JP3721062B2

JP3721062B2 - 光送信機

Info

Publication number: JP3721062B2
Application number: JP2000261114A
Authority: JP
Inventors: 一茂米永; 宮本　　裕; 暁彦松浦
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2000-08-30
Filing date: 2000-08-30
Publication date: 2005-11-30
Anticipated expiration: 2020-08-30
Also published as: US20080205903A1; EP1185006B1; EP1802005A2; EP1802005A3; US7542631B2; JP2002077059A; US20020033984A1; EP1185006A3; EP1185006A2; US7536112B2; EP1802005B1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は伝送路での信号劣化を起こしにくい、帯域制限された高品質な超高速光信号を簡易に生成することができる光送信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
光ファイバ伝送システムは、現在、チャネルビットレートの高速化と波長分割多重による大容量化が図られている。一般に、チャネルビットレートが高くなると光ファイバの波長分散の影響が顕著になり、チャネルビットレートの２乗に反比例して伝送可能距離が短くなる。
【０００３】
波長によって群速度が異なる波長分散の影響を低減する手段としては、K.Yonenaga and S.Kuwano, IEEE J.Lightwave Technol., Vol.15, No.18, 1997に示されている光デュオバイナリ伝送方式などの帯域制限符号を用いる方式が有効である。光デュオバイナリ送信機の構成例を図２１に示す。伝送される２値データ信号は、まず論理反転されプリコーダと呼ばれる回路で符号変換が行われる。プリコーダは例えば図２１に示すように排他的論理和回路と１ビット遅延回路で構成され、入力論理“０”に対しては出力論理を“保持”し、入力論理“１”に対しては出力論理を“反転”するように動作する。プリコーダの出力は、差動分配回路により互いに極性の反転した２つの２値ノンリターンツーゼロ(以下「NRZ」という)信号に分配される。この２つの２値NRZ信号は、信号クロック周波数の１／４程度の３dB遮断周波数をもつ低域通過フィルタにより３値のデュオバイナリ信号に変換される。このような機能をもつフィルタは一般にデュオバイナリフィルタと呼ばれる。電気／光信号変換には、ニオブ酸リチウム(LiNbO_３)などの電気光学結晶で構成された両電極駆動のマッハ・ツェンダ(以下「MZ」という)型光変調器を用いる。デュオバイナリフィルタにより生成された２つの３値のデュオバイナリ信号はともに、MZ型変調器の半波長電圧程度まで増幅されて、それぞれMZ型変調器の２つの電極に印加される。
【０００４】
MZ型変調器の動作を図２２に示す。MZ型変調器は２つの電極に印加する電圧の差により、図２２のMZ変調器の透過率特性に示すように正弦波状に透過率が変化する。このとき２つの電極を相補的に駆動することにより出力される光信号のチャープを原理的にゼロにすることができる。この性質により、図２２のように直流バイアス電圧を透過率が最小となる点に設定すると、信号電圧がバイアス点を横切る瞬間に光位相が反転し、２値の強度波形をもつ光デュオバイナリ信号が生成できる。光デュオバイナリ信号は図２２に光変調信号として示すように２値の強度変調信号であるが、光の位相を含めると３値のデュオバイナリ信号になっており、信号帯域としてはデュオバイナリ信号と同等である。この性質により光デュオバイナリ信号は、デュオバイナリ信号の狭帯域性と２値強度検出による復調が可能であるという、２値強度変調と３値デュオバイナリ信号の長所を合わせもつ。
