JP2000315968A - 適応型信号推定器 - Google Patents
適応型信号推定器Info
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- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
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- H04L2025/03407—Continuous phase
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- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Error Detection And Correction (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＧＭＳＫ変調によって発生する非線形歪みと
伝送路のマルチパスによって発生する線形歪みを別々に
考慮して信号推定を行う。 【解決手段】 畳み込み演算器１０５では、推定信号記
憶器１０４の出力信号と係数修正器１０３の出力信号と
の畳み込み演算が行われる。ブランチメトリック演算器
１０１では、受信信号と畳み込み演算器１０５の出力信
号から、ビタビアルゴリズムに基づいたブランチメトリ
ックが求められる。信号判定器１０２ではブランチメト
リック演算器１０１の出力信号を用いてビタビアルゴリ
ズムに基づいた信号推定が行われ、推定された結果が判
定信号として出力される。係数修正器１０３では線形歪
み係数を受信信号と判定信号を用いて受信信号に含まれ
る線形歪みと一致するように線形歪み係数の修正が行わ
れ、修正された線形歪み係数は畳み込み演算器１０５へ
出力される。
伝送路のマルチパスによって発生する線形歪みを別々に
考慮して信号推定を行う。 【解決手段】 畳み込み演算器１０５では、推定信号記
憶器１０４の出力信号と係数修正器１０３の出力信号と
の畳み込み演算が行われる。ブランチメトリック演算器
１０１では、受信信号と畳み込み演算器１０５の出力信
号から、ビタビアルゴリズムに基づいたブランチメトリ
ックが求められる。信号判定器１０２ではブランチメト
リック演算器１０１の出力信号を用いてビタビアルゴリ
ズムに基づいた信号推定が行われ、推定された結果が判
定信号として出力される。係数修正器１０３では線形歪
み係数を受信信号と判定信号を用いて受信信号に含まれ
る線形歪みと一致するように線形歪み係数の修正が行わ
れ、修正された線形歪み係数は畳み込み演算器１０５へ
出力される。
Description
【０００１】
【発明が属する技術分野】本発明は、適応型信号推定器
に関し、特に、移動体通信等で見られるようなマルチパ
ス歪みの存在する環境下において、雑音や時間的に変化
するフェージング等の影響を受けた受信信号から送信信
号系列を推定する場合に、その推定誤りを低減する信号
推定器に関する。取り扱う受信信号は、たとえば狭帯域
ＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉ
ｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のような非線
形歪みを伴った信号である。
に関し、特に、移動体通信等で見られるようなマルチパ
ス歪みの存在する環境下において、雑音や時間的に変化
するフェージング等の影響を受けた受信信号から送信信
号系列を推定する場合に、その推定誤りを低減する信号
推定器に関する。取り扱う受信信号は、たとえば狭帯域
ＧＭＳＫ（Ｇａｕｓｓｉａｎ ｆｉｌｔｅｒｅｄ Ｍｉ
ｎｉｍｕｍ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）のような非線
形歪みを伴った信号である。
【０００２】
【従来の技術】従来、非線形歪みを受けた受信信号から
送信信号系列を推定するための装置として、ＲＡＭ（ラ
ンダムアクセスメモリ）を用いた自動等化器がある。
送信信号系列を推定するための装置として、ＲＡＭ（ラ
ンダムアクセスメモリ）を用いた自動等化器がある。
【０００３】図１３は、このような自動等化器の一例の
ブロック図であり、特開平５−１４１２６号（「自動等
化器」）に開示されている。送信側では、（＋１，−
１）の２値データをＧＭＳＫ変調して送出し、途中の伝
送路においてマルチパス歪みの影響を受けた信号が受信
側で受信される。一般に、ＧＭＳＫ変調はガウスフィル
タで帯域制限された非線形変調方式であるため、変調信
号には非線形歪みを含んだ符号間干渉が存在する。特
に、変調信号の周波数帯域を狭くすると非線形歪みが増
大する。又、移動体通信においては、伝送路においてマ
ルチパス歪みの影響を受ける。このマルチパス歪みは線
形歪みによる符号間干渉となる。従って、受信側では線
形歪みと非線形歪みの両方を含んだ信号が受信されるこ
ととなる。ここでは歪みのモデルとして５シンボル区間
に拡がった符号間干渉を用いる。すなわち、受信信号ｘ
nは５つの送信データ系列（ｕn+2， ｕn+1， ｕn，
ｕn-1， ｕn-2）が影響しているものとする。数式で表
現すると、ｘn ＝ ｆ ［ｕn+2， ｕn+1， ｕn，
ｕn-1， ｕn-2 ］となる。関数ｆは線形歪みと非線形
歪みの両方の歪みを含んだ関数である。
ブロック図であり、特開平５−１４１２６号（「自動等
化器」）に開示されている。送信側では、（＋１，−
１）の２値データをＧＭＳＫ変調して送出し、途中の伝
