WO1999009695A2 - Verfahren zur unterdrückung von störungen in einem bipolaren datenstrom und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens - Google Patents

Verfahren zur unterdrückung von störungen in einem bipolaren datenstrom und schaltungsanordnung zur durchführung des verfahrens Download PDF

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    • H04L2025/03356—Baseband transmission

Definitions

  • the invention relates to a method for suppressing interference in a bipolar data stream with long line lengths, the signals of the data stream being supplied to a coarse setting and a fine setting in an equalizer and a downstream level detector and fed back from the level detector to the equalizer via a control device.
  • the invention further relates to a circuit arrangement for performing the method.
  • the equalizer Since the signal / noise ratio deteriorates more and more with increasing length of the transmission path, the equalizer has to meet ever higher demands and / or the error equalizer generates bit errors due to constant readjustments in continuous operation. So far it has been known to send and evaluate standard signals at the beginning of the transmission, which serve as training impulses or reference impulses. Such a method and the associated arrangement is described in IEEE Transactions on Communications, Vol.COM-30, No.9, Sept. 1982.
  • the invention is based on the object of specifying a method and a circuit arrangement of the type mentioned at the outset which enable error-free reception, even though they are exposed to a large number of interferers, and which nevertheless have a sufficiently fine-tuned reception fine adjustment in connection with an immediate reaction in the event of injuries guarantee of absolute interference limits.
  • a basic idea of the invention is that the fixed predetermined decision thresholds used in the prior art are replaced by decision thresholds which are based on a statistical evaluation and therefore a tendency of the threshold violation can be used as a decision criterion for countermeasures.
  • One-off violations of a reference level therefore do not lead to undesired correction. Instead, stochastic disturbances are mutually canceled out by averaging, and as a result either a rough adjustment or only a fine adaptation can be initiated. This avoids unnecessary rough adjustments. This reduces the requirements for the modulation range with a reduced supply voltage, which makes it possible to use it over longer ranges.
  • the statistical evaluation and the associated avoidance of unnecessary rough settings leads to a higher setting speed, so that one can work with low bit error rates.
  • the method according to the invention results in an expansion of the available modulation range and thus a reduction in the circuit complexity, because fewer switching stages are required, or in the opposite sense a reduction in the possible operating voltage. This means that Twists at low operating voltage with very high equalizer ranges can be developed.
  • Another great advantage is the fact that only an amplitude measurement is required to carry out the method.
  • the use of undersampling has the advantage that no high-frequency reference clock is required and that the effort with regard to the counting factor and register can be kept low.
  • the feedback branch manages with a small bandwidth.
  • An optimal stochastic database is obtained if the measuring period consists of 3 zero cycle lengths. This enables an even better decision to be made as to whether a coarse adjustment or a fine adjustment is to be carried out. Although an even greater accuracy can be brought about by a further increase in the number of zero cycle lengths, on the other hand the adaptation time of the equalizer is increased, so that a total of three times the zero cycle length appears to be particularly suitable as the measurement period.
  • a zero-clock length is understood to mean a data stream with a minimum density of logic “1” signals, i. H. a data stream with 15 "0" signals and 3 "1" signals.
  • FIG. 1 schematically shows a block diagram of a circuit arrangement for suppressing interference in a bipolar data stream.
  • FIG. 2 shows schematically three reference levels as used in the circuit arrangement according to FIG. 1, 3 schematically shows an undersampling of a voltage curve at three reference levels corresponding to FIG. 2,
  • FIG. 5 each schematically show, using a diagram, the behavior of the circuit arrangement according to FIG. 1 during the upper and lower level evaluation
  • FIG. 6 schematically shows an example of an amplitude variation of the data stream based on an eye pattern.
  • a data stream consisting of a bipolar signal is fed to an equalizer 9 with an automatic gain control 10, which is also called AGC, and a group delay filter 11, the output of which is connected in parallel to a voltage level detector 12 and a voltage peak detector 13.
  • AGC automatic gain control 10
  • group delay filter 11 the output of which is connected in parallel to a voltage level detector 12 and a voltage peak detector 13.
  • the voltage level detector 12 has three outputs, which are connected to a control device 14 to form a feedback loop.
  • the control device 14 acts on both the automatic gain control 10 and the group delay filter 11.
  • the output of the voltage peak detector 13 is connected to a receiver 15, at the output of which the reconstructed data stream is used to act on the following transmission path. This reconstructed data stream is fed back to the control device 14 via a feedback line 16.
