｗ変換器２７６は、簡単な参照表として実現できる。

通常の動作中、スイッチ２９２は、推定された符号の流れ２８０を所望の出力信号２８６として通過させる。この出力信号２８６は、μ−ｌａｗ−線形変換器２７８により変換されて線形信号に戻され、線形値２８４が生成される。μ−ｌａｗ−線形変換器２７８は、先述したように簡単な参照表として実現できる。初期化中は、スイッチ２９２は、予め決められたトレーニングパターン２８８（図３には示されていない）が所望の出力信号２８６としてμ−ｌａｗ−線形変換器２７８に入力されるようにセットされる。この使い方はこの後に説明される。

線形値２８４は、補償済された信号２７４の所望の値の推定値を与える。そして補償済された信号２７４が線形値にできるだけ近くなるように逆フィルタ２６８を適応的に更新するために使用される。この適応は、復号器１５６のパラメータを調整するためのトレーニング手段の１例であり、この後の逆フィルタ２６８の説明においてさらに詳しく説明される。減算器２８２は、補償済された信号２７４と線形値２８４を使って、誤差信号２７２を計算する。誤差信号２７２は、フィードバックループで逆フィルタ２６８の入力端子に加えられる。推定された符号の流れ２８０は、図３の符号器１５０によって行われた変換の逆の変換を行うデータ抽出器２９０を通され、復号器の最終出力であるデータの流れ１２６が生成される。

理解を助けることだけを目的として、図１０中の信号のいくつかの例が図１１ａから１１ｅに描かれている。図１１ａは、復号器１５６への代表的な入力アナログ信号１５４を示す。この信号の処理中に、復号器１５６は、図１１ｂに示されている補償された信号２７４を生成する。この信号はさらに処理されて、図１１ｃに示されている推定された符号の流れ２８０が生成される。最後に、図１０のデータ抽出器２９０が、図１１ｄに示されているデータの流れ１２６を出力する。復号器１５６の内部で使用するために生成される誤差信号２７２が、図１１ｅに示されている。

上記したように、アナログ−デジタル変換器２４０，減算器２８２，線形−μ−ｌａｗ変換器２７６，スイッチ２９２およびμ−ｌａｗ−線形変換器２７８、すなわち図１０のすべてがよく知られており、この分野に熟練した者により容易に実現され得る。この後の説明は、残りのブロック：逆フィルタ２６８，クロック推定器２６４，クロック同期器２６０，およびデータ抽出器２９０について詳しく説明している。

逆フィルタ
図１２は、図１０の逆フィルタ２６８の内部の詳細な構成を示している。逆フィルタ２６８は等化手段の１例であり、入力信号（同期させられた信号２６６）に対して線形濾波操作を行い、出力信号（補償された信号２７４）を生成する動作をする。逆フィルタ２６８はまた、補償された信号２７４と所望の値の間の不一致を示す誤差信号２７２を受け取る。そして誤差信号２７２を使って、誤差信号２７２が最小になるように、濾波機能を更新する。このような適応フィルタの構成はよく知られている。例えば、ＲｉｃｈａｒｄＤ．Ｇｉｔｌｉｎ，ＪｅｒｅｍｉａｈＦ．ＨａｙｅｓおよびＳｔｅｐｈｅｎＢ．Ｗｅｉｎｓｔｅｉｎ，”ＤａｔａＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓＰｒｉｎｃｉｐｌｅｓ”，Ｐｌｅｎｕｎ（１９９２）−参照によりこの明細書に取り込まれている−を参照されたい。しかしながら説明を明瞭にするために、この明細書では逆フィルタ２６８の好ましい実施例について説明する。さらに、逆フィルタ２６８は、図１０のクロック推定器２６４により使用される遅延された誤差推定値２７０を生成する。

同期させられた信号２６６はフィードフォワード等化器３００に供給される。フィードフォワード等化器３００は、補正信号３２４を使って適応更新を行いながら、部分的に補償された信号３０２を生成する。フィードフォワード等化器３００の動作は後述される。フィードフォワード等化器３００は、また、図１０のクロック推定器２６４により使われる遅延された誤差推定値２７０を出力する。部分的に補償された信号３０２は次にダウンサンプリング回路３０４により低減率２でダウンサンプリングされる。ダウンサンプリング回路３０４は、その入力端子から２つの連続した値を読み、これらのうちの最初の値をその出力端子に出し、２番目の値を棄てる動作をする。ダウンサンプリングされた信号３０６は次に減算器３０８に加えられ、補償された信号２７４が生成される。補償された信号２７４は、図１０における後続の段により使用される。また単位遅延回路３１０にも加えられて遅延された信号３１２が生成される。遅延された信号３１２は次にフィードバック等化器３１４の入力端子に加えられ、歪み推定値３１６が生成される。フィードバック等化器３１４は、フィードフォワード等化器３００と同じであり、後でさらに詳しく説明される。歪み推定値３２６は、減算器３０８に対する第２の入力を供給する。図１０の誤差信号２７２は、図１２の増幅要素３１８で１定の倍率で増幅され、補正信号３２０が生成される。補正信号３２０はフィードバック等化器３１４に対して第２の入力として加えられる。フィードバック等化器３１４は、補正信号３２０を使って適応更新を行なう。

誤差信号２７２は、また、アプサンプリング回路３２６により、倍率２でアプサンプリングされる。アプサンプリング回路３２６は、誤差信号２７２の各サンプルの間に零を挿入する。アプサンプリング回路３２６はアプサンプリングされた誤差信号を生成し、この信号は次に増幅要素３２２により増幅される。フィードバック等化器３１４およびフィードフォワード等化器３００による補正信号３２０および補正信号３２４の利用方法は後述する。増幅要素３２２および３１８のパラメータｋｆおよびｋｂの値はそれぞれ１０−２から１０−１５の範囲が好ましい。最適な値は、この分野に熟練した人々により過重な実験なしに容易に求められる。

フィードフォワードおよびフィードバック等化器
図１３は図１２のフィードフォワード等化器３００の内部構成を示す。フィードフォワード等化器３００は、連鎖状に接続された好ましくは８〜１２８個のフィルタＴＡＰ３３０と同一の回路から構成されている。第１のフィルタＴＡＰ３３０は図１２の同期させられた信号２６６を受け入れ、最後のフィルタＴＡＰ３３０は図１２で使用される部分的に補償された信号３０２を出力する。中間の各ＴＡＰは２つの入力信号−主入力３３２とターゲット入力３３６−を受け取り、２つの出力信号−主出力３３４とターゲット出力３３８−を生成する。各フィルタＴＡＰ３３０はまた出力信号としてＴＡＰ重みを提供する。このＴＡＰ重みは、推定器３４２によって遅延誤差推定値２７０を計算するために使用される。動作中、各フィルタＴＡＰ３３０は、補正信号３２４を入力として使って適応更新を行う。

図１４は図１３の各フィルタＴＡＰ３３０の機能の詳細構成を示す。各ＴＡＰは、図１４に示されている標準の信号処理ブロックを使って構成されており、２つの入力、主入力３３２とターゲット入力３３６を持ち、２つの出力、主出力３３４とターゲット出力３３８を供給する。主入力３３２は単位遅延回路３５０により１サンプル分遅延させられて、主出力３３４が作られる。その間に、主入力３３２はまた乗算器３５２を使ってＴＡＰ重みが掛けられ、重みづけされた入力３５４が作られる。重みづけされた入力３５４は、加算器３５６によりターゲット入力３３６に加えられ、ターゲット出力３３８が生成される。

ＴＡＰ重みの適応更新は、乗算器３６６を使って、補正信号３２４に主入力３３２を掛けることにより行われる。乗算器の出力値３６４はＴＡＰ誤差推定値を与え、ＴＡＰ重みを生成するために減算器３６２を使ってその前の値から引き算される。前の値３６０は、入力としてＴＡＰ重み３４０を使い、単位遅延回路３５８により生成される。各フィルタＴＡＰ３３０はまたＴＡＰ重み３４０を出力する。

