CN1689292B - 具有虚拟并联均衡器的通信接收机 - Google Patents

Abstract

通过训练虚拟并联均衡器来优化通信系统中接收机处的均衡器的方法。为训练均衡器使用了多种配置，并且确定性能度量或估计。比较多种配置的性能度量以确定最优配置。训练和选择以充分高于接收采样率的速率进行，以便允许数据采样处理间的优化。

Description

具有虚拟并联均衡器的通信接收机

背景

技术领域

本发明一般涉及通信系统中的均衡，尤其涉及带有虚拟并联均衡器的通用接收机。

背景技术

为信息从一个设备到另一个设备的传输使用了通信系统。在传输前，信息被编码成适合在一通信信道上传输的格式。发送信号通过通信信道时失真；信号也经受由于传输期间的噪声和干扰引起的衰弱。带宽受限信道中通常遇到的一例干扰被称为码元间干扰(ISI)。因为由于信道扩散特性而对发送的码元脉冲进行扩展，因此出现ISI，这导致相邻码元脉冲的重叠。接收信号被解码并被转换成原始编码前的形式。发射机和接收机都被设计成使信道不完整性和干扰的效应最小。为本发明说明起见，由于信道不完整性而引起的干扰或失真、或者它们的任意组合都被总称为噪声。

可以实现各种接收机设计来补偿由发射机和信道所造成的噪声。例如，均衡器是处理ISI的一种常用选择。均衡器纠正了失真并且生成发送码元的估计。在无线环境中，要求均衡器处理时变的信道条件。理想情况下，均衡器的响应根据信道特征的变化而调节。均衡器响应于变化条件的能力与均衡器抽头数有关。较多的抽头使均衡器能更准确地根据变化进行调节，而较少的抽头允许较快的适配。通过选择抽头数来优化均衡器是困难的，因为这要求对互相竞争的目标进行平衡。

因此需要一种均衡器设计，该设计能优化多种系统和条件的性能。

附图说明

图1A是通信系统中的组件框图；

图1B是图1A所示的通信系统的详细部分；

图2是采用线性均衡器的接收机的框图；

图3是图2所示的线性均衡器的示意图；

图4是采样内存存储单元的示意图；

图5和6说明了用于实现多“虚拟并联”均衡器的过程；

图7说明了用于实现三个“虚拟并联”均衡器的过程；

图8是高数据速率系统中一时隙结构的框图；

图9和10说明了为多种均衡器参数训练均衡器的过程；

图11说明了各种均衡器配置。

具体实施方式

为信息从一个设备到另一个设备的传输使用了通信系统。在传输前，信息被编码成适合在一通信信道上传输的格式。通信信道可以是一传输线或是发射机和接收机间的自由空间。在信号通过信道时，发送信号由于信道中的不完整性而产生失真。而且信号经受由于传输期间的噪声和干扰引起的衰弱。带宽受限信道中通常遇到的一例干扰被称为码元间干扰(ISI)。因为由于信道扩散特性而对发送的码元脉冲进行扩展，因此出现ISI，这导致相邻码元脉冲的重叠。在接收机处，信号经处理并被转换成原始编码前的形式。发射机和接收机都被设计成使信道不完整性和干扰的效应最小。为本发明说明起见，由于信道不完整性而引起的干扰或失真、或者它们的任意组合都被总称为噪声。

可以实现各种接收机设计来补偿由发射机和信道所造成的噪声。例如，均衡器是处理ISI的一种常用选择。均衡器可以用横向滤波器来实现，即有T秒抽头的延迟线(其中T是码元持续期)。抽头的内容被放大和相加以生成发送码元的估计。调节抽头系数以便减小在时间上与期望码元相邻的码元所产生的干扰。通常采用一自适应的均衡技术，其中持续并自动地调节抽头系数。自适应均衡器使用一指定的算法，比如最小均方(LMS)或递归最小平方(RLS)，以确定抽头系数。码元估计耦合到诸如解码器或码元限制器这样的判决设备。

接收机在存在噪声时检测信号的能力是基于接收到的信号功率和噪声功率之比。该比率通常称为信号对噪声功率比(SNR)，或载波干扰比(C/I)。这些术语或类似术语的工业使用通常可交换，然而意义是相同的。因而，本领域的技术人员能理解，这里对C/I的引用包含了在通信系统中的各点处度量噪声效应的宽泛概念。

一般而言，通过评估已知发送码元序列的码元估计而确定接收机内的C/I。这在接收机内可以通过计算发送导频信号的C/I来完成。由于导频信号是已知的，因此接收机可以基于来自均衡器的码元估计而计算C/I。所产生的C/I计算可供许多目的而使用。在采用可变速率数据请求方案的通信系统中，接收机可以以它基于C/I所能支持的最大数据速率向发射机通信。而且，如果接收机包括一turbo解码器，则根据发送的信号集，对数似然比(LLR)计算需要C/I的准确估计。