送路においてマルチパス歪みの影響を受けた信号が受信
側で受信される。一般に、ＧＭＳＫ変調はガウスフィル
タで帯域制限された非線形変調方式であるため、変調信
号には非線形歪みを含んだ符号間干渉が存在する。特
に、変調信号の周波数帯域を狭くすると非線形歪みが増
大する。又、移動体通信においては、伝送路においてマ
ルチパス歪みの影響を受ける。このマルチパス歪みは線
形歪みによる符号間干渉となる。従って、受信側では線
形歪みと非線形歪みの両方を含んだ信号が受信されるこ
ととなる。ここでは歪みのモデルとして５シンボル区間
に拡がった符号間干渉を用いる。すなわち、受信信号ｘ
nは５つの送信データ系列（ｕn+2， ｕn+1， ｕn，
ｕn-1， ｕn-2）が影響しているものとする。数式で表
現すると、ｘn ＝ ｆ ［ｕn+2， ｕn+1， ｕn，
ｕn-1， ｕn-2 ］となる。関数ｆは線形歪みと非線形
歪みの両方の歪みを含んだ関数である。
【０００４】図１３において、推定信号記憶器２０４か
らは、雑音のない状態において受信される可能性のある
全ての信号をサンプル信号として発生させる。すなわ
ち、ｙ 0 ＝ ｇ ［ −１，−１，−１，−１，−１］
からｙ31＝ ｇ ［ ＋１，＋１，＋１，＋１，＋１］
の３２種類のサンプル信号を発生させる。これらの信号
はＲＡＭに代表される書き換え可能なメモリに格納され
ている。関数ｇは受信側で関数ｆを推定することにより
求められた関数となる。
らは、雑音のない状態において受信される可能性のある
全ての信号をサンプル信号として発生させる。すなわ
ち、ｙ 0 ＝ ｇ ［ −１，−１，−１，−１，−１］
からｙ31＝ ｇ ［ ＋１，＋１，＋１，＋１，＋１］
の３２種類のサンプル信号を発生させる。これらの信号
はＲＡＭに代表される書き換え可能なメモリに格納され
ている。関数ｇは受信側で関数ｆを推定することにより
求められた関数となる。
【０００５】誤差検出器２０１では、推定信号記憶器２
０４からの出力される３２種類のサンプル信号（ｙ0〜
ｙ31）と受信信号（ｘn）から、ビタビアルゴリズムに
基づいた演算に必要な３２種類のブランチメトリックが
求められる。
０４からの出力される３２種類のサンプル信号（ｙ0〜
ｙ31）と受信信号（ｘn）から、ビタビアルゴリズムに
基づいた演算に必要な３２種類のブランチメトリックが
求められる。
【０００６】比較器２０２においては、誤差検出器２０
１から出力された３２種類のブランチメトリックを用い
て、ビタビアルゴリズムに基づいた演算を行い信号の判
定を行う。
１から出力された３２種類のブランチメトリックを用い
て、ビタビアルゴリズムに基づいた演算を行い信号の判
定を行う。
【０００７】通常の移動体通信においては、移動しなが
ら通信を行うため、マルチパス歪みも時間的に変化す
る。すなわち、関数ｆが時間と共に変化する。よって、
推定信号記憶器２０４に記憶されているサンプル信号も
マルチパス歪みの時間的変化に追従して変化させてゆく
必要がある。サンプル信号の修正は次のようにして行わ
れる。
ら通信を行うため、マルチパス歪みも時間的に変化す
る。すなわち、関数ｆが時間と共に変化する。よって、
推定信号記憶器２０４に記憶されているサンプル信号も
マルチパス歪みの時間的変化に追従して変化させてゆく
必要がある。サンプル信号の修正は次のようにして行わ
れる。
【０００８】推定信号記憶器２０４に記憶されているサ
ンプル信号を修正するため、修正器２０５とアドレス生
成器２０３が必要である。アドレス生成器２０３は、比
較器２０２で判定されたデータを次々に記憶し、送信デ
ータｕnの推定値（ｗn+2，ｗn+1， ｗn， ｗn-1，
ｗn-2）を生成する。アドレス生成器２０３からの出力
により、推定信号記憶器２０４からはサンプル信号とし
て、ｙn ＝ ｇ ［ｗn+2， ｗn+1， ｗn， ｗn-1，
ｗn-2 ］が出力されるので、修正器２０５では、サン
プル信号ｙnが受信信号ｘnへ近づくように修正をかけ
る。この操作を毎回行うことにより、推定信号記憶器２
０４に記憶されている３２種類のサンプル信号が徐々に
変化してゆく。すなわち、等価的に関数ｇが関数ｆの変
化に常に追従するようになる。
ンプル信号を修正するため、修正器２０５とアドレス生
成器２０３が必要である。アドレス生成器２０３は、比
較器２０２で判定されたデータを次々に記憶し、送信デ
ータｕnの推定値（ｗn+2，ｗn+1， ｗn， ｗn-1，
ｗn-2）を生成する。アドレス生成器２０３からの出力
により、推定信号記憶器２０４からはサンプル信号とし
て、ｙn ＝ ｇ ［ｗn+2， ｗn+1， ｗn， ｗn-1，
ｗn-2 ］が出力されるので、修正器２０５では、サン
プル信号ｙnが受信信号ｘnへ近づくように修正をかけ
る。この操作を毎回行うことにより、推定信号記憶器２
０４に記憶されている３２種類のサンプル信号が徐々に
変化してゆく。すなわち、等価的に関数ｇが関数ｆの変
化に常に追従するようになる。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】上述したように、受信
信号に含まれている歪みは時間と共に変化するため、サ
ンプル信号は常に歪みの変化に合わせて修正を行う必要
がある。そのための方法として、判定信号から得られた
サンプル信号と受信信号を比較して、サンプル信号を修
正する方式がある。この方式では、一つの受信信号を用
いて修正できるサンプル信号は一つだけであるので、３
２種類のサンプル信号全部が修正されるためには、平均
で３２個の受信信号が入力されなければならない。