【０００５】
図２３に受信系と伝送路を含む光デュオバイナリ伝送システム全体の構成例を示す。図中に示す「光デュオバイナリ送信機」は例えば図２１に示すような構成である。受信機では、２値強度変調信号の検波と同様に光の強度のみを検出することにより信号を復調できる。
【０００６】
図２４に４０Gbit/s光デュオバイナリ信号と４０Gbit/s２値NRZ強度変調信号に対して実測した波長分散とパワーペナルティの関係を示す。横軸は波長分散値、縦軸は符号誤り率１０^−９におけるパワーペナルティである。１dB以下のペナルティを満足する波長分散値の幅を分散トレランスと定義すると、光デュオバイナリ信号の分散トレランスは２値NRZ信号より２倍以上大きいことが分かる。このように光デュオバイナリ信号は、波長分散の影響が顕著に出るような超高速信号伝送において波長分散制限を大幅に緩和するという利点を有する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、光デュオバイナリ伝送方式は、通常の２値NRZ強度変調方式に比べて送信機に高機能な信号処理回路を必要とする。特に、デュオバイナリフィルタにより生成された３値のデュオバイナリ信号で光変調器を駆動するためには、この３値信号の電圧振幅を光変調器を駆動できる大きさまで増幅回路で増幅しなければならない。通常、光変調器を駆動するために必要な電圧振幅は、高速ディジタル集積回路を駆動するために必要な電圧振幅の数倍である。従って、変調器ドライバ用増幅回路は出力電圧の飽和が始まる高出力領域で使用することが多い。２値NRZ強度変調方式の場合、飽和が始まる高出力領域で変調器ドライバ用増幅回路を動作させたとしてもアイパターンの開口劣化はほとんどないか、むしろ波形の立ち上がり立ち下がり時間が短縮されて波形が整形される傾向にある。しかし、３値デュオバイナリ信号は波形そのものを保持することが重要であり、その増幅には利得特性に関して高い線形性が要求される。従って、通常２値NRZ強度変調方式で使用されているような変調器ドライバ用増幅回路を３値デュオバイナリ信号増幅に適用すると、僅かな波形の乱れが強調されて深刻な符号間干渉を引き起す。さらにデュオバイナリフィルタと増幅回路の間、あるいは増幅回路と光変調器の間の反射によっても符号間干渉が増大する可能性がある。図２５に従来の光デュオバイナリ送信機で生成した、増幅後の４０Gbit/sデュオバイナリ信号波形とそれにより変調された４０Gbit/s光デュオバイナリ信号の強度波形を示す。変調器駆動波形では上下のアイ開口に不均衡が見られる。また、変調後の光強度波形では、アイ開口は確保できているものの符号間干渉により波形が劣化しているのが分かる。このような符号間干渉は、光デュオバイナリ信号の受信感度の劣化や分散トレランスの縮小を招き、伝送可能距離の著しく制限する要因となる。
【０００８】
そこで、本発明は、より理想に近い、帯域制限された光信号を容易に生成することができ、光通信システムの長距離化・大容量化・低コスト化に寄与する光送信機を提供することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
従って、本発明による光送信機は、２値データ電気信号を電気／光変換に必要な電圧に増幅する増幅手段と、電気信号を光信号に変換する電気／光変換手段とを有し、
前記電気／光変換手段は、進行波型電極を有するマッハ・ツェンダ型光強度変調器であり、進行波型電極の損失を利用して、マッハ・ツェンダ型光強度変調器から出力される光信号の帯域を制限することを特徴とする。
また、本発明の光送信機における他の実施形態によれば、前記電気／光変換手段は、進行波型電極を有するマッハ・ツェンダ型光強度変調器であり、進行波型電極上を伝搬する変調電磁波とその電界により屈折率が変化する光導波路中を伝搬する光波との間の位相速度の不整合を利用して、マッハ・ツェンダ型光強度変調器から出力される光信号の帯域を制限することも好ましい。
