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GEBIET DER
ERFINDUNG
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Die
vorliegende Erfindung betrifft die Gebiete Kommunikationen, Digitaldaten-Kommunikationen, Empfänger, Digitaldaten-Empfänger, Entzerrer,
Kabel-Entzerrer, Systeme zur automatischen Verstärkungsregelung (AGC), DC-Wiederherstellungseinrichtungen
und DC-Wiederherstellungseinrichtungen mit
quantifizierter Rückführung (QFB).
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HINTERGRUND
DER ERFINDUNG
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1 zeigt
das Konzept eines Basis-Kommunikationssystems 8, das einen
Sender 12, ein Übertragungsmedium 14 (wie
zum Beispiel ein Kabel oder ein Draht), das durch Rauschen 16 gestört wird, und
einen Empfänger 18 aufweist.
Bei seriellen Digitaldaten-Kommunikationen beinhaltet das Eingangssignal 10 eine
Eingangsimpulskette oder -sequenz. Das Eingangssignal 10 wird
durch das Medium 14 gedämpft
oder verzerrt, durch welches es übertragen
wird, bevor ein empfangenes Signal 17 an dem Empfänger 18 eintrifft,
der nach Verarbeitung des Signals 17 das Ausgangssignal 20 zur
Verfügung stellt.
Verzerrungen werden durch variable Verzögerungen (Dispersion) und variable
Dämpfung
von Hochfrequenzkomponenten verursacht. Diese Verzerrung führt zu einer
Impulsverbreiterung und zu einer nachfolgenden Interferenz zwischen
benachbarten Impulsen, was als ISI (Zwischensymbolinterferenz) bekannt
ist.
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Wie
in 1A gezeigt, kann der Empfänger 18 normalerweise
einen automatischen oder adaptiven Entzerrer 60 aufweisen,
um die erwünschten Frequenzeffekte
des Kabels (oder eines anderen Übertragungsmediums)
zu verschieben, eine DC-(Gleichstrom)Wiederherstellungseinrichtung,
um die DC-Komponente
des übertragenen
Eingangs wiederherzustellen oder zu regenerieren, und eine automatische
Verstärkungsregelungsschaltung 64, die
die erforderliche Verstärkung
für den
Entzerrer 60 bewirkt, wie nachfolgend erläutert wird.
Der adaptive Aspekt des Kabel-Entzerrers ist beispielsweise dann besonders
praktisch, wenn ein Empfänger
in der Lage ist, mehrere verschiedene Signale zu empfangen, die
von verschiedenen Stellen und über
Kabel mit verschiedenen Längen übertragen
werden. 1B zeigt ein Kommunikationssystem,
bei dem ein Empfänger 18 Signale
von einer Anzahl verschiedener Sender (12-1, 12-2, 12-3 und 12-4)
empfängt, die
jeweils über
Kabel (14-1, 14-2, 14-3 und 14-4) übertragen
werden, die verschiedene Längen
haben. Ein automatischer Kabel-Entzerrer in dem Empfänger 18 muss
in der Lage sein, Signale zu entzerren, die über eine Kabellänge zwischen
einer minimalen Länge
(z. B. eine Länge
von Null) und einer maximalen Länge übertragen
wurden.
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Theoretisch
muss ein Entzerrer eine Frequenzcharakteristik haben, die gleich
der Inversen des Übertragungsmediums
ist und die Hochfrequenzkomponenten wiederherstellt und Dispersionen
eliminiert. In der Praxis wird dadurch jedoch auch das Rauschen
an dem Empfänger
erhöht,
indem die Rauschbandbreite vergrößert und
Hochfrequenz-Rauschkomponenten
verstärkt
werden. Wie in der Technik allgemein bekannt ist, kann der Verlust über ein
Kabel (wie zum Beispiel ein Koaxialkabel) der Länge L auf Basis der Frequenzdomäne angenähert werden
durch: L(jω)
= e–AL(jω)1/2, ω = 2πfwobei
eine A eine Konstante ist. Es ist allgemeine Praxis und dient zur
Erleichterung des Verständnisses,
wenn die Analyse der Entzerrer-Funktionalität in der Frequenzdomäne durchgeführt. Es
sei angemerkt, dass die Funktion L(jω), wenn sie erweitert ist und
in der Form von einem Zähler-Polynom, dividiert durch
ein Nenner-Polynom, ausgedrückt
wird, eine unendliche Anzahl von Polstellen und Nullstellen hat. Als
ein Ergebnis, und wie in der Technik ebenfalls allgemein bekannt
ist, wird bei einer typischen Implementierung von einem automatischen
Kabel-Entzerrer die inverse Kabelverlustfunktion angenähert durch: G(jω)
= 1 + Kf(jω)wobei
K eine Regelungsvariable ist, die abhängig von der Länge des
Kabels variiert, über
das das Signal von Null bei der minimalen Kabellänge zur Einheit (oder einer
anderen Konstanten) bei der maximalen Kabellänge übertragen wurde. Die Entzerrerfunktionsschaltung 22 ist
in 2 dargestellt, wobei die Schaltung zum Erzeugen
der variablen Verstärkung K
bei 24 gezeigt ist, die Schaltung, die die Funktion f(jω) realisiert,
bei 26 gezeigt ist, und die Additionsfunktion bei 28 gezeigt
ist. Wenn die Amplitude des übertragenden
Signals eine bekannte Standardamplitude ist, dann kann der Betrag,
um den die Amplitude des empfangenen Signals (siehe unten) geschwächt wurde,
verwendet werden, um einen geeigneten Wert für die Verstärkung K 25 zu erzeugen (und
entsprechend die Länge
des Kabels angeben, über
das das empfangene Signal übertragen
wurde). Wie nachfolgend erläutert
wird, kann dies über
ein AGC-System und eine DC-Wiederherstellungseinrichtung
erreicht werden.