信号に含まれている歪みは時間と共に変化するため、サ
ンプル信号は常に歪みの変化に合わせて修正を行う必要
がある。そのための方法として、判定信号から得られた
サンプル信号と受信信号を比較して、サンプル信号を修
正する方式がある。この方式では、一つの受信信号を用
いて修正できるサンプル信号は一つだけであるので、３
２種類のサンプル信号全部が修正されるためには、平均
で３２個の受信信号が入力されなければならない。
【００１０】トランスバーサル型等化器のような非線形
歪みに対応できない方式では、一つの受信信号を用いて
全てのサンプル信号の修正を行うことができるため、歪
みの時間的変化が大きくなっても変化に追従できるよう
になるが、上述の方式では、追従速度が１／３２になっ
てしまうため、追従能力が大きく劣化してしまう欠点が
ある。
歪みに対応できない方式では、一つの受信信号を用いて
全てのサンプル信号の修正を行うことができるため、歪
みの時間的変化が大きくなっても変化に追従できるよう
になるが、上述の方式では、追従速度が１／３２になっ
てしまうため、追従能力が大きく劣化してしまう欠点が
ある。
【００１１】また、符号間干渉の長さが長くなると指数
関数的にサンプル信号の数が大きくなるために、ハード
ウェア規模も大きくなると共に、追従速度も指数関数的
に遅くなる。
関数的にサンプル信号の数が大きくなるために、ハード
ウェア規模も大きくなると共に、追従速度も指数関数的
に遅くなる。
【００１２】そこで、本発明は、非線形歪みを伴った信
号を受信し、その受信信号が雑音や時間的に変化するフ
ェージング等の影響を受けていても、送信信号系列を高
速に推定することを課題としている。
号を受信し、その受信信号が雑音や時間的に変化するフ
ェージング等の影響を受けていても、送信信号系列を高
速に推定することを課題としている。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記の課題を解決するた
めの本発明の適応型信号推定器は、非線形歪みを付加し
た第１サンプル信号を出力する推定信号記憶器と、第１
サンプル信号に線形歪みを付加して第2サンプル信号と
して出力する畳み込み演算器と、第２サンプル信号と受
信信号からビタビアルゴリズム演算で用いるブランチメ
トリックを生成するブランチメトリック演算器と、ブラ
ンチメトリック演算器の出力を用いてビタビアルゴリズ
ムに基づいて最尤信号推定を行い判定信号を出力する信
号判定器と、前記第1サンプル信号と受信信号と前記判
定信号とを入力して第2サンプル信号を修正する係数修
正器とを備えた適応型信号推定器であって、前記係数修
正器は、前記受信信号及び第1サンプル信号から生成し
たレプリカと、前記受信信号を遅延させた遅延受信信号
との差信号を求め、前記差信号に収束係数を乗じて積信
号を求め、前記積信号を用いてインパルス応答値を更新
し、その更新されたインパルス応答値を前記畳み込み演
算器に出力する。
めの本発明の適応型信号推定器は、非線形歪みを付加し
た第１サンプル信号を出力する推定信号記憶器と、第１
サンプル信号に線形歪みを付加して第2サンプル信号と
して出力する畳み込み演算器と、第２サンプル信号と受
信信号からビタビアルゴリズム演算で用いるブランチメ
トリックを生成するブランチメトリック演算器と、ブラ
ンチメトリック演算器の出力を用いてビタビアルゴリズ
ムに基づいて最尤信号推定を行い判定信号を出力する信
号判定器と、前記第1サンプル信号と受信信号と前記判
定信号とを入力して第2サンプル信号を修正する係数修
正器とを備えた適応型信号推定器であって、前記係数修
正器は、前記受信信号及び第1サンプル信号から生成し
たレプリカと、前記受信信号を遅延させた遅延受信信号
との差信号を求め、前記差信号に収束係数を乗じて積信
号を求め、前記積信号を用いてインパルス応答値を更新
し、その更新されたインパルス応答値を前記畳み込み演
算器に出力する。
【００１４】すなわち、本発明においては、ビタビアル
ゴリズムにおいてブランチメトリックを生成するために
用いるサンプル信号を求めるに際し、送信側の変調器で
発生する非線形歪みと伝送路のマルチパスによって発生
する線形歪みを別々に考慮し、時間的に変化する線形歪
みについてのみ適応制御により線形歪みの時間的変化に
追従させ、時間的に変化しない非線形歪みについては適
応制御を行わない。
ゴリズムにおいてブランチメトリックを生成するために
用いるサンプル信号を求めるに際し、送信側の変調器で
発生する非線形歪みと伝送路のマルチパスによって発生
する線形歪みを別々に考慮し、時間的に変化する線形歪
みについてのみ適応制御により線形歪みの時間的変化に
追従させ、時間的に変化しない非線形歪みについては適
応制御を行わない。
【００１５】サンプル信号を求めるには、まずメモリー
テーブルにより、非線形歪みを考慮した時間的に変化し
ない信号を発生させ、その後に線形歪みを付加する。畳
み込み演算で用いる線形歪み成分は受信信号と受信信号
の判定結果を用いて常に修正することにより、サンプル
信号は線形歪みの時間的変化に追従した信号となる。
テーブルにより、非線形歪みを考慮した時間的に変化し
ない信号を発生させ、その後に線形歪みを付加する。畳
み込み演算で用いる線形歪み成分は受信信号と受信信号
の判定結果を用いて常に修正することにより、サンプル
信号は線形歪みの時間的変化に追従した信号となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明の実
施の形態について説明する。