更に、本発明の光送信機における他の実施形態によれば、２値データ電気信号の入力論理が“０”である場合には出力論理は直前の値を保持し、入力論理が“１”である場合には出力論理は直前の値と異なる値を選択して新たな２値データ信号を出力する符号変換手段を、増幅手段の入力段に備え、進行波型電極は、光導波路中を伝搬する光波の変調電磁波による位相変化が３値のデュオバイナリ信号の波形を持つようになされていることも好ましい。
更に、本発明の光送信機における他の実施形態によれば、マッハ・ツェンダ型光強度変調器は、光導波路中を伝搬する３値のデュオバイナリ信号の波形をもった光波の位相変化の最大値と最小値に対して最大強度の光を出力し、光波の位相変化の中間値に対して最小強度の光を出力し、光波の位相変動の最大値と最小値に対応する最大強度の光の位相が互いに反転していることも好ましい。
更に、本発明の光送信機における他の実施形態によれば、マッハ・ツェンダ型光強度変調器は、両電極駆動のマッハ・ツェンダ型光強度変調器であり、両電極とも帯域制限機能をもつ進行波型電極であり、両電極に印加される電気信号が互いに極性が反転した２値信号であることも好ましい。
【００１０】
本発明の光送信機では、低域通過フィルタなどの波形整形回路を変調器ドライバ用増幅回路と光変調器の間に配置することにより、変調器ドライバ用増幅回路は２値NRZ信号を増幅すればよくなるため利得飽和領域で動作させることによる深刻な符号間干渉を避けることができる。さらに、低域通過フィルタなどの波形整形回路を変調器ドライバ用増幅回路または光変調器の一部として組み込むことにより、送信機をコンパクトにできるばかりでなく、増幅回路とフィルタの間またはフィルタと光変調器の間の有害な反射を低減することができるため、簡易に高機能な光送信機を実現できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
図１は本発明の光送信機の第１の実施例を示す。本実施例では、光送信機は２値信号増幅手段と帯域制限手段と電気／光変換手段により構成され、帯域制限手段が２値信号増幅手段と電気／光変換手段の間に配置されている。もちろん実際の光送信機には図１に示す構成品以外にも光送信機としての機能を実現するために必要な部品が含まれていることは言うまでもない。帯域制限手段による電気信号の帯域制限は、結果的に光変調信号の帯域を制限することであり、波長分散の影響を緩和して伝送特性を向上させることや高密度波長多重を可能にして帯域利用効率を向上させることに寄与する。電気／光変換手段は、半導体レーザ等の光源の直接変調によるものでも構わないし、連続発振光源と外部変調器の組み合わせでも構わない。外部変調器としては、半導体を用いた電界吸収型変調器やLiNbO_３等の電気光学結晶を用いたMZ型変調器等、いかなるタイプの光変調器でも構わない。
【００１２】
光信号のスペクトルは帯域制限手段により設計されるが、２値信号増幅手段に入力する信号波形及び２値信号増幅手段と電気／光変換手段の応答特性に依存するため、帯域制限手段の応答特性はこれらの要素を考慮して設計される。符号間干渉を避けながら信号帯域を抑圧するには、光送信機から出力される光信号をナイキストのゼロ符号間干渉の基準に近づければよい。図２にナイキストの第１基準を満足する理想的な信号スペクトルの一例を示す。f_０は信号のクロック周波数を示し、ビットレートが４０Gbit/sならばf_０＝４０GHzである。振幅スペクトルは周波数f_０/2で直流成分の半分まで落ち、さらにf_０付近でゼロとなっている。ナイキストの第１基準を満足する信号スペクトルの最大周波数は、スペクトルの形状によりf_０/2からf_０まで幅がある。しかし、ナイキストの第１基準において実際に信号スペクトルの最大周波数をf_０/2付近まで圧縮することは極めて困難であるため、一般には実際の低域通過フィルタで近似的に実現するために図２に示すように信号スペクトルの最大周波数をf_０程度まで許容する。このように低域通過フィルタで波形整形された信号は、少なくとも光信号に変換されて伝送路に送出されるまで波形そのものを保持することが重要であるため、本発明では、符号間干渉を起こしやすい信号増幅手段を低域通過フィルタの前に配置し、低域通過フィルタの出力で電気／光変換手段を直接駆動することによって良好な光信号波形を実現できる。