  • a trend controller 17 is connected to the control device 14 via a bidirectional connection 18.
  • the data stream from a transmission path on a reception path 19 is affected by a large number of typical, transmission-related faults.
  • the amplitude is reset to a constant nominal value and the data signals are reconstructed.
  • the voltage curve at the equalizer output 20 is checked by the voltage level detector 12 using three reference levels a, b, c for violations of the levels a, b, c, as shown in FIG. 2. Between a lower reference level a and an upper reference level c for coarse adjustment of the gain control 10 and the group delay filter 11 there is a medium reference level b for fine adjustment with a level distance D from the upper reference level c.
  • the analog output signal of the group delay filter 11 is converted in the voltage peak detector 13 and in the receiver 15 to form the regenerated bipolar data signal, which can be tapped on the output-side data line 21.
  • the switching stages of the amplification control 10 and the characteristics of the group delay filter 11 and the associated coarse and fine adjustment are set via the control device 14.
  • This setting is also influenced by the trend control 17, in which either the evaluation criteria for the signals coming in the voltage level detector 12 and from the receiver 15 are fixed in the sense of a control or are tracked in the sense of regulation according to selectable criteria.
  • the sampling of the amplitude in the voltage level detector 12 takes place according to FIG. 3 by means of subsampling with a measuring clock pulse Clk and a measuring period T which corresponds to three times the zero clock pulse length.
  • a digital signal V a , V b and V c is triggered. With a rising edge of the clock signal T, these signals are evaluated as a digital measurement signal abc and fed to the control device 14.
  • three measurement times are shown as an example, which illustrate three digital measurement signals abc 110, 001 and 111. It should be noted that the stochastically given possibility of level misinterpretation due to undersampling is taken into account in the evaluation.
  • the level violations determined in this way are subjected to a stochastic evaluation based on the principle of event median filtering of the reference levels in the control device 14.
  • the evaluation is based on the circuit criteria which are fed in by the trend controller 17.
  • the behavior of the control device 14 is illustrated on the basis of the decision criteria for the evaluation of the upper reference level c and the lower reference level a, which are shown by way of example in FIGS. 4 and 5.
  • a first and a second decision threshold ZI or Z4 and Z2 or Z3 are defined which, depending on the symbol density of the data stream with percentage exceeding of levels for a coarse or fine adjustment or none Make correction.
  • decision thresholds ZI to Z4 are predefined, which are based on a percentage level violation of 50%, ie the number of pulses of the data stream, the amplitude of which exceeds the decision thresholds during the coarse or fine adjustment phase, is 50%.
  • Coarse settings are required, for example, when switching a transmission path or a sudden reduction in the signal amplitude, the lower reference threshold a z. B. is only exceeded in a ratio of 5%. This requires a correction that is as quick and clear as possible.
  • Fine adjustments are necessary, for example, if the transmitter acting on the input side of the circuit or the voltage supply of the present circuit arrangement leaves the specified operating range or if unspecified stochastic interferers occur that lie outside the frequency range suppressed by the median filter length in terms of circuitry. In such cases, operation should be continued as long as possible. However, since effects occur that creepingly violate the lower reference level, a fine adjustment is triggered when the 50% threshold of the median filter arrangement is reached.
  • the verification phase Long-term effects such as self-heating of the reception path or drift of the voltage level of the transmitter are considered in the verification phase. Due to the system, the reconstructed signal amplitudes vary and move relatively within the permitted band of the amplitudes, which are limited by the lower and upper reference levels a, c. To ensure that the triangle of requirements described above is optimally met, a stochastic evaluation is carried out in the verification phase, which takes into account the number of threshold violations that can be specified as a percentage and therefore differentiates between fine and coarse adjustment. In the verification phase, the average reference level b is no longer determined by the corresponding output signal of the voltage level detector 12, but rather by the regenerated data stream via the feedback line 16.
  • amplitude variations are also caused the different stochastically distributed pulse density in the data stream.
  • Such an amplitude variation is illustrated in FIG. 6 with the aid of an eye pattern of a reconstructed signal curve, which is found in the permissible edge area around the average reference level b during operation of the equalizer 9.
  • Si denotes the path of the denser signals and S 2 denotes the path of the individual pulses or the low signal density.
  • the range resulting from the amplitude variation is designated ⁇ A.
  • Reference level a, c is therefore based on a preferred embodiment of the invention also taking into account the possible amplitude variations illustrated in FIG. 6.