図１３に戻り、各フィルタＴＡＰ３３０は遅延推定器３４２に入力される。遅延推定器３４２は、次の式を使ってフィルタ全体の遅延誤差の推定値を計算する。

ここでｗＩはｉ番目のＴＡＰ重み３４０を表す記号である。このようにして、遅延推定器３４２は、図１０の周期の推定値のなかの誤差の程度を決定するための推定手段を与える。

図１０のフィードフォワード等化器３００についての上記の説明は、フィードバック等化器３１４にも当てはまる。フィードバック等化器３１４の構成と動作は、遅延誤差推定値２７０出力に相当する信号がないので遅延推定器３４２が必要でないことを除いて、フィードフォワード等化器３００の構成と動作と同じである。またフィードバック等化器３１４は、フィードフォワード等化器３００と異なる数、好ましくは４分の１から２分の１のＴＡＰを使用してもよい。フィードフォワード等化器３００およびフィードバック等化器３１４のために使用するＴＡＰの最適な個数は、この分野に熟練した人々により過重な実験なしに容易に求められる。

クロック推定器
図１５は図１０のクロック推定器２６４の機能構成要素を示す。クロック推定器２６４は、遅延誤差推定値２７０を使って周期の推定値２６２を更新する回路手段の１例である。クロック推定器２６４に対する信号入力である遅延誤差推定値２７０は、ループ利得３７０により、アナログ−デジタル変換器２４０のために使用されるクロックの精度に依り異なるが好ましくは１０−１から１０−８の範囲の倍率ｋ１だけスケール変換され、位相誤差３７４が生成される。位相誤差３７４は次にループフィルタ３７６で濾波され、周期オフセット３７８が生成される。ループフィルタ３７６は、その設計が位相ロックループの設計に熟練した人々には明白な低域フィルタである。周期オフセット３７は、加算器３７２により、公称周期３８０に加算される。公称周期３８０は、図８の電話システムクロック２３６に周波数に対する図１０のアナログ−デジタル変換器２４０のサンプリングレートの２分の１の比である。電話システムクロック２３６とアナログ−デジタル変換器２４０は共通の源から導き出されていないので、正確な比は、パラメータの好ましい選択にたいして、１．０からごく僅かに異なる。動作中、周期推定は、図１０の逆フィルタ２６８により与えられる現在の誤差の推定値を使って、この比を修正し追従する。

クロック同期回路
図１０のクロック同期回路２６０の機能ブロック線図が図１６に示されている。クロック同期回路２６０の機能は、周期推定２６２だけ離間した時間間隔でその入力信号（デジタル入力信号２４６）を補間し再サンプリングすることである。例えば、周期推定２６２が２．０の値を持つときは、デジタル入力信号２４６から読まれたすべての２番目のサンプルは、同期している信号２６６として出力される。周期推定２６２が整数でないときは、クロック同期回路２６０は、入力されたサンプルの間を適当に補間して、出力するサンプルを生成することを要求される。

クロック同期回路２６０は、必要とされる各出力サンプルに対して１サイクルの動作を行う。各サイクルは、アキュムレータ４２４が図１０の周期推定２６２の値を読むことから始まる。アキュムレータ４２４は、読まれたすべての入力値のランニング和を計算し、この和を実数値のサンプルインデックス４２６として出力する。この信号は、増幅要素４２８を用いて、好ましくは１０〜４００の範囲の倍率Ｎμ で増幅され、アプサンプリングされたサンプルのインデックス４３０が生成される。Ｎμ の最適な値は、この分野に熟練した人々により過重な実験なしに容易に求められる。整数／小数分離器４３２は、アプサンプリングされたサンプルインデックス４３０をサンプルインデックス４２２と小数値４１４に分解する。例えば、アプサンプリングされたサンプルインデックス４３０が値１０．７を持つとき、整数／小数分離器４３２はサンプルインデックス４２２を１０．０に、そして小数値４１４を０．７にする。

サンプル選択回路３９８に加えられる入力信号の１つは、デジタル入力信号２４６から始まる１連の動作により生成される。アプサンプリング回路３９０はデジタル入力信号２４６から１つの値を読み、そのデジタル入力信号から読んだ値とそれに続くＮμ−１個の零値から成るＮμ 個のサンプルを出力する。アプサンプリング回路３９０からの出力の流れ、すなわちアプサンプリングされた入力信号３９２は、４ｋＨｚに相当する通過帯域遮断周波数を持つ低域フィルタ３９４に加えられる。アプサンプリング回路３９０および低域フィルタ３９４の設計はよく知られている。例えば、参照によりこの明細書に組み込まれているＲ．Ｅ．ＣｒｏｃｈｉｅｒｅおよびＬ．Ｒ，Ｒａｂｉｎｅｒ，”ＭｕｌｔｉｔｒａｔｅＤｉｇｉｔａｌＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ”，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ−Ｈａｌｌ，ＥｎｇｌｅｗｏｏｄＣｌｉｆｆｓ，ＮＪ，１９８３を参照されたい。低域フィルタ３９４は濾波されたアプサンプリングされた信号を作る。この信号はサンプル選択回路３９８の１つの入力として使用される。

サンプル選択回路３９８は選択手段の１例であり、サンプルインデックス４２２から１つの値を読みこれをサンプル番号Ｓｎと解釈する。サンプル選択回路３９８はまた、濾波されたアプサンプリングされた信号３９６に接続された入力端子から、システムが初期化されてから何個のサンプルを読んだかを示す内部カウントを保持する。サンプル選択回路３９８は濾波されたアプサンプリングされた信号３９６からさらに数サンプル読み、サンプル４００が濾波されたアプサンプリングされた信号３９６から読まれたサンプルＳｎのコピーであり、サンプル４０２がサンプルＳｎ＋１のコピーであるように出力サンプルを作る。サンプル４００は、次に、乗算器４０４を使って小数値４１４倍され、サンプルの成分４０８が生成される。同様に、サンプル４０２は次に、乗算器４０６を使って小数値４１６倍され、サンプルの成分４１０が生成される。小数値４１６の大きさは１から小数値４１４の大きさを引いたものであり、減算器４２０と単位定数４１８を使って計算される。サンプル成分４０８とサンプル成分４１０は次に加算器４１２によって加え合わされ、同期させられた信号２６６が生成される。この信号は図１０のクロック同期回路２６０の出力である。乗算器４０４，乗算器４０６および加算器４１２のこの組合せは、サンプル選択回路３９８により選択されるサンプルを組み合わせるための補間手段の１例である。クロック同期回路２６０は、他の用途にも使用できるし、また単体のサンプリングレート変換器としても使用できる。２つのレートの比は、時間の関数として変化してもよい周期推定値２６２により指定される。

線形補間は所望の結果に対しては粗い近似であるように見えるかもしれないが、実際には非常に精度が高いことにも注意されたい。アプサンプリング回路３９０によるオーバーサンプリングのおかげで、濾波されたアプサンプリングされた信号３９６は、直流付近の狭い帯域を除くすべての周波数で、零に近い周波数スペクトルを持つ。

この補間操作は、周波数領域に、このように狭い通過帯域のイメージを効果的に作る。線形補間の働きは次にこれらのイメージを濾波して除去することである。従来の実現は、これを達成するために、シャープな、計算に費用がかかる低域フィルタを使用していた。線形補間は非常に低性能の低域フィルタであるが、丁度望ましくないイメージが現れるであろう周波数に非常に深いノッチを持つ。この方法を従来のテクニックで必要な計算の大部分が不要でありながら非常に高精度にするのは、これらのノッチの配置と狭い折返しイメージの組み合わせである。

データ抽出器
図３の復号器１５６の最終段は、図１０のデータ抽出器２９０である。抽出器２９０の機能は、図３の符号器１５０によって行われた変換を元に戻すことである。これらの変換は、図５に示されている直−並列変換器１８０とＤＣエリミネータ１８４から成る。

これらの変換を元に戻すために、データ抽出器２９０はまずＤＣエリミネータ１８４によりデータの流れの中に挿入された値を取り除く。これは、単に入力から読んだすべての８番目のサンプルを棄てることにより行われる（直流の除去が、ＤＣエリミネータ１８４により８サンプルにつき１回の好ましい挿入率を使って行われたと仮定している）。これが行われたら、残りの８ビット値の流れは、各ワードのビットを、最下位のビットから先に、１度に１ビットずつ出力することにより、直列のデータの流れに変換できる。このようなテクニックは、この分野に熟練している人々にはよく知られている。