【００１３】
さらに、信号帯域を圧縮するためには、ナイキストの第２基準を満足するデュオバイナリ符号などの帯域圧縮符号を用いる方式が有効である。デュオバイナリ符号を用いた光送信機の構成を、本発明の第２の実施例として図３に示す。本実施例では、帯域制限手段はデュオバイナリフィルタと呼ばれる３dB遮断周波数がf_０/4程度の低域通過フィルタである。図４に理想的なデュオバイナリ信号スペクトルを示す。デュオバイナリ信号スペクトルは最大周波数がf_０/2であるが、比較的緩やかに遮断することができるため、実際のフィルタで近似的に実現可能である。しかし、デュオバイナリフィルタは２値信号を３値信号に変換する符号変換を伴うため、本実施例では第１の実施例と異なり、２値信号増幅手段の前に論理反転回路とプリコーダを必要とする。論理反転回路とプリコーダを装備することで、デュオバイナリフィルタから出力される３値信号は、ハイレベルとローレベルが論理“１”に対応し、中間レベルが諭理“０”に対応するようになる。従って、受信機では中間レベルかそうでないかを判定すれば信号を正しく復調できるということになる。デュオバイナリフィルタで波形整形された信号は、少なくとも光信号に変換されて伝送路に送出されるまで波形そのものを保持することが重要であるため、本発明では、符号間干渉を起こしやすい信号増幅手段をデュオバイナリフィルタの前に配置し、デュオバイナリフィルタの出力で電気／光変換手段を直接駆動することによって良好な光信号波形を実現できる。
【００１４】
デュオバイナリ符号と同等の帯域圧縮を実現する手段として、ナイキストの第３基準を満足する変形デュオバイナリ符号がある。変形デュオバイナリ符号を用いた光送信機の構成を、本発明の第３の実施例として図５に示す。本実施例では、帯域制限手段は変形デュオバイナリフィルタと呼ばれる帯域通過フィルタである。図６に理想的な変形デュオバイナリ信号スペクトルを示す。理想的な変形デュオバイナリ信号スペクトルの最大周波数はデュオバイナリ信号スペクトルと同じであるが、変形デュオバイナリ信号ではさらに直流成分が抑圧されており、低域遮断に強いという特長をもつ。変形デュオバイナリ信号は、デュオバイナリ信号と同様に３値信号であるが、図５に示すようにデュオバイナリ信号とは異なるプリコーダを必要とする。しかし、プリコーダを装備することで、変形デュオバイナリフィルタから出力される３値信号は、ハイレベルとローレベルが論理“１”に対応し、中間レベルが論理“０”に対応するようになる。従って、受信機では中間レベルかそうでないかを判定すれば信号を正しく復調できるということになる。変形デュオバイナリフィルタで波形整形された信号は、少なくとも光信号に変換されて伝送路に送出されるまで波形そのものを保持することが重要であるため、本発明では、符号間干渉を起こしやすい信号増幅手段を変形デュオバイナリフィルタの前に配置し、変形デュオバイナリフィルタの出力で電気／光変換手段を直接駆動することによって良好な光信号波形を実現できる。
【００１５】