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Die
Polstellen und Nullstellen der Funktion f(jω) sind so gewählt, dass
l + f(jω)
eine gute Annäherung
an den inversen Kabelverlust L(jω)
bei maximaler Kabellänge
angibt. 2A zeigt eine mögliche Implementierung
einer Schaltung, durch die eine f(jω)-Übertragungsfunktion erreicht
werden kann. Es sei angemerkt, dass in 2A die
fin und fout-Signale, die
jeweils der Eingang und Ausgang der f(jω)-Schaltung sind, als verschiedene
Signale gezeigt sind, wohingegen in 2 diese
Signale als gemeinsam endend gezeigt sind. Unter Bezugnahme auf 2A bilden
die Transistoren 74 und 76 ein verschiedenes Paar,
deren Emitter-Anschlüsse über ein
Impedanz-Netzwerk 78 verbunden sind (wobei jeder Emitter-Anschluss außerdem über Stromquellen 80 bzw. 82 mit
einer Referenz verbunden ist). Das Impedanz-Netzwerk enthält normalerweise
eine Vielzahl von Widerstand-Kondensator-Schaltungen, die parallel miteinander
kaskadiert sind. Die Werte der Widerstands- und Kondensator-Komponenten
definieren die Polstellen und Nullstellen von f(jω). Die Kollektor-Anschlüsse der
Transistoren 74 und 76 sind über Widerstände 70 bzw. 72 mit
Vcc gekoppelt. Der Eingang zu f(jω) wird zwischen den Basis-Anschlüssen der
Transistoren 74 und 76 zugeführt, und der Ausgang von f(jω) wird zwischen
den Kollektor-Anschlüssen
von 74 und 76 abgenommen.
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Der
Lösungsansatz
der Entzerrung, der in 2 dargestellt ist, leidet jedoch
unter mehreren Nachteilen. Erstens, da die beste Approximation an die
gewünschte
inverse Kabelverlust- Antwort
bei den extremen Werten der Regelungsvariablen K stattfindet, d.
h., wenn K = 0 (entsprechend der minimalen Kabellänge) und
wenn K = 1 (entsprechend der maximalen Kabellänge) ist, dann verschlechtert
sich die Genauigkeit der Approximation für Zwischenwerte von K (entsprechend
den zwischenliegenden Kabellängen).
Wenn sich die Genauigkeit der Approximation verschlechtert, dann
bewirken resultierende Fehler ein erhöhtes Jittern in den wiederhergestellten
Daten.
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Zweitens,
der obige Lösungsansatz
ist übermäßig anfällig für Rauschen,
das mit der f(jω)-Funktion
in Beziehung steht. Normalerweise kann die Funktion f(jω) eine Verstärkung von
mehr als 40 dB bei einer Frequenz von 200 MHz bewirken. Wie in 2 gezeigt
ist, um eine Überlastung
der f(jω)-Funktion durch größere Eingangspegel
zu vermeiden, die mit kurzen Kabellängen in Beziehung stehen, muss
die Schaltung für
die Verstärkungsregelungsfunktion
K 24 physikalisch vor der Schaltung angeordnet sein, durch
die die f(fω)-Funktion
26 realisiert wird. Als Ergebnis wird das Rauschen, das mit der
Funktion f(jω)
in Beziehung steht, nie gedämpft und
ist in dem Ausgang immer vorhanden, und zwar unabhängig von
dem Wert K. Dies bewirkt wiederum ein Ansteigen des Jitterns, insbesondere
für kleinere Werte
von K.
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Drittens,
die Funktion G(jω)
ist ebenfalls gewählt,
um Hochfrequenzsignale in einer inversen Weise zu der Dispersionscharakteristik
des Kabels zu verzögern.
Wenn K variiert, dann variiert ebenfalls die Verzögerung durch
den Entzerrer. Wenn daher K in einer unerwünschten Weise variiert, beispielsweise
wegen des Vorhandenseins von Rauschen auf dem K-Regelungssignal 25,
dann trägt
die resultierende Verzögerungsmodulation
ebenfalls zum Jittern bei.
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Außerdem muss
ein Kabel-Entzerrer idealerweise für einen Multistandard-Betrieb
in der Lage sein, um Kabellängen
für Datenraten
zu handhaben, wenn die Kabellänge
(für zum
Beispiel 800 Mbit/Sekunde bei 100 Meter, 200 Mbit/Sekunde bei 400
Meter) variiert. Um Rauschen zu minimieren und eine Stabilität zu gewährleisten,
muss die Bandbreite der Funktion G(jω) invers zur Kabellänge variieren.