システムの初期化
サーバとクライアントとの間に接続が最初に確立されたとき、図３の符号器１５０と復号器１５６の両方とも、互いに知られている状態から開始しなければならない。符号器１５０の内部では、次の初期化が行われる：
１．図５のＤＣエリミネータ１８４が初期化される。それにより、図６の２入力選択回路１９０がそれの次の出力がＤＣ再生符号２０６のコピーであるようにセットされる。

２．図６の単位遅延２００の出力である前ＤＣオフセット２０２が０．０に初期化される。

３．図５の符号の流れ１８６はＤＣエリミネータ１８４から１時的に切り離される。Ｎｃ、好ましくは１６−１２８、の既知の列の代わりに、値がＮｔ、好ましくは１００−５，０００回繰り返される。ＮｃおよびＮｔに対して使用するのに最適な値は、過重な実験なしで、この分野の熟練者により容易に求められる。

上記のＮｃの選択は、復号器１５６の設計と結びついている。Ｎｃは好ましくは図１２のフィードフォワード等化器３００内のＴＡＰの数の２分の１である。一般性を失うことなく、符号器１５０により繰り返し送信される、符号値のシーケンスの１つの可能な選択が、表１に示されている。同じシーケンスが符号器１５０によっても使用され、図１０におけるトレーニングパターン２８８として加えられる。

表１：代表的なトレーニングパターン

Ｎｔすなわちシーケンスの繰返し回数が出力されると、符号の流れ１８６がＤＣエリミネータ１８４に再接続される。また復号器１５６からのその後の出力がＤＣエリミネータ１８４に再接続され、復号器１５６からのその後の出力は図３のデータの流れ１００として加えられる入力に対応する。

図３の復号器１５６の内部では、第１番目のサンプルがアナログ信号１５４から読み込まれる前に、次の初期化が行われる。

１．図１０のスイッチ２９２が、所望の出力信号２８６に対してトレーニングパターン２８８を選択するようにセットされる。

２．図１０のデータ抽出器２９０が、次の入力値である推定された符号の流れ２８０をＤＣ等化値であると見なして棄てるようにセットされる。

３．図１２の単位遅延３１０が、遅延された信号３１２として零を出力するように初期化される。

４．図１２のアプサンプリング回路３２６が、次に出力するアプサンプリングされた誤差信号３２８が誤差信号２７２のコピーであるようにセットされる。

５．図１２のダウンサンプリング回路３０４が、次に入力される部分的に補償された信号３０２をダウンサンプリングされた信号３０６と見なして、そのコピーを出力するようにセットされる。

６．図１２のフィードバック等化器３１４とフィードフォワード等化器３００の内部でそれぞれ、図１４の単位遅延３５０が零出力を持つように初期化される。
７．図１２のフィードバック等化器３１４の内部で、図１４の単位遅延３５８が零に初期化される。

８．図１４のフィードフォワード等化器３００の内部で、図１４の単位遅延３５８が零に初期化される。

９．図１６のアキュムレータ４２４が、実数値のサンプルインデックスの値を出力するように初期化される。

１０．低域フィルタ３９４がオールゼロの内部状態を持つように初期化される。
１１．アプサンプリング回路３９０が、次に出力するアプサンプリングされた入力信号３９２がデジタル入力信号２４６の値であるように初期化される。

復号器１５６は、次に、Ｎｃ−Ｎｔ個の値が図１０の推定された符号の流れ２８０に生成されるまで、先述したように動作する。この時点で、スイッチ２９２が、所望の出力信号２８６に対して推定された符号の流れ２８０を選択するように動かされる。この時点から後は、データの流れ１２６は図３に示されているデータの流れ１２８から読まれたデータに対応する。

符号器１５０および復号器１５６が初期化モードに入りそして抜け出して、図３のデータの流れ１００およびデータの流れ１２６上の値が正確に対応することが確認されなければならない。この同期を成し遂げるための方法の１例は、ＤＣエリミネータ１８４により行われるＤＣの再生を妨害することである。トレーニングの開始を知らせるために、符号の流れ１８６が、通常のＤＣ再生周期よりも長い間、例えば１６サンプルの間、最大の有効な符号値にセットされる。この後に、符号の流れ１８６は、同数のサンプルの間最小の有効な符号値にセットされる。トレーニングパターンがこの同期パターンに続く。同様にトレーニングの終了は、上記の同期パターンの順番を逆にする−最小値を繰り返し、次に最大値を繰り返す−ことにより知らせることができる。これらの同期パターンは復号器１５６により検出でき、スイッチ２９２を制御するために使用できる。

このような同期のための他のテクニックはよく知られており、現在のモデムに使用されている。例えば、先に言及したＩＴＵ−Ｔ，Ｖ．３４を見られたい。

他の遅延推定器
先の説明では、遅延推定器３４２は、フィードフォワード等化器３００の内部のフィルタＴＡＰの重みを調べることにより構成された。他の遅延推定手段も可能である。例えば、図１０の誤差信号２７２および補償された信号２７４を使って、次のようにして遅延誤差推定値２７０を生成することができる：

ここでΔは遅延誤差推定値２７０、υは補正された信号２７４、ｅは誤差信号２７２、およびｋはこの分野の熟練者が過重な実験なしに容易に求めることができるパラメータである。ｋの値は、観測される信号のノイズとクロックのジッタの相対的な寄与に依存する。遅延誤差推定値２７０を生成するための遅延推定手段を実現するさらに他の方法も、本発明に使用できる。

他の復号器初期化方法
上記のように、復号器１５６のパラメータは、決められた初期化値と、その後の既知のデータシーケンスが送信されるトレーニング期間を使って設定される。先に説明した方法は、トレーニングシーケンスを使って、サンプル毎に逆フィルタ２６８およびクロック推定器２６４のパラメータの値の連続的な更新を行う。

また全てのパラメータの単一ブロック更新を行うこともできる。トレーニングシーケンスの送信の間は、復号器１５６は、デジタル入力信号２４６として現れる値をただ記憶するだけである。トレーニングシーケンス全体が送信されると、復号器１５６は取り込んだ値の分析を行い、内部パラメータの値を計算することができる。パラメータの推定を行うのに必要な計算は次のとおりである：
１．レート推定手段を使って、取り込まれた信号の基本的なデジタル周期Ｔμ を計算する。これは、色々なよく知られた信号処理テクニックのうちの任意のもの、例えば自己相関分析を使って行うことができる。アナログ−デジタル変換器２４０のために好ましいサンプリングレートの使用を仮定すると、Ｔμはトレーニングシーケンスの長さＮｃの約２倍であることが予めわかっている。差のただ１つの原因は、電話システムのクロック２３６のサンプリングレートとアナログ−デジタル変換器２４０のサンプリングレートの２分の１の間の差に起因する。図１５の公称周期３８０を

に初期化する。

３．遅延誤差推定値２７０を零にセットして、デジタル入力信号２４６をクロック同期回路２６０に通すことにより、デジタル入力信号２４６を再サンプリングし、同期した信号２６６を生成する。

４．２−Ｎｃ列およびＮｔ行の行列Ｙを作る。Ｙの要素は、上記のようにして計算された同期した信号２６６の値である。これらの要素は、同期した信号２６６の連続したサンプルをまず第１行に入れ、次に第２行、そして順次その下に入れて行くことにより、行列中に格納される。

５．各列の平均値Ｕを計算し、ｒすなわち２・Ｎｃ個の要素を持つベクトルを作る。

６．次式を使って、入力信号のノイズ成分のエネルギーσ２の推定値を計算する。

ここでＹｉｊはＹのｉ列、ｊ行の要素である。

７．表１に示されているようなトレーニングシーケンスの値を、μ−ｌａｗ−線形変換器２７８のような変換器に通して、Ｎｃ個の要素を持つベクトルｃを作る。

８．次のようなＮ_ｆ＋Ｎ_ｂ列およびＮ_ｃ行の行列Ａを作る。

ここでＮ_ｆは図１２のフィードフォワード等化器３００内のフィルタＴＡＰの数であり、Ｎ_ｂはフィードバック等化器３１４のフィルタＴＡＰの数である。例えばＮ_ｃ＝３、Ｎ_ｆ＝４およびＮ_ｂ＝２のときは次のようになる。