施の形態について説明する。
【００１７】図１は本発明の適応型信号推定器のブロッ
ク図である。推定信号記憶器１０４では非線形歪みを含
んだ複数の信号が出力される。畳み込み演算器１０５で
は、推定信号記憶器１０４の出力信号と係数修正器１０
３の出力信号との畳み込み演算が行われる。ブランチメ
トリック演算器１０１では、受信信号と畳み込み演算器
１０５の出力信号から、ビタビアルゴリズムに基づいた
ブランチメトリックが求められる。信号判定器１０２で
はブランチメトリック演算器１０１の出力信号を用いて
ビタビアルゴリズムに基づいた信号推定が行われ、推定
された結果が判定信号として出力される。係数修正器１
０３では線形歪み係数を受信信号と判定信号を用いて受
信信号に含まれる線形歪みと一致するように線形歪み係
数の修正が行われ、修正された線形歪み係数は畳み込み
演算器１０５へ出力される。
ク図である。推定信号記憶器１０４では非線形歪みを含
んだ複数の信号が出力される。畳み込み演算器１０５で
は、推定信号記憶器１０４の出力信号と係数修正器１０
３の出力信号との畳み込み演算が行われる。ブランチメ
トリック演算器１０１では、受信信号と畳み込み演算器
１０５の出力信号から、ビタビアルゴリズムに基づいた
ブランチメトリックが求められる。信号判定器１０２で
はブランチメトリック演算器１０１の出力信号を用いて
ビタビアルゴリズムに基づいた信号推定が行われ、推定
された結果が判定信号として出力される。係数修正器１
０３では線形歪み係数を受信信号と判定信号を用いて受
信信号に含まれる線形歪みと一致するように線形歪み係
数の修正が行われ、修正された線形歪み係数は畳み込み
演算器１０５へ出力される。
【００１８】ここで、本発明の適応型信号推定器を応用
することができる信号伝送のモデルについて説明する。
送信信号系列は、説明の簡単のため、０と１で構成され
る２値系列を用いるが、Ｍ値系列の場合も同様である。
又、変調方式としてＧＭＳＫを用いて行うものとする。
ＧＭＳＫ変調はガウスフィルタにより帯域制限を行って
いるため符号間干渉が生じる。又、ＧＭＳＫ変調は非線
形変調である周波数変調方式のため、符号間干渉に更に
非線形歪みが加わる。ここでは、説明を簡単にするため
に、非線形歪みを含んだ符号間干渉が自分自身のシンボ
ルを含めて２シンボル区間に拡がったモデルを用いる。
また、伝送路におけるマルチパス歪みについても符号間
干渉が生じる。この歪みは線形歪みとなる。ここでは、
マルチパス歪みによる符号間干渉が自分自身のシンボル
を含めて２シンボル区間に拡がっているモデルを用い
る。
することができる信号伝送のモデルについて説明する。
送信信号系列は、説明の簡単のため、０と１で構成され
る２値系列を用いるが、Ｍ値系列の場合も同様である。
又、変調方式としてＧＭＳＫを用いて行うものとする。
ＧＭＳＫ変調はガウスフィルタにより帯域制限を行って
いるため符号間干渉が生じる。又、ＧＭＳＫ変調は非線
形変調である周波数変調方式のため、符号間干渉に更に
非線形歪みが加わる。ここでは、説明を簡単にするため
に、非線形歪みを含んだ符号間干渉が自分自身のシンボ
ルを含めて２シンボル区間に拡がったモデルを用いる。
また、伝送路におけるマルチパス歪みについても符号間
干渉が生じる。この歪みは線形歪みとなる。ここでは、
マルチパス歪みによる符号間干渉が自分自身のシンボル
を含めて２シンボル区間に拡がっているモデルを用い
る。
【００１９】移動体通信においては、マルチパス歪みが
時間と共に変化するため、受信側で精度の高い信号推定
を行うためには、マルチパス歪みの時間的変化に追従し
た信号推定法を用いる必要がある。一方、ＧＭＳＫ変調
で生じる非線形歪みは、変調回路固有のもので時間的な
変化をしないので、予め受信側で知ることができる。従
って、本発明においては、時間的に変化する線形歪み成
分と時間的に変化しない非線形歪み成分とを分離して処
理する。
時間と共に変化するため、受信側で精度の高い信号推定
を行うためには、マルチパス歪みの時間的変化に追従し
た信号推定法を用いる必要がある。一方、ＧＭＳＫ変調
で生じる非線形歪みは、変調回路固有のもので時間的な
変化をしないので、予め受信側で知ることができる。従
って、本発明においては、時間的に変化する線形歪み成
分と時間的に変化しない非線形歪み成分とを分離して処
理する。
【００２０】図２は非線形歪みとして２シンボル区間に
拡がった非線形歪み信号を出力する推定信号記憶器１０
４のブロック図である。２シンボルの組み合わせとして
は、［０，０］、［０，１］、［１，０］、［１，１］
の４種類ある。それぞれにおける非線形歪信号を、ｐ0
＝ ｆ［０，０］、ｐ1 ＝ ｆ［０，１］、ｐ2＝
ｆ［１，０］、ｐ3 ＝ ｆ［１，１］と表わす。関数
ｆは非線形歪みの関数であり、変調方式のパラメータに
よって決定されるので、［ｐ0 ，ｐ1 ，ｐ2 ，ｐ3］は
ＲＯＭ（読み出し専用メモリ）に前もって書き込んでお
くことが出来る。図２に示すように、４種類のＲＯＭ３
０１、ＲＯＭ３０２、ＲＯＭ３０３、ＲＯＭ３０４を用
意することにより、それぞれから非線形歪信号［ｐ0 ，
ｐ1 ，ｐ 2 ，ｐ3］を出力することが出来る。
拡がった非線形歪み信号を出力する推定信号記憶器１０
４のブロック図である。２シンボルの組み合わせとして
は、［０，０］、［０，１］、［１，０］、［１，１］
の４種類ある。それぞれにおける非線形歪信号を、ｐ0
＝ ｆ［０，０］、ｐ1 ＝ ｆ［０，１］、ｐ2＝
ｆ［１，０］、ｐ3 ＝ ｆ［１，１］と表わす。関数
ｆは非線形歪みの関数であり、変調方式のパラメータに