In der Praxis führt
jedoch der zusätzliche
Schaltungsaufwand zur Realisierung einer variablen Bandbreitenfunktion
für den
Entzerrer aus 2 zu erhöhtem Schaltungsrauschen und
Verzögerungsmodulation und
daher zu Jittern.
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Die
zuvor beschriebenen Probleme führen dazu,
dass der Kabel-Entzerrer
aus 2 übermäßig für das Erzeugen
von Jittern anfällig
ist. Dieser Kabel-Entzerrer gemäß Stand
der Technik ist ebenso für
Multistandard-Anwendungen ungeeignet, da Standards mit höheren Datenraten,
und folglich kürzeren
kritischen oder maximalen Kabellängen,
in den nicht-optimalen zwischenliegenden Betriebsbereich fallen,
und wegen der erhöhten
Jitter-Pegel, die mit dem zusätzlichen
Schaltungsaufwand zum Erzeugen einer variablen Bandbreite in Beziehung
stehen.
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Andere
Systeme gemäß Stand
der Technik sind ebenfalls für
diese Nachteile anfällig.
Beispielsweise offenbart die französische Patentanmeldung 2 665
808 einen auto-adaptiven Kabel-Entzerrer, der aus einer Reihe von
Zellen gebildet ist. Der Ausgangspegel der letzten Zelle wird mit
einem Referenzpegel verglichen, und die Verstärkung von jeder Zelle wird
in Reaktion darauf eingestellt, um den Ausgangspegel der letzten
Zelle auf den Referenzpegel zu bringen. Jede Zelle enthält einen
Photowiderstand, durch den der K-Koeffizient der Übertragungsfunktion
der Zelle bestimmt wird. Auf ähnliche
Weise betrifft das US-Patent 4,862,103 (Funada) ein variables Entzerrungssystem
mit einer Vielzahl von Zellen, die jeweils Verstärkungs- und Filtereinrichtungen
enthalten. Die variable Verstärkung
ist für
jede Zelle gleich, und die Grundfrequenz der Filtereinrichtung von
jeder Zelle beträgt
das Vierfache der Grenzfrequenz der Filtereinrichtung der vorhergehenden
Zelle. Der Bereich, über
dem der Übertragungsleitungsverlust
variieren kann, kann vergrößert werden,
indem die Anzahl der Zellen erhöht
wird. Diese beiden Systeme leiden unter Entzerrungsfehlern in dem
Bereich der variablen Entzerrung, wie vorstehend beschrieben.
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Wie
bereits erwähnt,
weist der Empfänger 18 außerdem normalerweise
eine DC-Wiederherstellungseinrichtung auf, um die DC-Komponente
der Eingangsimpulskette wiederherzustellen und dadurch Basislinien-Wander
zu eliminieren. Eine solche DC-Wiederherstellungseinrichtung kann
eine klemmende DC-Wiederherstellungseinrichtung oder eine DC-Wiederherstellungseinrichtung
sein, die auf dem Prinzip der quantifizierten Rückführung (QFB) basiert. Sowohl
klemmende Wiederherstellungsschaltungen als auch Wiederherstellungsschaltungen
mit quantifizierter Rückführung sind
im Detail in dem US-Patent 5,426,389 beschrieben und sind in der Technik
allgemein bekannt. 3 zeigt eine Standard-DC-Wiederherstellungseinrichtung 100 mit quantifizierter
Rückführung (QFB)
mit einem QFB-Komparator 150, einem Wiederstand 154 mit positiver
Rückführung und
einem Eingangs-AC-(Wechselstrom)Kupplungskondensator 152.
Das DATA IN-Signal
ist mit dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 150 über den
Kondensator 152 und mit dem Ausgang des Komparators, d.
h. das DATA OUT-Signal, über
den Widerstand 154 gekoppelt. Der negative Eingangsanschluss
des Komparators 150 ist mit einer Referenzspannung Vref verbunden. Da die Wiederherstellungseinrichtung
aus 3 mit positiver Rückführung konfiguriert ist, hat
sie eine bistabile Spannungsübertragungscharakteristik
mit Hysterese, wie im Prinzip in 3A dargestellt
ist. Unter Bezugnahme auf 3A, wenn
das DATA OUT-Signal niedrig ist und das DATA IN-Signal bezüglich dieser
Höhe ansteigt,
dann bleibt das DATA OUT-Signal niedrig, bis das DATA IN-Signal
einen oberen Grenzwert VH durchschreitet.
Danach bleibt das DATA OUT-Signal hoch, bis das DATA IN-Signal unter
einen unteren Grenzwert VL absinkt. Die
Werte von VH und VL (und die
Form der Charakteristik) hängen
von den Werten des Widerstands 154 und des Kondensators 152 ab.