  • a further preferred embodiment consists in that the tendency control 17 can be used to switch over the number of lower and upper threshold violations that can be predetermined during operation. This has the advantage that the method is even more tolerant towards more massive stochastic interferers. If the success of this evaluation is again used (stochastically) for the switchover, a regulation is obtained. With such a regulation, a predeterminable number of fine adjustments are checked for their success. If no success is determined after a certain number, the percentage of threshold violations specified for these attempts is changed again.

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Abstract

Es wird ein Verfahren zur Unterdrückung von Störungen eines bipolaren Signals bei hohen Leitungslängen beschrieben, wobei das Signal einer Grobeinstellung und einer Feineinstellung in einem Entzerrer (9) sowie einem nachgeschalteten Pegeldetektor (12) zugeführt und über eine Steuereinrichtung (14) vom Pegeldetektor (12) zum Entzerrer (9) rückgekoppelt wird. Dabei wird mit einem Meßtakt abgetastet. Der Abtast-Takt ist so bemessen, daß Unterabtastung durchgeführt wird. Es werden drei Referenzpegel verwendet, aus welchen jeweils ein digitales Abtast-Signal abgeleitet wird. Abhängig von einer prozentual vorgebbaren Anzahl von oberen und unteren Schwellenverletzungen wird eine Grobeinstellung oder Feineinstellung eingeleitet.

Description

Beschreibung
Verfahren zur Unterdrückung von Störungen in einem bipolaren Datenstrom und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Ver- fahrens.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Unterdrückung von Störungen in einem bipolaren Datenstrom bei hohen Leitungslängen, wobei die Signale des Datenstroms einer Grobeinstel- lung und einer Feineinstellung in einem Entzerrer sowie einem nachgeschalteten Pegeldetektor zugeführt und über eine Steuereinrichtung vom Pegeldetektor zum Entzerrer rückgekoppelt werden. Die Erfindung betrifft ferner eine Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens.
Besonders bei hohen Reichweitenanforderungen für den Empfang von ISDN-Daten können Probleme der Intersymbol-Interferrenz, der Modulation der Amplituden durch Spannungsversorgungsstö- rer, der Einstreuung hochfrequenter Störer sowie des direkten Übersprechens aus benachbarten Übertragungsleitungen auftreten. Zudem erfordert der Dauerbetrieb ohne Unterbrechung des Empfanges eine geringe Bitfehlerrate (1E-7) und ist damit dem vollen Temperaturgang über seine gesamte Betriebszeit ausgesetzt. Des weiteren erlauben die einschlägigen Vorschriften Sendeamplitudenvariationen von bis zu 50 % und eine Bitratenvariation von +/- 13 %. Gleichzeitig werden die selbständige Adaptionsfähigkeit auf beliebige Kabellängen innerhalb der spezifizierten Reichweiten gefordert. Im Tl-Standard können diese beispielsweise je nach Kabeltyp zwischen 0 und 2000 Me- ter oder 0 und 2800 Meter liegen.
Da sich mit zunehmender Länge der Übertragungsstrecke der Si- gnal-/Rauschabstand immer mehr verschlechtert, müssen immer höhere Anforderungen an den Entzerrer gestellt werden und/oder es werden vom Entzerrer selbst aufgrund von ständigen Nachregelungen im Dauerbetrieb Bitfehler erzeugt. Bisher ist es bekannt, zu Beginn der Übertragung Standardsignale zu senden und auszuwerten, die als Trainingsimpulse oder Referenzimpulse dienen. Ein solches Verfahren und die dazugehörige Anordnung ist in IEEE Transactions on Communica- tions, Vol.COM-30, No.9, Sept.1982, beschrieben.
Es werden auch Verfahren verwendet, die ein ständiges kontinuierliches Nachregeln erfordern oder welche Einschränkungen hinsichtlich der Amplitudenvariation und des tolerierten Rau- schens notwendig machen.
Ferner sind Verfahren bekannt, die mit einer Vielzahl von De- tektionspegeln und/oder starren Detektionspegeln arbeiten. Ein Verfahren, bei dem starre Detektionspegel zur Regelung verwendet werden, ist in IEEE Journal of Solid State
Circuits, Vol.SC-22, No.6, Dec.1987, beschrieben. Nachteilig bei diesen letztgenannten Verfahren ist, daß abhängig von der verwendeten Technologie Fehleinstellungen unter Umständen nicht verhindert werden können. Zudem wächst der schaltungs- technische Aufwand für größere Reichweiten sehr stark an. Außerdem machen sich in solchen Fällen pulsartige Störer oder einzelne Störereignisse deutlich auf der Empfangsstrecke des Entzerrers bemerkbar und führen zu Bitfehlem.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art anzugeben, welche einen fehlerfreien Empfang ermöglichen, obwohl sie einer Vielzahl von Störern ausgesetzt sind, und welche trotzdem einen hinreichend feinauflösenden Empfangsfeinab- gleich in Verbindung mit einer sofortigen Reaktion bei Verletzungen von absoluten Störgrenzen gewährleisten.