図７に本発明の光送信機の第４の実施例を示す。本実施例は、３値のデュオバイナリ信号を光の強度と位相に対応させて変調する光送信機構成を具体化したものであり、論理動作は図２１に示した従来の光デュオバイナリ送信機と同じである。異なるのは、デュオバイナリフィルタが増幅回路とMZ型光変調器の間に配置されている点である。これにより本実施例では、従来の光デュオバイナリ送信機より符号間干渉の少ない光信号を生成できる。図８に本実施例における４０Gbit/s変調器駆動信号と４０Gbit/s光変調信号の実測波形を示す。図２５に示す、従来例の４０Gbit/s変調器駆動信号と４０Gbit/s光変調信号の波形と比較すると、明らかに本実施例の波形は符号間干渉が少なく、大きなアイ開口が得られていることが分かる。図９に本実施例の光送信機を用いて実測した４０Gbit/s光デュオバイナリ信号の分散トレランス特性を示す。１dB以下のパワーペナルティを満たす分散トレランスは３８０ps/nmである。これは数値計算から予測される値とほぼ一致しており、本実施例の光送信機はほぼ理想的な光デュオバイナリ信号を実現していると言える。一方、従来例の光送信機を用いた４０Gbit/s光デュオバイナリ信号の分散トレランスは図２４に示すように、２００ps/nmであり、分散トレランスに関しても本発明の光送信機の優位性は明らかである。
【００１６】
図１０に本発明の光送信機の第５の実施例を示す。本実施例は、２値信号増幅手段と帯域制限手段の間のコネクタ接続を排除して、両手段を１つのモジュール内に実装したものである。本実施例では、送信機内部に実装されるモジュールの点数を減らすことができるばかりでなく、２値信号増幅手段と帯域制限手段の間で起こる反射の影響を低減し、符号間干渉の少ない信号を生成することができる。
【００１７】
図１１に本発明の光送信機の第６の実施例を示す。本実施例は、帯域制限手段と電気／光変換手段の間のコネクタ接続を排除して、両手段を１つのモジュール内に実装したものである。本実施例では第５の実施例と同様に、送信機内部に実装されるモジュールの点数を減らすことができるばかりでなく、帯域制限手段と電気／光変換手段の間で起こる反射の影響を低減し、符号間干渉の少ない信号を生成することができる。さらに、２値信号増幅手段も同一モジュールに実装することにより、よりコンパクトで安定な光送信機を実現することができる。
【００１８】
図１２に本発明の光送信機の第７の実施例を示す。本実施例は、第６の実施例の帯域制限及び電気／光変換手段をＺカットのニオブ酸リチウムMZ型光変調器を用いて実現したものである。ニオブ酸リチウムMZ型光変調器では通常高速化のために、電極長の短縮、進行波型電極の採用、電極形状の工夫などを行う。しかし、本実施例では、電極長や電極形状を必ずしも高速化に向けて設計されるのではなく、電極の損失特性や変調電磁波と被変調光波の位相不整合特性を利用して所望の帯域制限特性を満たすように設計される。図１３に位相不整合によって変調効率が低下する様子を示す。変調効率減少係数ｒは、位相不整合係数Δφの増加とともに振動しながら減少していくことが分かる。位相不整合係数Δφは、変調電磁波角周波数ω_ｍに比例するため、変調電磁波の周波数の増加とともに変調効率は低下する。位相不整合係数Δφは、変調電磁波と被変調光波の相互作用時間τ_ｄと変調電磁波の位相速度ｃ_ｍの関数でもあるため、変調効率減少係数ｒの変調周波数特性はτ_ｄとｃ_ｍとにより設計できる。
【００１９】
図１４に本発明の光送信機の第８の実施例を示す。本実施例は、Ｚカットの両電極駆動ニオブ酸リチウムMZ型光変調器の両電極をデュオバイナリフィルタとして利用した光デュオバイナリ送信機の構成例である。MZ型光変調器の両電極には、互いに極性の反転したプリコーディング済みの２値NRZ信号が入力される。両電極は、デュオバイナリフィルタとして動作させるために信号クロック周波数の１／４程度で３dB遮断するように設計される。このとき両電極で変調される光波の位相変化は３値デュオバイナリ信号の波形をもち、MZ型光変調器は、光波の位相変化の最大値と最小値に対して最大強度の光を出力し、光波の位相変化の中間値に対して最小強度の光を出力し、光波の位相変動の最大値と最小値に対応する最大強度の光の位相が互いに反転している光デュオバイナリ信号を送出する。
【００２０】