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Der
Empfänger 18 weist
außerdem
normalerweise eine AGC-Schaltung
oder eine automatische Regelungsschaltung auf, die in Reaktion auf
ein Fehlersignal, das von einer DC-Wiederherstellungsschaltung bereitgestellt
wird, verwendet werden kann, um das K-Regelungssignal 25 zu
regeln. 4 zeigt ein typisches AGC-System
mit einer QFB DC-Wiederherstellungseinrichtung,
wie in 3 dargestellt. (Es sei angemerkt, dass das AGC-System 102 einen
automatischen Entzerrer enthalten kann (in 4 nicht
dargestellt), der nicht nur die Verstärkung sondern auch die Frequenzcharakteristik
von dem DATA IN-Signal einstellt, wohingegen das AGC-System 102 in
anderen Anwendungen lediglich eine variable Verstärkungsfunktion
bezüglich
des DATA IN-Signals bereitstellen kann.) Obwohl DC-Wiederherstellungseinrichtungen,
die QFB verwenden, für
eine Jitter-Leistungsfähigkeit
mit niedriger Flanke geeignet sind (d. h. Minimieren von unerwünschten
oder zufälligen
Signalvariationen während
der Datenübertragungen),
erfordert dies das Regeln der Amplitude des Eingangssignals DATA
IN, um nahezu gleich dem Ausgangsquantisierungspegel zu sein (in
einem Sinne, dass der Quantisierungsfehler minimiert werden muss),
da, wie in 3 gesehen werden kann, der DATA
OUT-Spannungspegel,
wenn er erreicht ist, dazu neigt, dem DATA IN-Spannungspegel zu
folgen.
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Allgemein
verändert
eine automatische Verstärkungsregelungsschaltung
(AGC) automatisch die Verstärkung
von einem Empfänger,
um das gewünschte
Ausgangssignal beizubehalten, oder dessen Amplitude im wesentlichen
konstant zu halten, trotz Variationen bezüglich der Eingangssignalstärke. Wie
in 4 gezeigt, wenn die Eingangssignalamplitude durch
die AGC-Funktion 102 geregelt wird, wie zum Beispiel in
dem Fall eines Leitungs-Entzerrers, wird die Amplitude des Eingangssignals
der DC-Wiederherstellungseinrichtung,
wie bei 104 erfasst, normalerweise mit der Amplitude des
quantifizierten Signals verglichen, wie durch 106 erfasst,
und die Differenz, die die Quantifizierung oder das AGC-Fehlersignal 110 ist,
kann verwendet werden, um die durch die AGC-Schaltung 102 erzeugte
Verstärkung
zu regeln.
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Jedoch
weichen die Frequenzspektren des quantifizierten Signals 114 und
des geregelten Signals 112 allgemein bei sehr geringen
Frequenzen und sehr hohen Frequenzen voneinander ab, da das übertragene
oder geregelte Signal 112 AC-gekoppelt und Band-begrenzt
ist. Als ein Ergebnis tritt ein Verlust in den Niederfrequenz- und
den Hochfrequenzkomponenten des geregelten Signals 112 im
Vergleich zu dem quantifizierten Signal 114 auf, bei dem diese
Komponenten im wesentlichen rückgebildet werden.
Die zusätzliche
Energie in dem quantifizierten Referenzsignal 114 führt dazu,
dass unerwünscht höhere Pegel
durch den Amplitudendetektor 106 erfasst werden, im Vergleich
zu jenen, die durch den Amplitudendetektor 104 erzeugt
werden. Dies führt zu
Jittern mit erhöhter
Flanke in dem Ausgang von der Wiederherstellungseinrichtung.
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Außerdem besteht
ein Nachteil von QFB DC-Wiederherstellungseinrichtungen, die positive Rückführung verwenden,
wie jene, die in 3 dargestellt sind, oder der
QFB-Digitalsignal-Wiederherstellungseinrichtung,
die in der europäischen
Patentanmeldung 0 073 400 A offenbart ist, darin, dass es eine 50%-Wahrscheinlichkeit
gibt, dass der quantifizierte Ausgang einen falschen Pegel zu Beginn
der Datenübertragung
hat. Als eine Folge können
solche Komparatorschaltungen "einklinken", wenn die Datenübertragung
zuerst beginnt, und ein Betriebsfehler der DC-Wiederherstellungsschaltung
kann resultieren, wenn nicht zusätzliche
Schaltungen verwendet werden, um eine solche Situation zu verhindern. Typische
Lösungen
zur Vermeidung dieses Einklink-Problems beinhalten die AC-Kopplung
des DATA OUT-Signals. Jedoch führt
der AC-gekoppelte Ausgang
zu einem niedrigeren Grenzwert bezüglich der Datenrate und führt zu einer
Verschlechterung der Systemrauschgrenze während Perioden, in denen keine
Datenübertragung
stattfindet. Außerdem, obwohl
klemmende DC-Wiederherstellungseinrichtungen
nicht für
Einklink-Probleme anfällig
sind, stellen sie eine Flanken-Jitter-Leistungsfähigkeit dar, die für QFB-Komparatoren
nachteilig ist.