Diese Aufgabe wird verfahrensmäßig gemäß dem kennzeichnenden Teil des Anspruchs 1 gelöst. Schaltungsmäßig erfolgt die Lö- sung nach den kennzeichnenden Merkmalen des Anspruchs 9. Bevorzugte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen beschrieben. Die Erfindung hat den Vorteil, daß sie auf einem vollständig rückgekoppelten Prinzip beruht und daß eine Beobachtung des unmittelbaren Eingangssignals nicht erforderlich ist. Es sind lediglich drei Referenzpegel erforderlich sowie das aus der Rückgewinnung des digitalen Eingangssignals zur Verfügung stehende Datensignal. Durch die Verwendung von Medianfilterung im Rückkopplungspfad erhält man eine große Unempfind- lichkeit gegen Impulsstörungen, ohne daß die Detektionsfähig- keit herabgesetzt wird.
Ein Grundgedanke der Erfindung besteht darin, daß die beim Stand der Technik verwendeten, fest vorgegebenen Entschei- dungsschwellen durch Entscheidungsschwellen ersetzt werden, welche auf einer statistischen Auswertung beruhen und man daher eine Tendenz der Schwellenverletzung als Entscheidungskriterium für Gegenmaßnahmen heranziehen kann. Einmalige Verletzungen eines Referenzpegels führen daher nicht zu einem unerwünschten Ausregeln. Es werden vielmehr stochastische Störungen durch Mittelwertbildung gegenseitig aufgehoben und dadurch kann genau angepaßt entweder eine Grobeinstellung oder lediglich eine Feinadaption eingeleitet werden. Überflüssige Grobeinstellungen werden dadurch vermieden. Dadurch verringern sich die Anforderungen an den Aussteuerbereich bei reduzierter Versorgungsspannung, womit eine Verwendung bei höheren Reichweiten möglich wird. Die statistische Auswertung und die damit verbundene Vermeidung von unnötigen Grobeinstellungen führt zu einer höheren Einstellungsgeschwindigkeit, so daß mit geringen Bitfehlerraten gearbeitet werden kann.
Durch das erfindungsgemäße Verfahren erhält man eine Erweiterung des verfügbaren Aussteuerbereiches und damit eine Verringerung des schaltungstechnischen Aufwandes, weil weniger Schaltstufen erforderlich sind, oder im umgekehrten Sinn eine Reduktion der möglichen Betriebsspannung. Es werden damit An- Wendungen bei niedriger Betriebsspannung bei sehr hohen Entzerrerreichweiten erschließbar.
Ein großer Vorteil ist auch darin zu sehen, daß ausschließ- lieh eine Amplitudenmessung zur Durchführung des Verfahrens erforderlich ist. Der Einsatz der Unterabtastung hat den Vorteil, daß kein hochfrequenter Referenztakt erforderlich ist und daß der Aufwand im Hinblick auf Zählfaktor und Register gering gehalten werden kann. Der Rückkopplungszweig kommt mit einer geringen Bandbreite aus.
Eine optimale stochastische Datenbasis erhält man dadurch, daß die Meßperiode aus 3 Null-Taktlängen besteht. Damit kann eine noch bessere Entscheidung herbeigeführt werden, ob eine Grobeinstellung oder eine Feineinstellung durchzuführen ist. Zwar kann durch eine weitere Erhöhung der Anzahl der Null- Taktlängen eine noch größere Genauigkeit herbeigeführt werden, es wird jedoch andererseits die Adaptionsdauer des En- zerrers vergrößert, so daß insgesamt die dreifache Null- Taktlänge als Meßperiode als besonders gut geeignet erscheint .
Als Null-Taktlänge wird ein Datenstrom mit einer minimalen Dichte von logisch-"l"-Signalen verstanden, d. h. einem Da- tenstrom mit 15 "0"-Signalen und 3 "1"-Signalen.
Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispieles weiter erläutert.
Fig. 1 zeigt schematisch ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung zur Unterdrückung von Störungen in einem bipolaren Datenstrom.