９．次式の中のｅ２を最小にするＮ_ｆ＋Ｎ_ｂ個の要素のベクトルｘの値を求める。

これは、この分野に熟練した人々には明らかな、線形代数、微積分および反復法からのよく知られたテクニックを使って解くことができる。

１０．フィードフォワード等化器３００の各ＴＡＰの図１４の先行値３６０をそれぞれｘ１，．．．，ｘ_Ｎｆで初期化する。

１１．フィードバック等化器３１４の各ＴＡＰの先行値３６０をそれぞれｘ_Ｎｆ＋１，．．．，ｘ_Ｎｆ＋ｂで初期化する。

１２．これらのパラメータが計算されたら、通常の動作を開始することできる。パラメータは、前述したように、この後、誤差信号２７２に基づいた適応更新のために変化するであろうことに注意されたい。

上の手順は、トレーニングシーケンスを使って復号器１５６の初期化を行うもう１つの方法の１例と見なされるべきである。他の方法および多数の変形も可能である。例えば、通常モードとトレーニングモードの間の切り替えにおける過渡現象の影響を除去するために、各端で、受信したトレーニングシーケンスの末尾を捨ててもよい。線形−μ−ｌａｗ変換器２７６およびμ−ｌａｗ−線形変換器２７８における正確な遷移レベルは、トレーニング情報を使って調整できる。各先行値３６０に対する修正された式を使用してもよい。

好ましい他のトレーニング手順
下記は、図３に示されている符号器１５０と復号器１５６をトレーニングする好ましいステップの説明である。

１．符号器１５０はデジタル電話網に繰返しパターンを送る。このパターンは、Ｎ個のＰＣＭ符号語のシーケンスのＭ回の繰返しから成り、全部でＭ×Ｎ個の符号語を与える。ここで使用している”ＰＣＭ符号語”という語は、デジタル電話網で１３４により使用されている１組の符号語のことを言う。Ｎ個のＰＣＭ符号語は、それぞれ、互いに相手の反数（ネガティブ）である２つの値からランダムに選択される。例えば、ＰＣＭ符号語０ｘ１４と０ｘ９４は、電話網の μ−ｌａｗ圧伸ルールの下で互いの反数に当たる。このランダム選択は、２つのＰＣＭ符号語のそれぞれが正確にＮ／２回使用されるように制約される。このことは、トレーニングシーケンスがＤＣ成分を持たないことを保証する。

２．復号器１５６は、ＰＣＭ符号語のパターンに対応するアナログ値であるアナログ信号１５４を受け取り、ＭおよびＮについて前もって分かっている知識を使ってそれを記憶する。アナログ信号１５４は、１６，０００サンプル／秒の公称レートでサンプリングされ、記憶される。

３．記憶されたシーケンスは、標準の信号処理テクニックを使って分析され、その繰返しレートが見つけ出される。繰返しレートに関連した周期はＮ／８，０００秒であるはずであるが、復号器のクロックと電話網１３４により使用されるクロックの正確な値の差に起因する僅かなずれがあるかもしれない。この繰返しレートのずれは、復号器のクロックを補正し、補正されたクロックを使って記憶されている信号を再サンプリングするために使用される。このプロセスは、測定された周期が期待される周期と正確に一致するまで、複数回繰り返すことができる。

４．ノイズ・レベルは、好ましくは、テスト・パターンのＭ回の繰返しの間の分散を見ることにより測定される。各繰返しは同じであり、これらの変動を引き起こすのはノイズだけである。最初の繰返しまたは最後の繰返しを含む繰返しのうちのいくつかを、もしそれらが平均から著しく異なるときは、無視してもよい。これにより、端効果および間歇的なノイズ・バーストまたは漏話を除去または減少させることができる。

５．次に注目している繰返しの平均信号レベルが決定され、長さ２Ｎの平均的な受信シーケンスの信号レベルを与える。長さ２Ｎは入アナログ信号を１６，０００サンプル／秒でサンプリングすることから来る。

６．既知の送信シーケンス、平均受信信号レベルおよびノイズの推定値を使って、最適な等化器が設計される。よく知られている方法を使って１組の線形方程式を解くことにより、最小平均二乗誤差を持つ等化器が見つけ出される。特に、１６，０００サンプル／秒で動作する，９０個のＴＡＰを持つフラクショナリースペースド等化器と、それに続く８，０００サンプル／秒で動作する２０個のＴＡＰを持つデシジョンフィードバック等化器の組合せが使用できる。

７．後述するように、逆方向通信路が使用できるときは、平均二乗誤差の推定値と等化器の設定を符号器１５０に送り返してもよい。符号器１５０はこれらの値を使って、通信リンクの処理量を最大にする符号語のセットと符号化方法を選択する。

トレーニングが終了した後、符号器１５０はリンクを通してデータの送信を開始する。復号器１５６はこの計算されたクロック調整と等化器の設定を使って受信信号を補償し、符号器１５０によりどのＰＣＭ符号語が送られたかについて決定する。この選択はさらに処理され、ＰＣＭ符号語がデータシーケンスに変換される。さらに、補償された信号とそれに最も近い実際のＰＣＭ符号語の間の測定された偏差は、連続的な誤差の大きさとして使用される。この誤差の大きは、連続的な更新を可能にし、かつドリフトを防止するために、復号器１５６内の等化器およびクロック調整回路にフィードバックすることができる。この誤差の大きさはまた、符号器１５０に再トレーニングが必要であることを通知するほど線路の品質が著しく変わったかどうかを決定するために使用できる。

逆方向通信路の説明の追加
図１７は前述した通信システムを逆方向通信路と組み合わせる本発明の１面を示す。データの流れ１００は、図３を参照して説明されたように、符号器１５０に加えられる。符号器１５０はデジタル網接続１３２を介してデジタル電話網１３４に接続する。データは、網からデジタル網接続１３８を介してクライアントのオフィスに逐語的に現れる。デジタル情報は線路インターフェース１４０によりアナログ形式に変換され、アナログ形式で加入者線ループ１２２に置かれる。クライアントの屋内では、ハイブリッド網１５２が入アナログ信号４４８を生成し、また反響消去回路４４２が出アナログ信号４４４からの入アナログ信号４４８への寄与を除去してアナログ信号１５４を生成する。アナログ信号１５４は次に復号器１５６に加えられ、復号器１５６はデータの流れ１２６を出力する。クライアントからのデータの流れ１２８は、変調器４４６により、現在のモデムに使われているよく知られたテクニックに従って、出アナログ信号４４４に変換され、それからハイブリッド網１５２を介して加入者線ループ１２２に送り込まれる同時に、反響消去回路４４２に加えられる。電話局で、この信号は、線インターフェース１４０によりデジタル網接続１３６に変換器される。デジタル電話網１３４は、デジタル網接続１３６上のデータをデジタル網接続１３０に伝達する。復調器４４０はこれをサーバのためのデータの流れ１０２に変換する。

図１７に示されているような逆方向通信路を使うシステムにたいしては、双方向の通信を提供するために、Ｖ．３４変調器のような従来の変調器４４６に復号器１５６を結合してもよい。この場合には、反響消去回路４４２を、変調器４４６の出力が復号器１５６への入力として現れるのを防ぐために使用することが好ましい。

従来の反響消去回路を使用することができるけれども、ここに説明されているシステム中の信号は、好都合に利用できる特別の性質を持つ。具体的には、入アナログ信号１５４は、直流付近から４ｋＨｚまでの周波数成分を持ってもよいが、変調器４４６からの出信号は４００Ｈｚから３４００Ｈｚの範囲により厳しく帯域幅制限されている。この入通信路と出通信路の間の帯域幅の非対称は、非対称の反響消去回路を使用することにより利用してもよい。さらに、出通信路の帯域幅がさらに減らされたときは、この非対称がいっそう大きくなり、非対称の反響消去回路の利点が増すであろう。