図１５に本発明の光送信機の第９の実施例を示す。本実施例では、電極上を伝搬する変調電磁波とニオブ酸リチウム結晶内に形成された光導波路中を伝搬する光波の進行方向を逆にすることにより位相不整合状態を作り、電極での帯域制限特性を実現している。これは、図１３に示した位相不整合係数Δφの定義式における結晶中の光速度ｃ／ｎと変調電磁波速度ｃ_ｍの符号が逆であることを意味するため、(１−ｃ／ｎｃ_ｍ)が１以上になり位相不整合係数Δφを大きくすることができる。
【００２１】
第９の実施例の効果を確認するため、１０GHzの帯域をもつニオブ酸リチウムMZ型光変調器を用いて変調電磁波と被変調光波を反対向きに伝搬させて出力される光信号の強度波形を観測した。位相不整合による帯域制限によって２値NRZ信号が３値のデュオバイナリ信号に変換されるのを観測するために、光の強度が３値デュオバイナリ信号に見えるように変調信号の振幅とバイアス電圧を設定した。図１６に観測した３値デュオバイナリ信号のアイパターンを示す。ビットレートは３.３Gbit/sである。この結果により、変調電磁波と被変調光波の位相不整合によって変調帯域が制限され、２値NRZ信号が３値デュオイナリ信号に変換されているのが視覚的に理解できる。図１６に状態からバイアス電圧のみ変化させて位相反転型の光デュオバイナリ信号を生成し、その強度波形を観測したものが図１７である。２値信号としてアイ開口が得られていることが分かる。図１７では原理確認のための光強度波形観測を目的としているため、変調器駆動電圧は光デュオバイナリ変調に本来必要とする駆動電圧の約半分である。これにより、発光側(ハイレベル)の符号間干渉が大きく出ているが、光変調器を本来の電圧で駆動することにより抑圧できると考えている。
【００２２】
図１８に本発明の光送信機の第１０の実施例を示す。本実施例では、ＺカットではなくＸカットのニオブ酸リチウムMZ型光変調器を使用する。ニオブ酸リチウムは一軸性結晶であり、Ｚ軸方向に電界を印加したときが最も変調効率が高いため、一般に電気光学変調器にはＺカットのものが用いられる。Ｚカットのニオブ酸リチウム光変調器の断面図を図１９に示す。Ｚカットのニオブ酸リチウム光変調器では、電界は光導波中で基板に対して垂直方向に加えられ、光デュオバイナリ変調のようにチャープのない変調を行うためには２つの電極を相補的に駆動しなければならない。本実施例で用いるＸカットのニオブ酸リチウム光変調器の断面図を図２０に示す。Ｘカットのニオブ酸リチウム光変調器では、電界は光導波路中で基板に対して水平方向に加えられる。従って、信号電極をMZ変調器の２つの導波路の中心に配置し、グランド電極を基板の両端に配置する対称な構成をとることにより、２つの導波路には必ず逆向きの電界が印加されていることになるため、単電極駆動で原理的にチャープをゼロにできる。本実施例ではこの電極に帯域制限機能をもたせることにより、簡易な構成で光デュオバイナリ信号を生成できる。
【００２３】
【発明の効果】
本発明の光送信機では、低域通過フィルタなどの波形整形回路を変調器ドライバ用増幅回路と光変調器の間に配置することにより、変調器ドライバ用増幅回路は２値NRZ信号を増幅すればよくなるため利得飽和領域で動作させることによる深刻な符号間干渉を避けることができる。さらに、低域通過フィルタなどの波形整形回路を変調器ドライバ用増幅回路または光変調器の一部として組み込むことにより、送信機をコンパクトにできるばかりでなく、増幅回路とフィルタの間またはフィルタと光変調器の間の有害な反射を低減することができる。従って、より理想に近い、帯域制限された光信号を容易に生成することができ、光通信システムの長距離化・大容量化・低コスト化に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の光送信機の第１の実施例の構成図である。
【図２】本発明の第１の実施例で生成される光信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図３】本発明の光送信機の第２の実施例の構成図である。