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Die
vorliegende Erfindung stellt eine Schaltung zur Verfügung, die
ein Eingangssignal (DATA IN) empfängt und in Reaktion darauf
ein geregeltes quantisiertes Signal (114) erzeugt, wobei
die Schaltung umfasst: (a) eine automatische Regelungsschaltung
(102), die das Eingangssignal in Reaktion auf ein Fehlersignal
(110) verarbeitet, um ein geregeltes Signal (112)
zu erzeugen, das eine im wesentlichen konstante Amplitude hat; (b)
eine Wiederherstellungsschaltung (100, 160), die
mit der automatischen Regelungsschaltung (102) gekoppelt
ist, um das geregelte Signal (112) zu empfangen und in
Reaktion darauf das geregelte quantisierte Signal (114) zu
erzeugen, wobei das geregelte quantifizierte Signal (114)
einem ersten Wert oder einem zweiten Wert entspricht; (c) eine Amplitudenerfassungsschaltung (104, 106),
die die Amplitude eines ersten Signals und eines zweiten Signals
empfängt
und bestimmt; (d) eine Differenzschaltung (108), die mit
der Erfassungsschaltung (104, 106) und der automatischen Verstärkungsregelungsschaltung
(102) gekoppelt ist, um die Differenz zwischen der Amplitude
des ersten Signals und der Amplitude des zweiten Signals zu bestimmen
und die Differenz zum Erzeugen des Fehlersignals zu verwenden, dadurch
gekennzeichnet, dass die Schaltung außerdem umfasst (e) eine Filterschaltung
(116, 118), die mit der Wiederherstellungsschaltung
(100, 160) und der Erfassungsschaltung (104, 106)
gekoppelt ist, um Bandpassfiltern des geregelten Signals (112)
durchzuführen
und das erste Signal zu erzeugen, und Bandpassfiltern des geregelten
quantifizierten Signals (114) durchzuführen und das zweite Signal
zu erzeugen, so dass die Amplitude des geregelten Signals (112)
im wesentlichen der Amplitude des geregelten quantifizierten Signals (114)
entspricht.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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In
den beiliegenden Zeichnungen sind bevorzugte Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung dargestellt.
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1 stellt
ein Basis-Kommunikationssystem dar.
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1A zeigt
ein mögliches
Blockdiagramm von einem seriellen Digitaldaten-Empfänger.
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1B stellt
ein Kommunikationssystem dar, bei dem ein Empfänger Signale empfangen kann,
die über
Kabel mit verschiedenen Längen
empfangen werden.
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2 ist
ein Blockdiagramm von einem Kabel-Entzerrer gemäß Stand der Technik.
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2A zeigt
eine Schaltung, mit der eine F(jω)-Funktion
erreicht werden kann.
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3 zeigt
eine herkömmliche
DC-Wiederherstellungseinrichtung,
die quantifizierte Rückführung verwendet.
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3A zeigt
eine bistabile Spannungsübertragungscharakteristik
mit Hysterese.
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4 zeigt
ein typisches AGC-System mit DC-Wiederherstellung.
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5 ist
ein Blockdiagramm von einem möglichen
Ausführungsbeispiel
von einem mehrstufigen Kabel-Entzerrer gemäß der vorliegenden Erfindung.
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6 zeigt
ein sequentielles Regelungsprinzip für den Entzerrer aus 5.
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7 zeigt
ein sequentielles Regelungsprinzip für ein alternatives Ausführungsbeispiel
von dem Entzerrer gemäß der vorliegenden
Erfindung.
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7A stellt
eine mögliche
allgemeine Implementierung von einem sequentiellen Regelungsprinzip
der vorliegenden Erfindung dar.
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8 zeigt
ein verbessertes AGC-System mit DC-Wiederherstellung gemäß der vorliegenden Erfindung.
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9 zeigt
eine DC-Wiederherstellungseinrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung.
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DETAILLIERTE
BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
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5 zeigt
den mehrstufigen Kabel-Entzerrer 30 gemäß der vorliegenden Erfindung,
bei dem aufeinanderfolgende Stufen 32, 34 und 36 miteinander
gekoppelt sind. Ähnlich
der Entzerrer-Schaltung aus 2, hat jede
der drei Stufen 32, 34 und 36, die in 5 gezeigt
sind, eine Schaltung, die eine fi(jω)-Funktion realisiert, eine
Schaltung für
eine Verstärkungsregelungsfunktion
Ki sowie eine Additionsschaltung. Diese sind bei 38, 40 bzw. 42 für die erste Stufe 32,
bei 44, 46 bzw. 48 für die zweite Stufe 34 und
bei 50, 52 bzw. 54 für die dritte Stufe 36 gezeigt. Jede
Stufe verhält
sich wie die einstufige Version aus 2, soweit
die Beziehung zwischen Ki und dem Entzerrungsfehler betroffen ist.
Es sei angemerkt, dass obwohl der Entzerrer aus 5,
wie gezeigt ist, drei Stufen beinhaltet, der Kabel-Entzerrer gemäß der vorliegenden
Erfindung eine Vielzahl N von Stufen aufweisen kann.