接続の符号器１５０側端では、図１７に示されている符号器１５０と復調器４４０の間に、デジタル反響消去回路を使用することが好ましい。ここで再び、非対称な形式の接続を、非対称の反響消去回路を使って利用することができる。

動作
図１７に示されているシステムは、１方はデジタル接続が可能であり、他方はアナログ接続しかできない２人の電話加入者の間に、全２重通信を提供する。出通信路の動作は、図３を参照して上で説明されたとおりであるが、１つ追加されることがある。それは、逆方向通信路の影響を低減させるために、ハイブリッド網１５２と復号器１５６の間に、反響消去回路４４２が挿入されていることである。反響消去回路４４２は、出アナログ信号４４４の大きさを変更し、それを入アナログ信号４４８から引き算してアナログ信号１５４を生成する。反響消去回路のテクニックと実現は、よく知られている。逆方向通信路は、従来のモデム技術の１変形を使って実現できる。例えば、国際電気通信連合、電気通信標準化セクター（ＩＴＵ−Ｔ），“ＡＤｕｐｌｅｘＭｏｄｅｍＯｐｅｒａｔｉｎｇａｔＳｉｇｎａｌｉｎｇＲａｔｅｓｏｆｕｐｔｏ１４，４００ｂｉｔｓ／ｓｆｏｒＵｓｅｏｎｔｈｅＧｅｎｅｒａｌＳｗｉｔｃｈｅｄＴｅｌｅｐｈｏｎｅＮｅｔｗｏｒｋａｎｄｏｎＬｅａｓｅｄＰｏｉｎｔｔｏＰｏｉｎｔ２−ｗｉｒｅＴｅｌｅｐｈｏｎｅ−ＴｙｐｅＣｉｒｃｕｉｔｓ”，推奨Ｖ．３２ｂｉｓ，ジュネーブ、スイス（１９９１）−参照によりここに組み込まれている−を参照されたい。データは変調器４４６により変調され、電話システムにより伝えられることができる出アナログ信号４４４が生成される。採用できる変調テクニックは、よく知られている。例えば、１４，４００ビット／秒までのレートで転送可能な方法は上述した。

同様に、２８，８００ビット／秒までの転送レートが可能な方法は、国際電気通信連合，電気通信標準化セクター（ＩＴＵ−Ｔ），推奨Ｖ．３４，ジュネーブ，スイス（１９９４） −参照によりこの明細書に組み込まれている−に記載されている。

出アナログ信号４４４は、殆どすべての電話機に採用されているハイブリッド網１５２を使って、加入者線ループ１２２に送り込まれる。ハイブリッド網１５２は、１方の側の４線インターフェース（２つの独立な単方向信号）と他側の２線インターフェース（１つの双方向信号）の間の変換を行う。２線信号は、単に４線側の２つの信号の和である。クライアントの電話局では、電話会社の装置が、電話システムのクロック２３６を使い８，０００サンプル／秒でサンプリングして、加入者線ループ１２２上のアナログ信号をデジタル網接続１３６に変換する。北米では、この変換は、代表的な可聴信号の信号対雑音比を改善するために、μ−ｌａｗとして知られている非線形のマッピングを使い、１サンプルにつき８ビットで行われる。μ−ｌａｗに変換されると、クライアントの信号はデジタル電話網１３４によって伝えられ、サーバの屋内に到達する。サーバは電話システムに対するデジタル接続を持っているので、この信号はサーバの電話局でアナログ形式に変換されないことに注意されたい。ただし、サーバとデジタル網接続１３６の間に介在するいくつかのインターフェースの層（例えばＩＳＤＮ ’Ｕ’または’Ｓ’など）がある。しかしながら、デジタル網接続１３６で送入されたのと同じデータが後でデジタル網接続１３０に現れるので、これらの介在するハードウェアは無視できる。復調器４４０は、１つの小さい点を除いて、既存のモデムにより行われるように、変調器４４６の逆の機能を行う。この復調器の入力と出力は両方ともデジタルなので、従来のモデムがアナログ入力を扱わなければならないのにたいして、完全にデジタルハードウェアで実現できる。変調器４４６と同じように、復調器４４０の実現もよく知られており、国際電気通信連合、電気通信標準化セクター（ＩＴＵ−Ｔ），”ＡＤｕｐｌｅｘＭｏｄｅｍＯｐｅｒａｔｉｎｇａｔＳｉｇｎａｌｉｎｇＲａｔｅｓｏｆｕｐｔｏ１４，４００ｂｉｔｓ／ｓｆｏｒＵｓｅｏｎｔｈｅＧｅｎｅｒａｌＳｗｉｔｃｈｅｄＴｅｌｅｐｈｏｎｅＮｅｔｗｏｒｋａｎｄｏｎＬｅａｓｅｄＰｏｉｎｔｔｏＰｏｉｎｔ２−ｗｉｒｅＴｅｌｅｐｈｏｎｅ−ＴｙｐｅＣｉｒｃｕｉｔｓ”，推奨Ｖ．３２ｂ，ジュネーブ、スイス（１９９１）などの文献に記載されている。信号の劣化が消費者の加入者線ループだけでしか起こらないので、逆方向通信路さえも従来のモデムよりも優れた性能を示すことに注意されたい。既存のモデムは、通信経路の両端の加入者線ループ上で発生する歪みに対処しなければならない。この発明の他の実現は、逆方向通信路を提供するために他のよく知られている方法またはテクニックを使ってもよいし、またはそれを完全に取り除いてもよい。例えば、１つの可能な逆方向通信路の実現の説明はただ説明のためだけに提示されているもので、本発明のこの面の範囲を制限するものと解されるべきではない。逆方向通信路の提供はまた復号器１５６および符号器１５０の同期を簡単にし、さらにシステムが必要に応じて再初期化されることを可能にしたことに注意されたい。システムの動作は、図１０の誤差信号２７２を調べることにより監視できる。誤差信号２７２が予め決められたレベル、好ましくは μ−ｌａｗ値と線形値の間の平均的な差の３分の１を越えたときは、復号器１５６は、逆方向通信路を通して、符号器１５０にシステムの再初期化が必要であることを知らせることができる。

ソースコーダとの組合せ
図３に示されている符号器１５０および復号器１５６の機能を、データの流れ１００が符号器１５０に加えられる前にデータの流れ１００に対していくつかの逆変換可能な変換を行うように拡張することもできる。これらの変換の効果は、データの流れ１２６が生成される前に復号器１５６の出力に対して逆変換を加えることにより、取り除くことができる。この変換は、何か元に戻すことが可能な機能を、好都合に提供できるであろう。

誤りの訂正
誤り訂正や誤り検出のためによく知られている方法のどれかを使って誤り訂正および／または誤り検出を可能にするために、データの流れに数ビット付加することもできる。これらは、例えば、文献によく記載されているたたみ込み符号、ブロック符号、または他の誤り訂正または検出方式を含む。データの流れ１２６に加えられるのと同じ誤り処理が、図１０の線形− μ−ｌａｗ変換器２７６から μ− ｌａｗ−線形変換器２７８までの信号経路に挿入されると、所望の出力信号２８６，線形値２８４，および誤差信号２７２の品質が改善され、復号器１５６の性能向上に効果があることに注意されたい。

ソースアルファベットのサブセット
データ伝送のために使用できる２５６個の可能なμ−ｌａｗ符号語があるけれども、 μ−ｌａｗマッピングを行うと、これらの語が線形ドメインにおいて等距離に離れない。したがって、ある符号語の対が、線路のノイズまたは他の劣化のために、復号器１５６によってより容易に混同される。ソースコーダは、全体のデータレートの低下という犠牲を払って復号器１５６の精度を向上させるために、その出力をこれらの符号語のサブセットに制限する。これは、復号器１５６が与えられた誤り基準内で符号語を分離できないことを検出したとき、符号語アルファベットを縮少することにより、復号器１５６を悪い線路状態に適応させるためにも使用できる。符号語のセットを縮少することにより、データレートの低下というコストで誤り余裕が改善される。したがって、システムは、データレートを引き下げることにより品質が低下した接続に対処することができる。