Fig. 2 zeigt schematisch drei Referenzpegel, wie sie in der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 verwendet werden, Fig. 3 zeigt schematisch eine Unterabtastung eines Spannungsverlaufs bei drei Referenzpegeln entsprechend Fig. 2,
Fig. 4 und
Fig. 5 zeigen jeweils schematisch anhand eines Diagramms das Verhalten der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1 bei der oberen bzw. unteren Pegelauswertung, und
Fig. 6 zeigt schematisch ein Beispiel für eine Amplitudenvariation des Datenstroms anhand eines Augenmusters .
Gemäß Fig. 1 wird ein aus bipolaren Signal bestehender Daten- ström einem Entzerrer 9 mit einer automatischen Verstärkungssteuerung 10, die auch AGC genannt wird, und einem Gruppenlaufzeitfilter 11 zugeführt, dessen Ausgang parallel mit einem Spannungspegeldetektor 12 und einem Spannungsspitzendetektor 13 verbunden ist.
Der Spannungspegeldetektor 12 weist drei Ausgänge auf, die unter Bildung einer Rückkopplungsschleife mit einer Steuereinrichtung 14 verbunden sind. Die Steuereinrichtung 14 beaufschlagt sowohl die automatische Verstärkungssteuerung 10 als auch das Gruppenlaufzeitfilter 11. Außerdem ist der Ausgang des Spannungsspitzendetektors 13 mit einem Empfänger 15 verbunden, an dessen Ausgang der rekonstruierte Datenstrom zum Beaufschlagen der folgenden Übertragungsstrecke liegt. Über eine Rückkopplungsleitung 16 wird dieser rekonstruierte Datenstrom an die Steuereinrichtung 14 rückgekoppelt. Eine Tendenzsteuerung 17 ist über eine bidirektionale Verbindung 18 mit der Steuereinrichtung 14 verbunden.
Der von einer Übertragungsstrecke auf einem Empfangspfad 19 anliegende Datenstrom ist mit einer Vielzahl von typischen, übertragungsbedingten Störungen behaftet. In der Verstärkungssteuerung 10 und im nachgeschalteten Entzerrer wird die Amplitude wieder auf einen konstanten Nominalwert eingestellt und die Datensignale werden rekonstruiert. Dazu wird der Spannungsverlauf am Entzerrerausgang 20 vom Spannungspegeldetektor 12 unter Verwendung von drei Referenzpegeln a, b, c auf Verletzungen der Pegel a, b, c hin überprüft, wie sie in Fig. 2 dargestellt sind. Zwischen einem unteren Referenzpegel a und einem oberen Referenzpegel c zur Grobeinstellung der Verstärkungssteuerung 10 und des Gruppenlaufzeitfilters 11 liegt mit einem Pegelabstand D vom oberen Referenzpegel c ein mittlerer Referenzpegel b zur Feineinstellung. Bei einem Aussteuerbereich A der Verstärkungssteuerung 10 und des Gruppenlaufzeitfilters 11, welcher den Abstand des unteren und oberen Referenzpegels a, c bestimmt, wird der Pegelabstand D durch die Summe S aller in Betracht zu ziehenden Störungen und die Feineinstellungsbandbreite F der Verstärkungssteuerung 10 und Gruppenlaufzeitfilters 11, d. h. D = F + S, durch
F A F das Verhältnis —+S=— bestimmt (bezogen auf Pegel C-S in
2 2 2 logarithmierter Darstellung)
Außerdem wird das analoge Ausgangssignal des Gruppenlaufzeitfilters 11 im Spannungsspitzendetektor 13 und im Empfänger 15 zur Bildung des regenerierten bipolaren Datensignals umgewandelt, welches auf der ausgangsseitigen Datenleitung 21 abgreifbar ist.
In Abhängigkeit von den Ausgangssignalen des Spannungsdetektors 12 und des Empfängers 15 werden über die Steuereinrichtung 14 die Schaltstufen der Verstärkungssteuerung 10 und die Charakteristik des Gruppenlaufzeitfilters 11 und damit ver- bunden die Grob- und Feineinstellung eingestellt. Diese Einstellung wird ferner von der Tendenzsteuerung 17 beeinflußt, in welcher entweder die Auswertekriterien für die im Spannungspegeldetektor 12 und vom Empfänger 15 kommenden Signale im Sinne einer Steuerung fest vorgegeben werden oder im Sinne einer Regelung nach wählbaren Kriterien nachgeführt werden. Die Abtastung der Amplitude im Spannungspegeldetektor 12 erfolgt gemäß Fig. 3 mittels Unterabtastung mit einem Meßtakt Clk und einer Meßperiode T, welche der dreifachen Null- Taktlänge entspricht. Bei einer Verletzung eines der drei Re- ferenzpegel a, b, c wird jeweils ein digitales Signal Va, Vb und Vc getriggert. Mit steigender Flanke des Taktsignals T werden diese Signale als digitales Meßsignal abc ausgewertet und der Steuereinrichtung 14 zugeführt. In der Fig. sind beispielhaft drei Meßzeitpunkte dargestellt, welche drei digita- le Meßsignale abc 110, 001 und 111 veranschaulichen. Dabei ist hervorzugeben, daß die stochastisch gegebene Möglichkeit der Pegelfehlinterpretation aufgrund der Unterabtastung in der Auswertung berücksichtigt wird.