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Gemäß der vorliegende
Erfindung werden die Nachteile, die mit dem Entzerrer aus 2 in
Beziehung stehen, durch Verteilung der erforderlichen Entzerrer-Übertragungsfunktion
auf eine Vielzahl von Stufen und durch die Anwendung von einer sequentiellen
Verstärkungsregelungsmethodologie
vermindert, die vorzugsweise erlaubt, dass lediglich eine Stufe
zu einem Zeitpunkt in ihrem aktiven Regelungsbereich (d. h. eine
Verstärkung
zwischen 0 und 1 wird erzeugt) betrieben wird, wenn die Kabellängen variieren, über die
empfangene Signale übertragen
wurden. 6 stellt ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel
von dem sequentiellen Regelungsprinzip für den dreistufigen Kabel-Entzerrer
aus 5 dar. Wie in 6 gezeigt,
ist die erste Stufe 32 aktiv (d. h. K1 variiert zwischen
0 und 1), wobei K2 und K3 für
ein erstes Gebiet oder Bereich von Kabellängen zwischen 0 ≤ K ≤ 1/3 variieren;
ist die zweite Stufe aktiv (d. h. K2 variiert zwischen 0 und 1),
wobei K1 gleich 1 und K3 gleich 0 für ein zweites Gebiet von Kabellängen ist,
das 1/3 < K ≤ 2/3 beträgt; und
ist die dritte Stufe aktiv (d. h. K3 variiert zwischen 0 und 1),
wobei K1 und K2 gleich 1 für
ein drittes Gebiet von Kabellängen
ist, das 2/3 < K ≤ 1 beträgt.
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Alternativ
ist es auch möglich,
dass die Verteilung der Entzerrer-Verstärkung über die mehreren Stufen ungleichförmig verteilt
wird, zum Beispiel dann, wenn Variationen bezüglich der Kabellänge hauptsächlich in
einem bestimmten Unterbereich der gesamten Variation der Kabellänge auftreten.
Dieser Aspekt ist in 7 für einen Kabel-Entzerrer gezeigt, der
vier Stufen (nicht gezeigt) aufweist, bei dem die erste Stufe für Gebiete
von Kabellängen
aktiv ist, die 0 ≤ K ≤ 1/2 betragen,
und die übrigen
drei Stufen nacheinander für
gleiche Bereiche von Kabellängen aktiv
sind, wenn K zwischen 1/2 und 1 variiert, wie in 7 gezeigt.
Es sei angemerkt, dass es offensichtlich ist, dass obwohl die Darstellungen
in 6 und 7 zeigen, dass K von 0 bis 1
auf der x-Achse variiert, die äquivalent
gezeigt werden können,
wobei die Kabellänge
von der minimalen Kabellänge
zur maximalen Kabellänge
auf der x-Achse variiert. Es sei auch angemerkt, dass die sequentielle
Verstärkungsregelungsmethodologie
der vorliegenden Erfindung es ebenfalls ermöglicht, dass mehr als eine
Stufe in ihrem aktiven Regelungsbereich zu einem Zeitpunkt betrieben
wird oder dass äquivalent
einer leichten Überlappung
zwischen den Gebieten der Kabellängenvariation
vorliegt, die jeder Stufe des Entzerrers zugewiesen ist. Vorzugsweise
ist jedoch die Überlappung
klein, da dann, wenn das Gebiet und/oder die Gebiete der Überlappung
größer werden,
die Leistungsfähigkeit
des Entzerrers verschlechtert wird.
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Wenn
ein Signal empfangen wird, dann wird vorzugsweise der geeignete
Wert von K zum Entzerren dieses Signals (und tatsächlich der
Länge des Kabels, über das
das Signal übertragen
wurde) aus der Dämpfung
des empfangenen Signals bestimmt, und zwar im Vergleich mit dem
ursprünglichen übertragenen
Signal, das eine Standard-Amplitude hatte. Dies kann beispielsweise
durch die Schaltung aus 8 (siehe unten) erfolgen, bei
der die AGC-Schaltung 102 die Entzerrer-Schaltung 30 beinhaltet, und das
AGC-Fehlersignal 110 ermöglicht die Bestimmung des Wertes
von K. Wenn K bestimmt ist, dann werden die Werte von K1 bis KN
gemäß der vorliegenden
Erfindung entsprechend der sequentiellen Verstärkungsregelungsmethodologie
bestimmt, wie beispielsweise die in 6 dargestellte
Methodologie.