図３、１７および１８に示されるシステムでは、データはデジタル電話網１３４により使用される８ビットのＰＣＭ符号語のシーケンスとして送信される。最も簡単な実現では、すべての２５６個の可能なＰＣＭ符号語が使用でき、データは単に１度に８ビットと受け取り、ＰＣＭ語として正確に言葉どおりに使用される。しかしながらこの方式には、起こり得る問題がある。第１には、標準の μ−ｌａｗによるＰＣＭ値の解釈においては、２５６個のセットの中に同じアナログ値にマップされるの２つの符号語がある。したがって、アナログ信号１５４のような、結果として得られるアナログ信号だけからは、これらの符号語を判別することができない。第２には、μ−ｌａｗによるＰＣＭ符号語の解釈は、不均等に離れたアナログレベルに対応する。接近している圧伸ルールからのレベルは混同されやすく、避けるべきである。第３には、デジタル電話網１３４はＰＣＭ符号語の最下位のビットを内部の信号のために使用することがあり、これらのビットを信頼できなくする、第４に、ＰＣＭ符号語がそれらの相当するアナログ電圧レベルに変換されるとき、ＣＯＤＥＣの平滑化フィルタのような色々なフィルタや加入者ループを通される。この結果、かなりの周波数成分、とりわけＤＣと高い周波数が減衰させられる。復号器１５６がこれらの周波数成分を等しくしようとすると、ノイズレベルが必然的に増大し、レベル間の混同がより大きくなる。第５に、μ−ｌａｗおよびＡ−ＬＡＷの両方の符号化を使う国際電話においてそうであるように、デジタル電話網１３４が符号語を同じセットからの新しい値に再マッピングするかもしれない、あるいは網が再マッピングにより信号のレベルを変更しようとするかもしれない。

ここに示されているシステムは、これらの問題に２つの方法で対処することができる。第１は、符号器１５０は２５６個のＰＣＭ符号語のうちのサブセットだけを使用することである。さらに、符号器１５０は、結果として得られるアナログ信号１５４中のある周波数成分を低減させるために、先に送信した符号語を参照してＰＣＭ符号語を選択してもよい。

この方法の第１のステップは、伝送路の周波数およびノイズ特性を知ることである。符号器１５０は、ランダムに選択された独立なＰＣＭ符号語から成る既知のトレーニングパターンを送る。アナログ信号１５４のようなアナログ信号に変換されたとき、これはほぼ平坦な周波数スペクトルを持つアナログ信号になる。復号器１５６はアナログ信号１５４の歪んだバージョンを受け取り、この歪みを低減する同期回路および等化器を構成する。その過程において、復号器１５６はノイズレベルの測定値と線路の濾波特性を得る。これらの測定値は、符号器１５０に送り返される。これらのステップは”好ましい他のトレーニング手順”とい見出しの下に上に説明されている。

ノイズレベルがわかると、符号器１５０は、次に、どの符号語もノイズのために別の符号語と間違われる確率が何か予め設定された閾確率より小さいようにＰＣＭ符号語のサブセットを選択する。このサブセットは、まずノイズの統計を使って符号語の間に必要とされる最小の間隔を計算することにより選択される。次にその中のどの２つの符号語をとってもそれらの間隔が最小の予め決められた閾値以下でないような最大の可能なセットを選択することにより符号語のセットが選択される。この符号語のセットの選択は、この後にさらに説明されるように、ビットスチール（ビット横取り）により損なわれるかもしれないどの符号語も使わないように制約されるかもしれない。

ＰＣＭ符号語から再構成されるアナログ信号からある周波数を除去するには、１つのテクニックは、１定の間隔でデータを含まない追加の符号語を挿入することである。これらの挿入語は、出力スペクトルを整える使用される。例えば、ＤＣを除去したいときは、各Ｎ個のデータを担っている符号語に対して１回、ＤＣエリミネータ１８４を参照して上で説明したように、すべての先行する符号語の値の和に負号を付けた数にできるだけ近いアナログ値を持つ符号語を挿入する。

一般的には、挿入される符号語は、スペクトルを必要に応じて整えるために選択される。例えば、フィルタの出力エネルギーを最小にするように選択された符号語が挿入された符号語が、符号器１５０でデジタルフィルタを通されるかもしれない。もしデジタルフィルタが除去することが望ましい成分、例えば低い周波数または４ｋＨｚに近い周波を通過させるように選択されていたら、この方法はこれらの成分を最小にする。

データを担っている符号語は２５６個の可能な符号語のうちのサブセットから選ばれるので、データはいつでも簡単に１度に符号語の８ビットに置かれるとは限らない。その代わり、データからのビットのグループが符号語のシーケンスを選ぶために使用される。例えば、サブセットがたった３個の符号語から成るときは、６個の入力ビットのグループｆ（２^６すなわち６４の可能性がある）を使って、４個の符号語のグループ（３^４＝８１の可能性がある）の値を選択することができる。この場合には、可能な情報内容のいくらかの浪費があるが、これはグループの長さが増すにつれて減少する。
５６，０００ビット／秒の電話システムでの使用
電話システムにより使われているいくつかのＰＣＭ伝送方式では、個々の８ビットの符号語の最下位のビットが内部の同期のために使用される。これは、図５を参照して説明した符号化処理でデジタル網接続１３２に加えられる符号化された値の各個の最下位のビット位置に挿入ビットを置くようにして８ビットにつき１回零のビットを挿入してデータの流れ１００を変換することにより対処できる。このようにすることで電話システムによる下位ビットの使用は送信されるデータを損なわないが、最高データレートが５６，０００ビット／秒に低下する。

デジタル電話網１３４による伝送も含めて長距離電話伝送では、トラフィックのあるものは帯域内周波信号方式（インバンドシグナリング）を使用する線路上を運ばれる。これらの場合には、デジタル電話網１３４は、呼出し表示および他の通知のために、すべての６番目のＰＣＭ符号語の最下位ビット（”ＬＳＢ”）を使用する。このテクニックは”ビットスチールによる通知”または単に”ビットスチール”としてよく知られている。電話接続がデータを送信するために使用されるときは、このことは、ビットがスチールされるフレームでは７ビットだけしか使えないことを意味する。送り手側はこのビットのスチールを制御することができないので、この問題に対処するための１つの取組みは、絶対にＬＳＢを使用しないこと、そのために最高データレートを５６，０００ｋｂｓ（７ビト／符号語×８，０００符号語／秒）に下げることである。

図３に示されているシステムは、復号器１５６にビットがスチールされたフレームを検出させ、そして符号器１５０にビットのスチールが行われたフレーム内だけはＬＳＢを避けるように指示させることにより、より良いものにになるかもしれない。例えば、ビットのスチールを利用する単１ホップは、ビットレートの低下のさせ方が少ない、すなわち５６ｋｂｐｓの代わりに６２．７ｋｂｐｓになる。同期されていないリンク上での複数ホップの場合には、ビットのスチールは異なる位相で起こり、ビットレートをさらにいっそう低下させる。

ビットがスチールされたフレームの検出は、システムの最初のトレーニングの間に行うことができる。符号器１５０は通信路を通して８ビットのＰＣＭ符号語の既知のパターンを送り、復号器１５６はそれが受け取るアナログ波形からのサンプルを記憶する。復号器１５６は次に、ビットのスチールがなかったという仮定のもとで、その出力と既知のパターンの間の差を最小にするようにこの信号を再同期させかつ等化することを試みる。復号器１５６はさらに、６つのフェーズのそれぞれにおける平均等化値を測定する。すなわち、１番目、７番目、１３番目、１９番目、その他のサンプルにおける誤差は、２番目、８番目、１４番目、その他のサンプルにおける誤差が平均であるのと同様に平均であり、６つの平均誤差の測定値を与える。復号器１５６は次に各フェーズに対して、それが１）ビットをスチールされていない、２）ビットをスチールされ、ＬＳＢが０で置き換えられている、３）ビットをスチールされ、ＬＳＢが１で置き換えられている、４）ビットをスチールされ、ＬＳＢが１／２で置き換えられている、かどうかについて決定を行う。この選択は、どのビットのスチールの仕方（１，２，３または４）が等化された信号とそのビットのスチールを受けた後の既知のパターンの間の差を最小にするかを決定することによりなされる。