よって決定されるので、［ｐ0 ，ｐ1 ，ｐ2 ，ｐ3］は
ＲＯＭ（読み出し専用メモリ）に前もって書き込んでお
くことが出来る。図２に示すように、４種類のＲＯＭ３
０１、ＲＯＭ３０２、ＲＯＭ３０３、ＲＯＭ３０４を用
意することにより、それぞれから非線形歪信号［ｐ0 ，
ｐ1 ，ｐ 2 ，ｐ3］を出力することが出来る。
【００２１】図３は畳み込み演算器１０５のブロック図
である。推定信号記憶器１０４から入ってきた４つの非
線形歪信号［ｐ0 ，ｐ1 ，ｐ2 ，ｐ3］は８つの乗加算
器４０１で畳み込み演算が行われて８つのサンプル信号
［ｃ0 ，ｃ1 ，ｃ2 ，ｃ3 ，ｃ4 ，ｃ5 ，ｃ6 ，ｃ7］
が出力される。
である。推定信号記憶器１０４から入ってきた４つの非
線形歪信号［ｐ0 ，ｐ1 ，ｐ2 ，ｐ3］は８つの乗加算
器４０１で畳み込み演算が行われて８つのサンプル信号
［ｃ0 ，ｃ1 ，ｃ2 ，ｃ3 ，ｃ4 ，ｃ5 ，ｃ6 ，ｃ7］
が出力される。
【００２２】図4は、各乗加算器４０１のブロック図で
ある。図４に示すように、各乗加算器４０１は、乗算器
５０２と加算器５０１で構成することができる。
ある。図４に示すように、各乗加算器４０１は、乗算器
５０２と加算器５０１で構成することができる。
【００２３】図５には、サンプル信号を表わす式を示
す。符号間干渉のインパルス応答値である係数０および
係数１を［ｈ0 ，ｈ1 ］とすると、サンプル信号は図５
の式で表現される。
す。符号間干渉のインパルス応答値である係数０および
係数１を［ｈ0 ，ｈ1 ］とすると、サンプル信号は図５
の式で表現される。
【００２４】図６は、ブランチメトリック演算器１０１
のブロック図である。ブランチメトリックは受信信号と
サンプル信号の差の電力値として定義できるので、演算
順序としては、減算器で受信信号とサンプル信号の差を
減算器６０１で求め、その後に２乗演算器６０２で２乗
演算を行いブランチメトリックとして出力する。
のブロック図である。ブランチメトリックは受信信号と
サンプル信号の差の電力値として定義できるので、演算
順序としては、減算器で受信信号とサンプル信号の差を
減算器６０１で求め、その後に２乗演算器６０２で２乗
演算を行いブランチメトリックとして出力する。
【００２５】時刻ｎにおける受信信号をｒnとすると８
つのブランチメトリックｂn,k （ｋ＝０，１，
２．．．，７）は、次の式で表現することが出来る。
つのブランチメトリックｂn,k （ｋ＝０，１，
２．．．，７）は、次の式で表現することが出来る。
【００２６】ｂn,k ＝ （ｒn−ｃk）2 ８つのブランチメトリックは信号判定器１０２で受信信
号の判定が行われる。ここでは、信号の判定法としてビ
タビアルゴリズムを用いた最尤推定法を用いる。
号の判定が行われる。ここでは、信号の判定法としてビ
タビアルゴリズムを用いた最尤推定法を用いる。
【００２７】図７は、ビタビアルゴリズムによる演算を
説明するための状態遷移図である。時刻ｎにおけるパス
メトリック値Ｓ,n,k （ｋ＝０，１，２，３）は時刻ｎ
−１におけるパスメトリック値Ｓn-1,k （ｋ＝０，１，
２，３）とブランチメトリックｂn,k （ｋ＝０，１，
２．．．，７）から求めることが出来る。
説明するための状態遷移図である。時刻ｎにおけるパス
メトリック値Ｓ,n,k （ｋ＝０，１，２，３）は時刻ｎ
−１におけるパスメトリック値Ｓn-1,k （ｋ＝０，１，
２，３）とブランチメトリックｂn,k （ｋ＝０，１，
２．．．，７）から求めることが出来る。
【００２８】図８は、時刻ｎにおけるパスメトリック値
Ｓ,n,k （ｋ＝０，１，２，３）を表わす式である。図
８において、ｍｉｎ［ａ，ｂ］はａとｂを比較し小さい
方を取り出す演算である。この演算を繰り返し、削除さ
れずに残った系列を過去へいくつか遡ることにより、判
定値をもとめることができる。
Ｓ,n,k （ｋ＝０，１，２，３）を表わす式である。図
８において、ｍｉｎ［ａ，ｂ］はａとｂを比較し小さい
方を取り出す演算である。この演算を繰り返し、削除さ
れずに残った系列を過去へいくつか遡ることにより、判
定値をもとめることができる。
【００２９】求められた判定値は判定信号として外部へ
出力されると共に、線形歪みの時間的変化に係数
［ｈ0 ，ｈ1 ］を追従させるための信号として係数修正
器１０３へも出力される。
出力されると共に、線形歪みの時間的変化に係数
［ｈ0 ，ｈ1 ］を追従させるための信号として係数修正
器１０３へも出力される。
【００３０】図９は、係数修正器１０３のブロック図で
ある。遅延素子８０１は受信信号を遅延させるものであ
る。信号判定器１０２では、受信信号が入力されてから
判定信号が出るまでに遅延を生じるため、受信信号と判
定信号のタイミングを一致させるには、この遅延素子８
０１で受信信号を送らせる必要がある。
ある。遅延素子８０１は受信信号を遅延させるものであ
る。信号判定器１０２では、受信信号が入力されてから
判定信号が出るまでに遅延を生じるため、受信信号と判
定信号のタイミングを一致させるには、この遅延素子８
０１で受信信号を送らせる必要がある。
【００３１】係数を修正するアルゴリズムにおいては、
まず受信信号のレプリカを生成し、このレプリカを用い
て係数を修正する。時刻ｎにおける受信信号ｒnとそれ
の判定信号をｄnとする。まず、時刻ｎ、ｎ−１、ｎ−
２の判定信号［ｄn ，ｄn-1，ｄn-2］と係数０および係
数１である［ｈ0 ，ｈ1 ］から受信信号のレプリカｓn
がレプリカ生成器８０３で生成される。
まず受信信号のレプリカを生成し、このレプリカを用い