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Die
Schaltung zum Implementieren einer sequentiellen Verstärkungsregelungsmethodologie
gemäß der vorliegenden
Erfindung entspricht der Kenntnis des Fachmanns. Eine beispielhafte
Implementierung ist allgemein in 7A für eine dreistufige
Entzerrer-Schaltung gemäß der vorliegenden
Erfindung gezeigt. Unter Bezugnahme auf 7A ist der
Ausgang von einer AGC-Schaltung 64 ein Ausgangsstromsignal 84,
das durch den Integrator 86 integriert wird, um eine Regelungsspannung 87 zu
erzeugen, die dem Signal K entspricht. Das Spannungssignal 87 wird
dann als ein Eingang zu den Komparatorsschaltungen 88, 90 und 92 geliefert,
die jeweils das K1-, K2- und K3-Signal für jede der drei Stufen 32, 34 und 36 der
Entzerrer-Schaltung erzeugen. Jede der Schaltungen 88, 90 und 92 empfängt auch
einen zweiten Eingang, die Spannungsreferenzen VR1, VR2 bzw. VR3
sind. Die Spannungsreferenzen VR1, VR2 und VR3 für jede Stufe sind auf einen
Spannungswert eingestellt, der dem Wert von K an der Stelle der
Mitte des aktiven Regelungsbereichs dieser Stufe entspricht. Die
Komparatorschaltungen 88, 90 und 92,
die jeweils einen Transkonduktanz-Verstärker mit einem Ausgangs-Offset aufweisen,
stellen einen Wert von Ki gleich 1/2 zur Verfügung, wenn seine beiden Eingänge gleich
sind, einen Wert von Ki gleich 1, (was einer oberen Sättigung
des Verstärkers
entspricht), wenn der K-Eingang zumindest um einen Betrag ΔVi größer ist
als der VRi-Referenzeingang, und einen Wert von Ki gleich 0 (was einer
unteren Sättigung
des Verstärkers
entsprechen kann), wenn der K-Eingang zumindest um den Betrag ΔVi kleiner
ist als der VRi-Referenzeingang. Der Betrag ΔVi für jede Stufe hängt von
der Größe des aktiven
Regelungsbereichs für
diese Stufe bezüglich K
ab (und kann der Verstärkung
des Verstärkers
entsprechen).
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Bei
der vorliegenden Erfindung treten die Zustände für eine optimale Antwort nicht
länger
nur für Übertragungen über die
maximalen und minimalen Kabellängen
auf, sondern auch für
alle zwischenliegenden Längen,
bei denen K1, K2, .. KN entweder gleich 0 oder 1 ist. Durch Reduzieren
der Verstärkung oder
der Höhe
der Antwort von fi(jω)
im Vergleich zu f(jω)
in 2 wird die Höhe
des maximalen Fehlers für
Zwischenwerte von Ki ebenfalls vermindert. Dadurch wird der Antwortfehler
beträchtlich
reduziert, wenn Übertragungen über verschiedene
Kabellängen
erfolgen.
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Die
mehrstufige Entzerrer-Implementierung der vorliegenden Erfindung
ermöglicht
es auch, dass die Regelungsfunktionen Ki am Ausgang der fi(jω)-Schaltungsfunktionen
vorliegen, so dass das Entzerrer-Ausgangsrauschen proportional zur
Kabellänge
ist, was geringere Jitter-Pegel bei kürzeren Kabellängen ermöglicht.
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Außerdem wird
durch die vorliegende Erfindung die Empfindlichkeit der Kabellängen-Regelungsspannung
bezüglich
Rauschen und Interferenzen vermindert, so dass Verzögerungsmodulationseffekte
proportional reduziert werden. Schließlich kann die Aufgabe des
Bereitstellens eines Entzerrers mit einer Bandbreite, die invers
zur Kabellänge
variiert, bei der vorliegenden Erfindung ohne die erhöhten Jitter-Pegel
gelöst
werden, die mit der kontinuierlich variablen Bandbegrenzungsschaltung
in Beziehung stehen. Dies wird erreicht, indem die feste Bandbreite
der aufeinanderfolgenden Stufen in dem mehrstufigen Entzerrer progressiv
vermindert wird.
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Wie
vorstehend erläutert,
obwohl der Entzerrer aus 5 drei solcher Stufen aufweist,
weist der Kabel-Entzerrer gemäß der vorliegenden
Erfindung allgemein N Stufen auf, wobei N ein Integer größer oder
gleich 2 ist. Es ist offensichtlich, dass dann, wenn N ansteigt,
eine größere Verminderung
des Jitterns erreichbar ist, das aus den oben beschriebenen Nachteilen
resultiert, obwohl dies auf Kosten zusätzlichen Schaltungsaufwands
erfolgt.
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8 zeigt
die Implementierung einer DC-Wiederherstellungseinrichtung
in einem RGC-System gemäß der vorliegenden
Erfindung, bei der eine verbesserte Flanken-Jitter-Leistungsfähigkeit im Vergleich mit dem
in 4 dargestellten System erreicht wird. Wie bereits
erwähnt,
kann das AGC-System 102 einen automatischen Entzerrer (in 8 nicht
gezeigt) aufweisen, durch den die Frequenzcharakteristik (zusätzlich zu
der erzeugten Verstärkung)
des DATA IN-Signals eingestellt wird. Wenn daher die AGC-Schaltung
einen Entzerrer 30 gemäß der vorliegenden
Erfindung aufweist, führt
der Eingang 110 zu der AGC-Schaltung im wesentlichen zu einer Bestimmung
des Wertes von K und damit K1 bis KN der Entzerrer-Schaltung 30.
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Das
System aus 8 ist ähnlich dem System aus 4,
mit der Ausnahme von zwei identischen Filtern 116 und 118,
die verwendet werden, um eine Bandpassfilterung des geregelten Signals 112 bzw.
des quantifizierten Signals 114 vor der Amplitudenerfassung
durchzuführen.