各フレームで起きたビットのスチールが決定されると、等化処理が再実行される。最初の等化はビットのスチールについての知識なしに行われたからである。この２回目の通過は、より良い等化された信号を生成するであろう。ビットのスチールの決定は、さらに上と同様にして生成された２番目の等化された信号を使って検証される。

６つのフェーズのそれぞれに対するビットのスチールが分かったら、復号器１５６はこの情報を符号器１５０に送信することが好ましい。この後のデータの送信では、復号器１５６および符号器１５０は、ビットのスチールにより損なわれる可能性のあるビットの使用を避けることができる。

別のアプローチでは、符号器１５０は、上記したクロックの同期と等化のステップが完了した後、既知のパターンで符号語を送る。復号器１５６は、６つのフェーズのそれぞれに対して、送信されてきた２５６個のＰＣＭ符号語のそれぞれについて、図１０に示されている補償された信号２７４により表されるレベルのような、受信した信号のレベルに関する統計値を計算する。計算された統計値−平均信号レベルや分散を含む−は、予め決められた誤り確率を与える符号語のサブセットを選択するために使われる。選択されたサブセットは符号器１５０に転送され、その後の送信で使用される。さらに、μ−ｌａｗ−線形変換器および線形−μ−ｌａｗ変換器１９２，２７６および２７８が、これらの変換器１９２，２７６および２７８の予め決められたレベルの代わりに、上で計算された平均レベルを使用してもよい。この方法は、したがって、暗黙に、および前以っての知識または明示的な分析なしに、デジタル電話網１３４内で起こるビットのスチールあるいは他の再マッピングに対処する適応変換器を提供する。

データの圧縮
ソースコーダは、この分野に熟練した人々によく知られている色々な既知のテクニックのうちのどれかを使って、データの流れ１００の損失のない（または損失の多い）圧縮を行うことができる。これらの圧縮は、Ｌｅｍｐｅｌ−Ｚｉｖ圧縮、ランレングス符号化、およびＨｕｆｆｍａｎ符号化などを含む。ただしこれらに限定されない。選択された圧縮変換の逆変換、それもよく知られている、をデータの流れ１２６に適用することもできる。

他の電話システムとの使用
上記の方法は、可聴信号を伝えるためにμ−ｌａｗ以外の非線形な圧伸動作を使う電話システムに対しても使用できる。例えば、世界の多くの地域では、Ａ−ｌａｗとして知られている、１つの同じ符号化を使っている。本発明の特徴は、すべてのμ−ｌａｗ−線形および線形−μ−ｌａｗ変換器をそれらのＡ−ｌａｗ相当変換器で置き換えることにより、このようなシステムにも適用できる。これらの相当変換器も、２５６要素の参照表を使って実現できる。この場合に、表はよく知られたＡ−ｌａｗマッピングが掲載される。これらの変更は、この分野に熟練した人々には明らかであろう。

既存のモデムとの組合せ
本発明の１つの特徴は、既存のモデムと組合せて使用することもできることである。図１に示されるような伝統的なシステムでは、モデム１０４は上述した符号器１５０の機能も織り込むように変更されてもよい。さらにモデム１２４は復号器１５６の機能も含むように変更されてもよい。変更されたモデム１０４と変更されたモデム１２４の間に呼が接続されたとき、双方は変更されないモデムの間の通常の接続に対するのと同じように動作する。それらがそれらの初期化を完了した後、モデム１０４は、国際電気通信連合により標準化されている折衝プロトコルのようなよく知られている折衝プロトコルを使って、モデム１２４に対して折衝要求を送ることができる。モデム１２４が復号器１５６の実現を含むときは、その要求に肯定的に返答することができる。そうでないときは、その要求は拒否され、通常のモデムの通信が用いられる。肯定的な返答が受信されると、モデム１２４とモデム１０４は、図１７に示されるような動作に切り替わることができ、初期化シーケンスを開始する。このように、組み合わされたモデム／復号器は既存のモデムと相互に動作することができ、そして可能なときは、本発明の特徴を使って、高められた性能を提供する。

データベースサーバとの組合せ
本発明の１つの特徴は、図１８に示されているように、中央サイトと多数のユーザの間のあらゆるタイプのデータ通信（情報、音声、映像、その他）を提供するために、中央のサーバと組み合わせて使用できる。サーバ４５０は、ここに説明されている符号器１５０のような符号器の配列と、できるかぎり、復調器４４０のような復調器の配列から成るサーバインターフェース４５４にサーバデータ４５２を与える。サーバインターフェース４５４は、ＩＳＤＮＰＲＩインターフェースのようなサーバ接続４５６を介して、デジタル電話網１３４に接続している。このサービスに対する各契約者は、復号器１５６と、任意であるが、図１７に示されているものと同じ反響消去回路４４２および変調器４４６から成るクライアントインターフェース４６０を持つ。クライアントインターフェース４６０はクライアント接続４５８上で動作し、クライアントデータ流４６２を与える。全体的に見れば、この構成は、多数のユーザが独立に中央のサーバ（１つまたは複数）と通信することを可能にする。この構成は、オーディオまたは音楽の配布、オンラインサービス、ネットワークサービスへのアクセス、ビデオやテレビの配布、音声、情報の配信、クレジットカードの確認、銀行業務、対話型コンピュータアクセス、遠隔在庫管理、ＰＯＳ端末、マルチメディアなどを含む、ただしこれらに限定されない、どのようなタイプのデータサービスに対しても使用できる。この発明の他の実現または構成も、これらのおよびその他の用途に使用できる。

高速ファクシミリ送信
本発明の１つの特徴は、図１９に示されているように、ファクシミリの高速送信に使用できる。送信ＦＡＸ４７０はイメージを走査し、そのイメージをよく知られている方法で、送信データストリーム４７２に変える。送信データストリーム４７２は、例えば図１７に示されているような配達システム４７４を通して送信されて、受信データストリーム４７６になる。受信ＦＡＸ４７８はそのデータストリームをイメージに変換し、そのイメージを印刷するかまたは表示する。配達システム４７４は、図１７に示されるように実現できる。ただしデータストリーム１００は送信データストリーム４７２で置き換えられ、データストリーム１２６は受信データストリーム４７６で置き換えられる。さらに、データストリーム１２８とデータストリーム１２６は、参照によりここに組み込まれている国際電気通信連合、電気通信標準化セクター（ＩＴＵ−Ｔ），推奨Ｖ．１７，”Ａ２−ＷｉｒｅＭｏｄｅｍｆｏｒＦａｃｓｉｍｉｌｅＡｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓｗｉｔｈＲａｔｅｓｕｐｔｏ１４，４００ｂ／ｓ，”ジュネーブ、スイス（１９９１）に記載されているように、受信ＦＡＸ４７８と送信ＦＡＸ４７０の間のプロトコル折衝のために使用できる。このようにして、送信ＦＡＸ４７０からのファクシミリは、受信ＦＡＸ４７８に、従来の送信方式で可能であるよりも高速に、有利に送信できる。

ＩＳＤＮ／デジタル電話の中継
本発明の特徴は、ＩＳＤＮまたはデジタル電話を利用することができるどんなアプリケーションとも組み合わせて使用できる。これは、デジタルで接続されている側から電話網に対してアナログの接続しかできない側への送信のために、ＩＳＤＮに相当する機能を提供することができる。これは、図１７に示されるようなシステムを使って直接になされか、または図２０に示されるような取次ぎ中継の使用によりなされる。デジタル加入者４８０は、デジタル電話網への直接のデジタルアクセスを持たず、その代わりにアナログ加入者接続４８８を持つアナログ加入者に対して、デジタルの呼出しを行うことができる。デジタル加入者４８０と中継サーバ４８４の間には、ＩＳＤＮ、Ｓｗｉｔｃｈｅｄ−５６，Ｔ１などのデジタル接続を使って、完全なデジタル接続が開かれている。中継サーバ４８４は次に中継接続４８６に沿って、従来のモデムのような利用できる何らかの手段、または図１７に示されているようなシステムを使って、アナログ加入者４９０と通信する。この分野に熟練している人々によく知られている適当なフロー制御方法により、デジタル加入者には、デジタル接続がアナログだけの加入者のところまで開通したよう見えるであろう。このような接続は、音声、データ、デジタルＦＡＸ、ビデオ、オーディオなどのあらゆるデジタル通信に使用できる。中継サーバ４８４を実際のデジタル電話網１３４に組み込み、アナログ加入者にトランスパレントに見かけのデジタル接続を提供することができることに注意されたい。