【図４】本発明の第２の実施例で生成される光信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図５】本発明の光送信機の第３の実施例の構成図である。
【図６】本発明の第３の実施例で生成される光信号のスペクトルの一例を示す図である。
【図７】本発明の光送信機の第４の実施例の構成図である。
【図８】本発明の第４の実施例で生成された４０Gbit/s信号波形を示す図である。
【図９】本発明の第４の実施例で生成された４０Gbit/s信号の分散トレランス特性を示す図である。
【図１０】本発明の光送信機の第５の実施例の構成図である。
【図１１】本発明の光送信機の第６の実施例の構成図である。
【図１２】本発明の光送信機の第７の実施例の構成図である。
【図１３】電気光学変調器において位相不整合により変調効率が低下する様子を示す図である。
【図１４】本発明の光送信機の第８の実施例の構成図である。
【図１５】本発明の光送信機の第９の実施例の構成図である。
【図１６】本発明の第９の実施例で生成された３値強度光デュオバイナリ信号の強度波形を示す図である。
【図１７】本発明の第９の実施例で生成された位相反転型光デュオバイナリ信号の２値強度波形を示す図である。
【図１８】本発明の光送信機の第１０の実施例の構成図である。
【図１９】Ｚカットニオブ酸リチウムMZ型光変調器の断面図である。
【図２０】Ｘカットニオブ酸リチウムMZ型光変調器の断面図である。
【図２１】従来の光デュオバイナリ送信機の構成図である。
【図２２】光デュオバイナリ送信機におけるMZ変調器の動作図である。
【図２３】光デュオバイナリ伝送システムの構成図である。
【図２４】従来の光送信機で生成された４０Gbit/s信号の分散トレランス特性を示す図である。
【図２５】従来の光送信機で生成された４０Gbit/s信号波形を示す図である。

Claims

２値データ電気信号を電気／光変換に必要な電圧に増幅する増幅手段と、前記電気信号を光信号に変換する電気／光変換手段とを有し、
前記電気／光変換手段は、進行波型電極を有するマッハ・ツェンダ型光強度変調器であり、前記進行波型電極の損失を利用して、前記マッハ・ツェンダ型光強度変調器から出力される光信号の帯域を３値のデュオバイナリ信号の帯域に制限することを特徴とする光送信機。
２値データ電気信号を電気／光変換に必要な電圧に増幅する増幅手段と、前記電気信号を光信号に変換する電気／光変換手段とを有し、
前記電気／光変換手段は、進行波型電極を有するマッハ・ツェンダ型光強度変調器であり、前記進行波型電極上を伝搬する変調電磁波とその電界により屈折率が変化する光導波路中を伝搬する光波との間の位相速度の不整合を利用して、前記マッハ・ツェンダ型光強度変調器から出力される光信号の帯域を３値のデュオバイナリ信号の帯域に制限することを特徴とする光送信機。
前記２値データ電気信号の入力論理が“０”である場合には出力論理は直前の値を保持し、前記入力論理が“１”である場合には出力論理は直前の値と異なる値を選択して新たな２値データ信号を出力する符号変換手段を、前記増幅手段の入力段に備え、
前記進行波型電極は、前記光導波路中を伝搬する光波の前記変調電磁波による位相変化が３値のデュオバイナリ信号の波形を持つようになされていることを特徴とする請求項１又は２に記載の光送信機。
前記マッハ・ツェンダ型光強度変調器は、前記光導波路中を伝搬する３値のデュオバイナリ信号の波形をもった光波の位相変化の最大値と最小値に対して最大強度の光を出力し、光波の位相変化の中間値に対して最小強度の光を出力し、前記光波の位相変動の最大値と最小値に対応する最大強度の光の位相が互いに反転していることを特徴とする請求項３に記載の光送信機。
前記マッハ・ツェンダ型光強度変調器は、両電極駆動のマッハ・ツェンダ型光強度変調器であり、両電極とも帯域制限機能をもつ前記進行波型電極であり、両電極に印加される電気信号が互いに極性が反転した２値信号であることを特徴とする請求項４に記載の光送信機。