Die Filterschaltungen 116 und 118 haben eine Bandpasscharakteristik, durch
die das Gebiet aufgespannt wird, in dem das Frequenzspektrum des
Signals 112 und das Frequenzspektrum des Signals 114 im
wesentlichen gleich sind. Vorzugsweise ist dieses Bandpassgebiet der Mittelbandfrequenzbereich
von dem Datenkanal. Es ist ebenfalls bevorzugt, dass Filterschaltungen 116 und 118 identische
Frequenzcharakteristiken haben, aber andererseits sollen die Frequenzantwortcharakteristiken
der Filter 116 und 118 im wesentlichen gleich
sein. In einem Übertragungssystem für verschlüsselte NRZ-Daten
können
beispielsweise die Bandpassfilter 116 und 118 so
gewählt
sein, dass sie eine Amplitudenfrequenzantwortcharakteristik haben,
die eine Mittelfrequenz bei etwa 30 MHz und 30 dB sowie Grenzfrequenzen
bei etwa 16 MHz und 60 MHz haben. Allgemein ausgedrückt variieren
jedoch die Mittelfrequenz und die Grenzfrequenzen abhängig von
der Anwendung. Das Filtern von niedrigen und hohen Frequenzkomponenten,
die immer in dem quantifizierten Signal aber nicht immer in dem geregelten
Signal vorhanden sind, führt
zu dem Fehlersignal 110, das im wesentlichen proportional
zu der wahren Differenz der Amplitude des geregelten Signals 112 und
der Amplitude des quantifizierten Signals 114 ist. Daher
regelt das Fehlersignal 110 in 8 genauer
die automatische Verstärkungsregelungsschaltung 102,
um so die Amplitude des geregelten Signals 112 etwa gleich
der Amplitude des quantifizierten Signals 114 zu halten.
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9 zeigt
eine DC-Wiederherstellungseinrichtung 160 gemäß der vorliegenden
Erfindung, durch die das zuvor beschriebene Einklink-Problem der
Schaltung aus 3 vermieden wird, wobei eine minimale
Jitter-Leistungsfähigkeit
beibehalten wird. Die DC-Wiederherstellungseinrichtung aus 9 enthält einen
QFB-Komparator 150, einen Eingangskopplungskondensator 152,
einen Widerstand 158 und eine klemmenden DC-Wiederherstellungseinrichtung 156.
Die Implementierung der klemmenden Wiederherstellungseinrichtung 156 ist
in der Technik allgemein bekannt und kann eine Klemmschaltung aufweisen,
wie sie in dem US-Patent 5,426,389 beschrieben ist. Das quantifizierte
Rückführsignal
der DC-Wiederherstellungseinrichtung 160 wird
von dem Ausgang der klemmenden DC-Wiederherstellungseinrichtung 156 abgenommen,
statt von dem Ausgang des QFB-Komparators, wie dies bei der DC-Wiederherstellungseinrichtung 100 aus 3 der
Fall ist. Da die niedrigeren Frequenzkomponenten in den Ausgängen der
klemmenden Wiederherstellungseinrichtung und der QFB-Wiederherstellungseinrichtung
sehr ähnlich
sind, kann das inhärent tiefpassgefilterte
quantifizierte Rückführsignal
in der obigen Weise ohne die sich verschlechternde Flanken-Jitter-Leistungsfähigkeit
abgenommen werden. Durch Weglassen der direkten positiven Rückführung von
dem DATA OUT-Signal zu dem positiven Eingangsanschluss des Komparators 150 wird
die Möglichkeit
des Auftretens des Einklinkens zu Beginn der Datenübertragung
eliminiert.
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Als
ein Ergebnis zeigt die DC-Wiederherstellungseinrichtung 160 die
Leistungsfähigkeit
bei niedriger Flanke von einer typischen QFB-Wiederherstellungseinrichtung
mit dem Betrieb ohne Einklinken von einer klemmenden Wiederherstellungseinrichtung.
Außerdem,
im Gegensatz zu Lösungen
gemäß Stand
der Technik bezüglich
des Einklink-Problems, das
die AC-Kopplung des DATA OUT-Signals beinhaltet, gibt es keine niedrigere
Grenze bei Datenraten, die wiederhergestellt werden können, und
die Systemrauschgrenze wird während
jener Perioden nicht verschlechtert, in denen keine Datenübertragungen
stattfinden.
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Obwohl
die hier offenbarten erfinderischen Aspekte Teil eines seriellen
digitalen Empfängers und/oder
eines Kabel-Entzerrers
für serielle
Digitaldaten-Kommunikationen bilden, sind diese Aspekte der vorliegenden
Erfindung nicht auf solche Anwendungen beschränkt. Obwohl bevorzugte Ausführungsbeispiele
der vorliegenden Erfindung beschrieben wurden, sind die offenbarten
Ausführungsbeispiele
außerdem
nur darstellender Natur und nicht beschränkend, und es ist beabsichtigt,
dass der Schutzbereich der Erfindung nur durch die beigefügten Ansprüche definiert
ist.