範囲
本発明は、最も実際的かつ好ましい実施例であると現在考えられているものに関して説明されているが、本発明は開示されている実施例に限定されないこと、逆に、添付のクレームの精神と範囲の中に色々な変形および同等な構成などを含めることを意図していることを理解されたい。例えば、図１７の逆方向通信路を使うことにより、同等の訓練要求が達成できる。図１７の逆方向通信路はまた復号器１５６から符号器１５０への情報の流れの制御のための他の同等の構成を提供することができる。しかしながら、このような構成おいて、本発明はなおデータの提供者と消費者の間のデータの転送を提供する。さらに、本発明の範囲から逸脱することなく、電話線の補償はこの分野に熟練した人々によく知られている他の同等の構成により行ってもよい；同等のトレーニング手順が使用できる；異なる等化方法が利用できる、および本システムは他の中央オフィスの装置に対して適応させられてもよい。したがって、この分野の通常のスキルの人々は、すべてのこのような同等な構成および変更は、この後のクレームの範囲内に含まれることを理解するであろう。

付録−疑似コードによる実現例
次の疑似コードのセグメントは、本発明の色々な部分を理解するのを助けるために提示されている。これらは、完全なまたは最適な実現（プログラム）として作られていない。これらのコードは、論じられている付加的な拡張のない、上述した基本システムの動作を説明する。ソフトウェアコードとして与えられているけれども、実際の実現は、プロセッサにより使用される格納されたプログラムでも、専用のハードウェアでも、またはこれらの２つの組合せでもよい。

図１は代表的なモデム・データ接続を示すブロック線図である。図２は仮想の対称なデジタル・システムの１例を示すブロック線図である。図３は本発明のアスペクトに従う高速伝送システムを示すブロック線図である。図４は本発明のアスペクトに従う、図３の符号器１５０のハードウェアの実現のブロック線図である。図５は本発明のアスペクトに従う、図３の符号器１５０の機能を示すブロック線図である。図６は本発明のアスペクトに従う、図５のＤＣエリミネータ１８４の機能を示すブロック線図である。図７ａは本発明のアスペクトに従う、符号器１５０に加えられるであろうデータの流れ１００を時間の関数として示すグラフで、図７ｂは本発明のアスペクトに従う、図３のデジタル網接続１３２に加えられるであろう符号器１５０からの代表的な出力を時間の関数として示すグラフで、図７ｃは図６の線形値１９４を時間の関数として示すグラフである。この信号は、線形形式に変換された後の符号器１５０からの出力信号であり、本発明のアスペクトに従う。図８は本発明の１アスペクトの理解のための、既存のデジタル線インターフェースの機能を示すブロック線図である。図９は本発明のアスペクトに従う、図３に示されている復号器１５６のハードウェアによる実現のブロック線図である。図１０は本発明のアスペクトに従う、図３に示されている復号器１５６の機能を示すブロック線図である。図１１ａは本発明のアスペクトに従う、図１０のアナログ信号を時間の関数として示すグラフで、図１１ｂは本発明のアスペクトに従い復号器１５６の内部で生成された、図１０の補償された信号２７４を時間の関数として示すグラフで、図１１ｃは本発明のアスペクトに従い復号器１５６の内部で生成された、図１０の推定された符号の流れ２８０を２７４を時間の関数として示すグラフで、図１１ｄは本発明のアスペクトに従い復号器１５６の内部で生成された、図３のデータの流れ１２６を時間の関数として示すグラフで、図１１ｅは本発明のアスペクトに従い復号器１５６の内部で生成された、図１０の誤差信号２７２を時間の関数として示すグラフである。図１２は本発明のアスペクトに従う、図１０の逆フィルタ２６８を示すブロック線図である。図１３は本発明のアスペクトに従う、図１２のフィードフォワード等化器３００を示すブロック線図である。図１４は本発明のアスペクトに従う、図１３のフィルタＴＡＰを示すブロック線図である。図１５は本発明のアスペクトに従う、図１０のクロック推定値２６４を示すブロック線図である。図１６は本発明のアスペクトに従う、図１０のクロック同期回路２６０を示すブロック線図である。図１７は本発明のアスペクトに従う、逆方向通話路を持つ端対端の非対称のシステムを示すブロック線図である。図１８は本発明の１アスペクトのデータ・サーバへの適用を示すブロック線図である。図１９は本発明の１アスペクトの高速ファクシミリ・システムへの適用を示すブロック線図である。図２０は本発明の１アスペクトに従うデジタル電話中継装置を示すブロック線図である。

Claims

符号器と復号器を含み、前記符号器が電話網のデジタル部に対するデジタル接続を持ち、前記電話網のデジタル部がアナログループにより前記復号器に接続されている通信システムにおいて、
前記符号器からＰＣＭ符号語のシーケンスを送信するステップと、
前記シーケンスをアナログ電圧のシーケンスとして前記復号器で受信するステップと、
受信された前記アナログ電圧のシーケンスに応じて、受信された前記アナログ電圧のシーケンスの分散を測定し、前記復号器におけるノイズレベルを決定するステップと、
決定された前記ノイズレベルに応じて、複数の前記符号語を分離できる最小の距離である最小の分離値を選択するステップと、
どの二つの前記ＰＣＭ符号語の距離も、前記選択された前記最小の分離値よりも小さくない様に、前記ＰＣＭ符号語のセットを選択するステップと
を備えることを特徴とするＰＣＭ符号語のセットを選択する方法。
前記ＰＣＭ符号語のセットを選択するステップにおいて、更に前記ＰＣＭ符号語の第２のセットを選択し、
ビットスチールが存在するタイムスロットの場合、前記第２のセットの前記ＰＣＭ符号語を使用する
ことを特徴とする請求項１に記載のＰＣＭ符号語のセットを選択する方法。
符号器と復号器を含み、前記符号器が電話網のデジタル部に対するデジタル接続を持ち、前記電話網のデジタル部がアナログループにより前記復号器に接続されている通信システムにおいて、
前記符号器からＰＣＭ符号語のシーケンスを送信するステップと、
前記シーケンスをアナログ電圧のシーケンスとして前記復号器で受信するステップと、
受信された前記アナログ電圧のシーケンスに応じて、受信された前記アナログ電圧のシーケンスの分散を測定し、前記復号器におけるノイズレベルを決定するステップと、
決定された前記ノイズレベルに応じて、複数の前記符号語を分離できる最小の距離である最小の分離値を選択するステップと、
どの二つの前記ＰＣＭ符号語の距離も、前記選択された前記最小の分離値よりも小さくない様に、前記ＰＣＭ符号語のセットを選択するステップと、
前記符号器から前記復号器に情報を送るために、情報ビットのシーケンスを選択された前記ＰＣＭ符号語のセットからのＰＣＭ符号語のシーケンスに符号化するステップ
を備えることを特徴とする情報を送るための方法。
前記ＰＣＭ符号語のセットを選択するステップにおいて、更に前記ＰＣＭ符号語の第２のセットを選択し、
ビットスチールが存在するタイムスロットの場合、前記第２のセットの前記ＰＣＭ符号語を使用する
ことを特徴とする請求項３に記載の情報を送るための方法。
前記符号化するステップが、たたみ込み符号器によって行われることを特徴とする請求項３に記載の情報を送るための方法。
前記符号化するステップが、ブロック符号器によって行われることを特徴とする請求項３に記載の情報を送るための方法。
前記符号化するステップが、トレリス符号器によって行われることを特徴とする請求項３に記載の情報を送るための方法。