无线通信系统中的均衡器被设计成适应时变的信道条件。随着信道特征改变，均衡器相应地调节其响应。这种改变可能包括传播介质或发射机和接收机的相对运动、以及其它条件的变化。如上所述，通常适应自适应的滤波算法来修改均衡器抽头系数。采用自适应算法的均衡器一般被称为自适应均衡器。自适应算法共享一共同属性：自适应速度随着均衡器抽头数的增加而降低。慢自适应影响到自适应均衡器的跟踪行为。“长”均衡器是期望的，即具有大量抽头的均衡器，因为长均衡器更准确地估计了反转信道失真，导致良好的稳态性能。然而，长均衡器对信道变化的反应较慢，导致较差的瞬变行为，即在信道快速变化时的较差性能。最优抽头数平衡了这些考虑，并且在良好的稳态性能和良好的瞬变性能之间折衷。

实践中，确定最优抽头数是困难的，因为最优值取决于多种条件和目标，包括但不限于：信道的瞬时响应以及信道的变化率。因此如果均衡器要在多种信道上或多种时变条件下使用，则很难先验地确定最优抽头数。

如这里所公开的，一实施例通过训练多个“虚拟”自适应均衡器而选择最优抽头数，所述多个虚拟自适应均衡器的长度不同、并且“并联地”运作。这里使用术语“并联”意指在相同的采样集上训练这多个虚拟均衡器。这里使用术语“虚拟”意指：这些均衡器的每一个都在不同的配置中使用了相同部分的物理硬件。怎样不同地配置硬件是取决于例如均衡器的长度、或者其它均衡器参数。实践中，使用一预定的、固定长度的均衡器，其中通过把特定的抽头系数设为零而动态地调节均衡器的有效长度。多个自适应均衡器被“并联地”训练，基于性能选择一个均衡器配置。例如，选择可以对应于：发送导频信号和给定长度的均衡器所生成的估计之间的最小均方误差(MSE)；或均衡器输出处的最高信号对干扰和噪声比(SINR)；或者某些其它标准。性能度量或估计提供了一种比较各个均衡器配置的手段。然后为处理接收到的数据信号而使用所选择的均衡器配置。

如果接收机的性能在可能信道条件和信道变化率的“总体”上是最优的，则该接收机被称为“通用的”。如果根据MSE估计或C/I估计所选择的均衡器实际上是所有被评估配置中间的最佳均衡器配置，则具有多个虚拟并联均衡器的接收机是“通用的”。因此，为了使具有多个虚拟并联均衡器的接收机是“通用的”，准确的MSE估计或C/I估计是必须的。下面描述了这一接收机的示例性实施例。

这里使用单词“示例性”意指“充当示例、实例或说明”。这里描述为“示例性”的任一实施例都不必被视为比其它实施例更为优选或有利。

图1A说明了通信系统100的一部分组件。除了所示的那些方块以外，其它方块和模块也可以被结合到通信系统中。由一信源(未示出)产生的比特被组帧、编码、然后被映射到信令星座图中的码元上。由信源所提供的二进制数字的序列被称为信息序列。信息序列由编码器102编码，编码器102输出一比特序列。编码器102的输出被提供给映射单元104，后者充当到通信信道的接口。映射单元104把编码器输出序列映射到复值信令星座图内的码元y(n)。部分120还建模了进一步的发送处理，包括调制块，以及通信信道和模拟接收机处理。

图1B说明了在图1A的部分120内包括的一些细节。如图1B所示，复码元y(n)被调制到一模拟信号脉冲上，所产生的复基带波形被正弦地调制到载波信号的同相和正交相位分支上。所产生的模拟信号由RF天线(未示出)通过一通信信道发出。这样可以实现多种调制方案，比如M元相移键控(M-PSK)、2^M元正交幅度调制(2^MQAM)等等。

每种调制方案都有一相关的“信令星座图”，它把一个或多个比特映射为一唯一的复码元。例如，在4-PSK调制中，把两个经编码的比特映射到四个可能的复值{1，j，-1，-j}中之一。因此，每个复码元y(n)都可能采取四个可能的值。通常对于M-PSK而言，把log₂M个已编码比特映射到复单位圆上M个可能的复值之一。

继续图1A，在接收机处，模拟波形经下变频、滤波和采样，比如以适当倍数的奈奎斯特(Nyquist)速率进行采样。所产生的采样被均衡器110处理，后者纠正信号失真以及信道所引入的其它噪声和干扰，由部分120建模。均衡器110输出发送码元y(n)的估计。然后解码器112处理码元估计以确定原始信息比特，即被输入编码器102的源比特。