In einer Einstellphase werden die auf diese Weise festgestellten Pegelverletzungen einer stochastischen Auswertung auf dem Prinzip der Ereignis-Medianfilterung der Referenzpegel in der Steuereinrichtung 14 unterzogen. Die Auswertung beruht auf den Schaltungskriterien, welche von der Tendenz- Steuerung 17 eingespeist werden.
Das Verhalten der Steuereinrichtung 14 wird anhand der in Fig. 4 und 5 beispielhaft dargestellten Entscheidungskriterien für die Auswertung des oberen Referenzpegels c bzw. des unteren Referenzpegels a veranschaulicht. In der Grob- und Feineinstellungsphase gilt dabei, daß eine erste und eine zweite Entscheidungsschwelle ZI bzw. Z4 und Z2 bzw. Z3 festgelegt werden, welche in Abhängigkeit von der Symboldichte des Datenstroms bei prozentual vorgegebenen Pegelüberschrei- tungen zu einer Grob- oder Feineinstellung oder keiner Korrektur führen. In den in Fig. 4 und 5 dargestellten Beispielen sind jeweils Entscheidungsschwellen ZI bis Z4 vorgegeben, die auf einer prozentualen Pegelüberschreitung von 50 % beruhen, d. h. die Anzahl der Pulse des Datenstroms, deren Ampli- tude die Entscheidungsschwellen während der Grob- oder Feineinstellungsphase überschreitet, beträgt 50 %. Wenn demnach die Anzahl der Pulse, welche die erste Entschei- dungsschwelle ZI für den oberen Referenzpegel c und die vierte Entscheidungsschwelle Z4 für den unteren Referenzpegel a überschreiten, 50 % beträgt, erfolgt ein Wechsel zur Feinein- Stellung. Wenn danach in der Feineinstellungsphase wiederum eine Überschreitung des mittleren Pegels b entsprechend den Entscheidungsschwellen Z2 und Z3 mit 50 % erfolgt, wird ein Zustand eingenommen, in welchem keine Korrektur erfolgt und die Verstärkungssteuerung 10 und der Gruppenlaufzeitfilter 11 eingestellt sind. Dieser Zustand wird dann in einer Verifikationsphase einer Regelung unterzogen.
Grobeinstellungen werden beispielsweise erforderlich beim Umschalten einer Übertragungsstrecke oder einer sprunghaften Verringerung der Signalamplitude, wobei die untere Referenzschwelle a z. B. nur noch in einem Verhältnis von 5 % überschritten wird. Dies erfordert eine möglichst schnelle und deutliche Korrektur.
Feineinstellungen werden beispielsweise erforderlich, wenn der die Schaltungsanordnung eingangsseitig beaufschlagende Sender oder die Spannungsversorgung der vorliegenden Schaltungsanordnung den vorgegebenen Betriebsbereich verläßt oder wenn nicht spezifizierte stochastische Störer auftreten, die außerhalb des schaltungstechnisch durch die Medianfilterlänge unterdrückten Frequenzbereiches liegen. In solchen Fällen soll der Betrieb so lange wie möglich aufrechterhalten werden. Da aber Effekte auftreten, die schleichend den unteren Referenzpegel verletzen, wird bei Erreichen der 50 % Schwelle der Medianfilteranordnung eine Feineinstellung ausgelöst.
Dies führt umso wahrscheinlicher zu keinen Bitfehlern, je geringer die Symboldichte ist und verletzt nicht die zulässige Bitfehlerrate. Somit führt die oben beschriebene Auswertung zu einem noch robusteren Verhalten der Steuereinrichtung 14, ohne dabei die Anforderungen nach maximaler Ausnutzung des
Aussteuerbereichs, der Langzeitstabilität und der Reaktions- geschwindigkeit auf massive Änderungen bis zu einer Grobeinstellung zu verletzen.