て係数を修正する。時刻ｎにおける受信信号ｒnとそれ
の判定信号をｄnとする。まず、時刻ｎ、ｎ−１、ｎ−
２の判定信号［ｄn ，ｄn-1，ｄn-2］と係数０および係
数１である［ｈ0 ，ｈ1 ］から受信信号のレプリカｓn
がレプリカ生成器８０３で生成される。
【００３２】図１０は、レプリカｓnを計算する式であ
る。
る。
【００３３】図１１は、レプリカ生成器８０３のブロッ
ク図である。判定信号および推定信号記憶器１０４の出
力信号および係数０と係数１である［ｈ0 ，ｈ1 ］が格
納されているレジスタ８０７の出力信号からレプリカ信
号ｓnおよび歪信号０と歪信号１であるｆ ［ｄn ，ｄ
n-1］とｆ［ｄn-1 ，ｄn-2］が求められて出力される。
ク図である。判定信号および推定信号記憶器１０４の出
力信号および係数０と係数１である［ｈ0 ，ｈ1 ］が格
納されているレジスタ８０７の出力信号からレプリカ信
号ｓnおよび歪信号０と歪信号１であるｆ ［ｄn ，ｄ
n-1］とｆ［ｄn-1 ，ｄn-2］が求められて出力される。
【００３４】図１２は、係数［ｈ0 ，ｈ1 ］の修正を行
う式である。μは収束係数である。収束係数生成器８０
４ではｆ ［ｄn ，ｄn-1］とｆ［ｄn-1 ，ｄn-2］に収
束係数が乗算された値が出力される。
う式である。μは収束係数である。収束係数生成器８０
４ではｆ ［ｄn ，ｄn-1］とｆ［ｄn-1 ，ｄn-2］に収
束係数が乗算された値が出力される。
【００３５】
【発明の効果】以上説明した本発明によれば、非線形変
調に代表される非線形歪みと時間的に変化するマルチパ
ス歪みに代表される線形歪みが存在する環境下におい
て、受信信号の推定を行うことができるようになる。特
に、従来技術においては、マルチパス歪みの時間的変化
に追従するための適応制御における応答の遅さやメモリ
ー容量の増大と言った欠点が存在したが、本発明では非
線形歪みと線形歪みに対しそれぞれ別々に推定処理を行
うことにより、これらの問題を解決することができてい
る。よって、周波数帯域を有効に使いかつ、送信機の電
力効率の高い変調方式である狭帯域ＧＭＳＫを用いた移
動体通信においては、マルチパス歪みが時間的に変化す
る伝送路を用いた通信において、本発明による性能の向
上や小型化が可能となる。特に携帯端末機のような機器
の大きさや消費電力が重要な要素となる分野では、本発
明の効果が大きくなる。
調に代表される非線形歪みと時間的に変化するマルチパ
ス歪みに代表される線形歪みが存在する環境下におい
て、受信信号の推定を行うことができるようになる。特
に、従来技術においては、マルチパス歪みの時間的変化
に追従するための適応制御における応答の遅さやメモリ
ー容量の増大と言った欠点が存在したが、本発明では非
線形歪みと線形歪みに対しそれぞれ別々に推定処理を行
うことにより、これらの問題を解決することができてい
る。よって、周波数帯域を有効に使いかつ、送信機の電
力効率の高い変調方式である狭帯域ＧＭＳＫを用いた移
動体通信においては、マルチパス歪みが時間的に変化す
る伝送路を用いた通信において、本発明による性能の向
上や小型化が可能となる。特に携帯端末機のような機器
の大きさや消費電力が重要な要素となる分野では、本発
明の効果が大きくなる。
【図１】本発明の適応型信号推定器のブロック図
【図２】推定信号記憶器のブロック図
【図３】畳み込み演算器のブロック図
【図４】乗加算器のブロック図
【図５】サンプル信号の表現を示す図
【図６】ブランチメトリック演算器のブロック図
【図７】ビタビアルゴリズムにおける状態遷移図
【図８】時刻ｎにおけるパスメトリックの表現を示す図
【図９】係数修正器のブロック図
【図１０】レプリカの表現を示す図
【図１１】レプリカ生成器のブロック図
【図１２】係数の修正方法を示す図
【図１３】従来の自動等価器のブロック図
１０１ ブランチメトリック演算器 １０２ 信号判定器 １０３ 係数修正器 １０４ 推定信号記憶器 １０５ 畳み込み演算器 ２０１ 誤差検出器 ２０２ 比較器 ２０３ アドレス生成器 ２０４ 推定信号記憶器 ２０５ 修正器 ３０１、３０２、３０３，３０４ ＲＯＭ ４０１ 乗加算器 ５０１ 加算器 ５０２ 乗算器 ６０１ 減算器 ６０２ ２乗演算器 ８０１ 遅延素子 ８０２ 減算器 ８０３ レプリカ生成器 ８０４ 収束係数生成器 ８０５ 乗算器 ８０６ 加算器 ８０７ レジスタ ９０１ レジスタ ９０２ セレクタ ９０３ 乗算器 ９０４ 加算器
Claims (5)
- 【請求項１】 非線形歪みを付加した第１サンプル信号
を出力する推定信号記憶器と、第１サンプル信号に線形
歪みを付加して第2サンプル信号として出力する畳み込
み演算器と、第２サンプル信号と受信信号とからビタビ
アルゴリズム演算で用いるブランチメトリックを生成す
るブランチメトリック演算器と、ブランチメトリック演
算器の出力を用いてビタビアルゴリズムに基づいて最尤
信号推定を行い判定信号を出力する信号判定器と、前記
第1サンプル信号と受信信号と前記判定信号とを入力し
て第2サンプル信号を修正する係数修正器とを備えた適
応型信号推定器であって、 前記係数修正器は、前記受信信号及び第1サンプル信号
から生成したレプリカと、前記受信信号を遅延させた遅
延受信信号との差信号を求め、前記差信号に収束係数を
乗じて積信号を求め、前記積信号を用いてインパルス応
答値を更新し、その更新されたインパルス応答値を前記
畳み込み演算器に出力することを特徴とする適応型信号
推定器。 - 【請求項２】 前記受信信号を、前記信号判定器に前記
受信信号が入力されてから前記判定信号が出力されるま