In der Verifikationsphase werden Langzeiteffekte, wie Ei- generwärmung des Empfangspfades oder Drift des Spannungspegels des Senders betrachtet. Systembedingt variieren die rekonstruierten Signalamplituden und bewegen sich relativ in dem erlaubten Band der Amplituden, die durch den unteren und oberen Referenzpegel a, c begrenzt werden. Damit das vorste- hend beschriebene Anforderungsdreieck optimal erfüllt wird, wird in der Verifikationsphase eine stochastische Auswertung durchgeführt, welche die prozentual vorggebbare Anzahl von Schwellenverletzungen berücksichtigt, und daher zwischen Fein- und Grobeinstellung unterscheidet. In der Verifikati- onsphase wird der mittlere Referenzpegel b nicht mehr durch das entsprechende Ausgangssignal des Spannungspegeldetektors 12 festgelegt, sondern durch den regenerierten Datenstrom über die Rückkopplungsleitung 16.
Um zu verhindern, daß bei einer drastischen Veränderung der Datenstromstatistik, beispielsweise von einem Dauer-1-Signal aufgrund Streckenalarm zu einem Ruhedatensignal mit minimaler Signal-1-Dichte, ein Verwurf der Feineinstellung oder eine Beendigung der Verifikationsphase erfolgt, werden auch Ampli- tudenvariationen aufgrund der unterschiedlichen stochastisch verteilten Pulsdichte im Datenstrom zugelassen. Eine derartige Amplitudenvariation veranschaulicht Fig. 6 anhand eines Augenmusters eines rekonstruierten Signalverlaufs, welches sich im Betrieb des Entzerrers 9 im zulässigen Randbereich um den mittleren Referenzpegel b findet. Mit Si ist der Pfad der dichteren Signale und mit S2 der Pfad der Einzelimpulse bzw. der geringen Signaldichte bezeichnet. Der sich aufgrund der Amplitudenvariation ergebende Bereich ist mit ΔA bezeichnet.
Die Auswertung der Pegelverletzungen des unteren und oberen
Referenzpegels a, c erfolgt daher nach einer bevorzugten Aus- führungsform der Erfindung auch unter Berücksichtigung der in Fig. 6 veranschaulichten möglichen Amplitudenvariationen.
Eine weitere bevorzugte Ausführungsform besteht darin, daß mittels der Tendenzsteuerung 17 die prozentual vorgebbare Anzahl von unteren und oberen Schwellenverletzungen während des Betriebs umgeschaltet werden kann. Das hat den Vorteil, daß das Verfahren noch toleranter gegenüber massiveren stochasti- schen Störern ist. Wenn der Erfolg dieser Auswertung wiederum (stochastisch) zur Umschaltung verwendet wird, so erhält man eine Regelung. Bei einer derartigen Regelung werden eine vorgebbare Anzahl von Feineinstellungen auf ihren Erfolg hin überprüft. Wenn nach einer bestimmten Anzahl kein Erfolg festgestellt wird, wird die für diese Versuche vorgegebene prozentuale Anzahl von Schwellenverletzungen wieder verändert .

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Unterdrückung von Störungen in einem bipolaren Datenstrom bei hohen Leitungslängen, gekennzeichnet durch folgende Schritte: a) der gestörte, bipolare Datenstrom (19) wird in einem Entzerrer (9) grob- oder feineingestellt, b) der Datenstrom wird nach der Grob- und Feineinstellung (20) in einem Pegeldetektor (12) mit drei Referenzpegeln (a, b, c) verglichen, c) bei einer Verletzung eines Referenzpegels wird ein Signal (Va, vb, Vc) gebildet, d) das Signal (Va, Vb, Vc) wird in dem Pegeldetektor (12) mit einem Meßtakt (T) abgetastet und als digitales Abtastsignal an eine Steuereinrichtung (14) geführt, e) in der Steuereinrichtung (14) werden die durch das Abtastsignal dargestellten Pegelverletzungen stochastisch ausgewertet, und abhängig vom Ergebnis der Auswertung wird der Entzerrer (9) durch die Steuereinrichtung (14) folgenderma- ßen eingestellt: f) der Entzerrer (9) wird grob eingestellt, wenn die prozentuale Anzahl der Pegelüberschreitungen des unteren Refe¬ renzpegels (a) eine erste untere Entscheidungsschwelle (Z4) unterschreitet oder wenn die prozentuale Anzahl der Pegel- Überschreitungen des oberen Referenzpegels (c) eine erste obere Entscheidungsschwelle (ZI) überschreitet, g) der Entzerrer (9) wird fein eingestellt, wenn die prozentuale Anzahl der Pegelüberschreitungen des oberen Referenz¬ pegels (c) die erste obere Entscheidungsschwelle (ZI) un- terschreitet oder wenn die prozentuale Anzahl der Pegelüberschreitungen des unteren Referenzpegels (a) die erste untere Entscheidungsschwelle (Z4) überschreitet.