での時間だけ遅延させることを特徴とする請求項1記載
の適応型信号推定器。 - 【請求項３】 前記収束係数は、定数であることを特徴
とする請求項1記載の適応型信号推定器。 - 【請求項４】 前記推定信号記憶器は、前記非線形歪み
を含むM値符号の符号間干渉がｎシンボル区間にまたが
る場合には、Ｍのｎ乗個の読み出し専用メモリ（ROM）
を備え、前記ROMの各々は、前記シンボル状態によって
定まる非線型歪みを格納し、前記畳み込み演算器に出力
することを特徴とする請求項1記載の適応型信号推定
器。 - 【請求項５】 前記畳み込み演算器は、前記Ｍのｎ乗個
の非線形歪みを畳み込み演算し、その演算結果を前記サ
ンプル信号として出力することを特徴とする請求項４記
載の適応型信号推定器。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11125149A JP2000315968A (ja) | 1999-04-30 | 1999-04-30 | 適応型信号推定器 |
| US09/559,217 US6675184B1 (en) | 1999-04-30 | 2000-04-26 | Adaptive type signal estimator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP11125149A JP2000315968A (ja) | 1999-04-30 | 1999-04-30 | 適応型信号推定器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2000315968A true JP2000315968A (ja) | 2000-11-14 |
Family
ID=14903091
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP11125149A Pending JP2000315968A (ja) | 1999-04-30 | 1999-04-30 | 適応型信号推定器 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6675184B1 (ja) |
| JP (1) | JP2000315968A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014141338A1 (ja) * | 2013-03-13 | 2014-09-18 | 日本電気株式会社 | 信号受信装置、無線通信システム、歪み補償方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 |
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| US8095857B2 (en) * | 2001-12-18 | 2012-01-10 | Agere Systems Inc. | Method and apparatus for joint equalization and decoding of multidimensional codes transmitted over multiple symbol durations |
| US20070058749A1 (en) * | 2005-09-14 | 2007-03-15 | Aria Eshraghi | Modulator |
| US8548072B1 (en) | 2012-06-20 | 2013-10-01 | MagnaCom Ltd. | Timing pilot generation for highly-spectrally-efficient communications |
| US8681889B2 (en) | 2012-06-20 | 2014-03-25 | MagnaCom Ltd. | Multi-mode orthogonal frequency division multiplexing receiver for highly-spectrally-efficient communications |
| US9118519B2 (en) | 2013-11-01 | 2015-08-25 | MagnaCom Ltd. | Reception of inter-symbol-correlated signals using symbol-by-symbol soft-output demodulator |
| US9496900B2 (en) | 2014-05-06 | 2016-11-15 | MagnaCom Ltd. | Signal acquisition in a multimode environment |
| US8891701B1 (en) * | 2014-06-06 | 2014-11-18 | MagnaCom Ltd. | Nonlinearity compensation for reception of OFDM signals |
| US9246523B1 (en) | 2014-08-27 | 2016-01-26 | MagnaCom Ltd. | Transmitter signal shaping |
| CN107255814B (zh) * | 2017-07-31 | 2020-04-10 | 西安电子科技大学 | 一种基于lfmsk波形的雷达目标检测方法 |