2 . Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , der Entzerrer (9) von der Steuereinrichtung (14) nicht eingestellt wird und angepasst ist, wenn die prozentuale Anzahl der Pegelüberschreitungen des mittleren Referenzpegels (b) der durch eine zweite obere (Z2) und eine zweite untere (Z3) Entscheidungsschwelle vorgegebenen prozentualen Anzahl von Pegelüberschreitungen entspricht .
3. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß eine Tendenzsteuerung (17) , die die Steuereinrichtung (14) beeinflußt, die durch das Abtastsignal dargestellten Pe- gelverletzungen stochastisch auswertet, und davon abhängig die in der Steuereinrichtung vorgegebenen Entscheidungsschwellen (ZI, Z2, Z3, Z4) im Sinne einer Regelung so verändert, daß Grob- oder Feineinstellungen des Entzerrers (9) zu einer Anpassung führen.
4. Verfahren nach Anspruch 1, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß das durch Verletzungen der Referenzpegel (a, b, c) gebildete Signal (Va, Vb, Vc) mit einem Meßtakt (T) unterabgetastet wird
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der Meßtakt (T) dreimal der Taktlänge einer Folge von 18 Binärsignalen entspricht.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß der dritte Referenzpegel (b) in der Weise zwischen dem oberen (c) und unteren (b) Referenzpegel liegt, daß ein Pegelabstand D = F + S eingehalten ist, wobei S die Summe aller in Betracht zu ziehenden Störungen und F der Feineinstellungsbereich des Entzerrers ist, und daß F und S zu einem
F A
Aussteuerbereich A = c - a des Equalizers wie —+S=— festge- legt ist.
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die prozentual vorgebbare Anzahl von Verletzungen des oberen (c) und unteren (a) Referenzpegels in Abhängigkeit von einer vorgegebenen Amplitudenvariation (ΔA) des Datenstroms eingestellt wird.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß nach Abschluß der Feineinstellung des Entzerrers (9) der mittlere Referenzpegel (b) durch einen Datenstrom (16) , der aus dem Datenstrom nach dem Entzerrer (20) mit einem Spannungsspitzendetektor (13) und einem nachgeschalteten Empfänger (15) erzeugt wird, in der Steuereinrichtung (14) ersetzt wird.
9. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1, die einen Entzerrer (9), einen Pegeldetektor (12) und eine Steuereinrichtung (14) umfaßt, wobei der Entzerrer
(9) über eine Leitung (20) mit dem Pegeldetektor (12) und der Pegeldetektor (12) über Leitungen mit der Steuereinrichtung (14) verbunden ist und die Steuereinrichtung (14) über eine Leitung den Entzerrer (9) steuert d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , d a ß a) eine Tendenzsteuerung (17) mit der Steuereinrichtung über eine bidirektionale Leitung (18) verbunden ist, b) ein Spannungsspitzendetektor (13) und ein nachgeschalteter Empfänger (15) einen Datenstrom, der über die Leitung (20) von dem Entzerrer (9) gesendet wird, verarbeitet und den verarbeiteten Datenstrom über eine Leitung (16) an die Steuereinrichtung (14) zurückkoppelt sowie über eine Leitung (21) zur Weiterverarbeitung überträgt.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , d a ß der Entzerrer (9) eine automatische Verstärkungssteuerung
(10) zur Feineinstellung und ein Filter (11) zur Grobeinstel¬ lung der Signalamplitude aufweist.
11. Verfahren nach Anspruch 9 oder 10, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , daß die Tendenzsteuerung (17) die Steuereinrichtung (14) , die durch das Abtastsignal dargestellte Pegelverletzungen stochastisch auswertet, über die bidirektionale Leitung (18) beeinflußt und die in der Steuereinrichtung vorgegebenen Entscheidungsschwellen (ZI, Z2, Z3, Z4) im Sinne einer Regelung so verändert, daß Grob- oder Feineinstellungen des Entzerrers (9) zu einer Anpassung des Entzerrers führen.
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