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|---|---|---|---|---|
| JPS58148533A (ja) | 1982-03-01 | 1983-09-03 | Nec Corp | 適応非線形受信機 |
| NO163120C (no) * | 1987-05-19 | 1990-04-04 | Sintef | Fremgangsmaate ved demodulasjon i digitale kommunikasjonssystemer med flerbane-propagasjon. |
| US5272726A (en) * | 1990-07-31 | 1993-12-21 | Nec Corporation | Blind type sequence estimator for use in communications system |
| US5436928A (en) * | 1991-04-08 | 1995-07-25 | Nippon Telegraph And Telephone Corporation | Method and apparatus for equalizing transmission line characteristics which vary at high speed in mobile radio communication |
| JP2932830B2 (ja) | 1991-05-29 | 1999-08-09 | 日本電気株式会社 | 非線形歪等化用適応型等化器 |
| JP2806084B2 (ja) | 1991-06-27 | 1998-09-30 | 日本電気株式会社 | 自動等化器 |
| JPH0514125A (ja) | 1991-06-27 | 1993-01-22 | Nec Corp | 自動等化器 |
| JP2876856B2 (ja) * | 1991-10-31 | 1999-03-31 | 日本電気株式会社 | 系列推定方法および装置 |
| EP0600095B1 (en) * | 1992-06-22 | 2000-05-10 | Oki Electric Industry Company, Limited | Bit error counter and its counting method, and signal identifying device and its identifying method |
| JP2770901B2 (ja) | 1992-09-29 | 1998-07-02 | 富士ゼロックス株式会社 | ディスク制御方法 |
| US5432821A (en) * | 1992-12-02 | 1995-07-11 | University Of Southern California | System and method for estimating data sequences in digital transmissions |
| US5537443A (en) * | 1993-01-19 | 1996-07-16 | Ntt Mobile Communications Network Inc. | Interference signal cancelling method, receiver and communication system using the same |
| JP3399019B2 (ja) | 1993-05-26 | 2003-04-21 | ソニー株式会社 | ビタビ等化器 |
| JPH08307283A (ja) * | 1995-03-09 | 1996-11-22 | Oki Electric Ind Co Ltd | 最尤系列推定器及び最尤系列推定方法 |
| JPH1013317A (ja) | 1996-06-26 | 1998-01-16 | Kokusai Electric Co Ltd | 適応等化器 |
| JPH10271051A (ja) | 1997-03-11 | 1998-10-09 | Alcatel Alsthom Co General Electricite | 双方向等化を伴う送／受信装置 |
| JP3206550B2 (ja) * | 1998-05-11 | 2001-09-10 | 日本電気株式会社 | 位相同期ループ付き信号推定器 |
-
1999
- 1999-04-30 JP JP11125149A patent/JP2000315968A/ja active Pending
-
2000
- 2000-04-26 US US09/559,217 patent/US6675184B1/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2014141338A1 (ja) * | 2013-03-13 | 2014-09-18 | 日本電気株式会社 | 信号受信装置、無線通信システム、歪み補償方法及び非一時的なコンピュータ可読媒体 |
| JPWO2014141338A1 (ja) * | 2013-03-13 | 2017-02-16 | 日本電気株式会社 | 信号受信装置、無線通信システム、歪み補償方法及びプログラム |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6675184B1 (en) | 2004-01-06 |
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