如图1A和1B所示的接收机前端中脉冲滤波器、I-Q调制器、信道和模拟处理器的组合由一线性滤波器106建模，该线性滤波器106具有脉冲响应{h_k}和z变换H(z)，其中由信道引入的干扰和噪声被建模为附加白高斯噪声(AWGN)。

图1B详述了处理部分120，其包括与基带滤波器126和128耦合的前端处理单元122，两个滤波器分别用于处理同相(I)和正交(Q)分量。每个基带滤波器126、128然后耦合到乘法器，用于与一相应的载波相乘。所产生的波形然后在加法节点134处相加，然后通过通信信道被发送到接收机。在接收机处，模拟预处理单元142接收发送信号，该信号被处理并被传送到匹配滤波器144。然后把匹配滤波器144的输出提供给模/数(A/D)转换器146。注意到按照设计和操作标准可以实现其它模块。图1A和1B的组件和元件为了理解下述讨论而提供，并不是通信系统的完整描述。

高数据速率通信系统

在以下描述中为了简洁而描述了一特定点高数据速率系统。可以实现能以高数据速率提供信息传输的其它系统。对于被设计成以较高数据速率发送的CDMA通信系统而言，比如高数据速率(HDR)通信系统，可以使用一可变数据速率请求方案来以C/I所支持的最大数据速率进行通信。HDR通信系统一般被设计成符合一个或多个标准，比如“cdma2000 High Rate Packet Data Air Interface Specification”，3GPP2 C.S0024，版本2，2002年10月27日由“第三代合伙人计划”的协会所公布。上述标准的内容通过引用被结合于此。

图2示出采用可变速率数据请求方案的示例性HDR通信系统中的接收机。接收机150是通过在反向链路上向基站(未示出)发送数据而与一陆基数据网通信的订户站。基站接收数据并通过基站控制器(BSC)(未示出)把数据路由到陆基网络。相反，到订户站150的通信可以经由BSC从陆基网络被路由到基站，并且在前向链路上从基站被发送到订户站150。前向链路是指从基站到订户站的传输，反向链路是指从订户站到基站的传输。

在示例性的HDR通信系统中，从基站到订户站150的前向链路数据传输应该以前向链路所能支持的最大数据速率或接近该速率而发生。首先，订户站150使用一预定的接入过程与基站建立通信。在该连接状态下，订户站150可以接收数据并且控制来自基站的消息，并且能把数据和控制消息发送到基站。然后，订户站150估计来自基站的前向链路传输的C/I。前向链路传输的C/I可以通过度量来自基站的导频信号而获得。基于C/I估计，订户站150向基站发送一数据速率请求消息，作为一指定DRC信道上的数据速率控制(DRC)消息。DRC消息可能包含所请求的数据速率，或者包含前向链路信道质量的指示，例如C/I度量自身、比特差错率或分组差错率。基站使用来自订户站150的DRC消息以最高可能的速率有效地发送前向链路数据。

BSC(未示出)可能与一分组网络接口、PSTN和/或其它基站相接，并且用于在订户站和其它用户间协调通信。

前向链路导频信道提供一导频信号，该信号可由订户站150用于初始捕获、相位恢复和定时恢复。此外，订户站150也可以使用导频信号来执行C/I度量。在所述的示例性实施例中，前向链路上的每个时隙都有2048个码片长，在该时隙的四分之一和四分之三的结尾处出现两个导频脉冲。每个导频脉冲的持续期都为96个码片。图8说明了HDR系统中一时隙的例子，其中每个时隙有两部分。每半个时隙都包括一导频脉冲。

前向链路传输被订户站150处一天线所接收。接收信号从天线被路由到模拟预处理单元142内的接收机、匹配滤波器144、模数(A/D)转换器。接收机滤波并放大该信号，把信号下变频为基带，对基带信号进行正交调制，并且数字化基带信号。经数字化的基带信号耦合到解调器。解调器包括载波和定时恢复电路，并进一步包括均衡器110。均衡器110补偿ISI并且从数字化的基带信号生成码元估计。码元估计经由通信总线158耦合到控制器154。然后，控制器生成DRC消息。均衡器110的输出也被提供给解码器112。解码器112、均衡器110和控制器154各自耦合到通信总线158。

除了生成DRC消息以外，控制器154可用来支持反向链路上的数据和消息传输。控制器154可以在微控制器、微处理器、数字信号处理(DSP)芯片、为执行这里所述功能而编程的ASIC或者本领域已知的任何其它实现方式中实现。定时单元152也耦合到通信总线158。示例性实施例包括经由通信总线158与均衡器110和控制器154耦合的采样内存存储单元156。图4中说明了采样内存存储单元156，并且在下面描述。

虚拟并联均衡器

如上所述，在多个信道类型上并且为多个信道变化率而有效地优化一通用接收机的性能。一种实现通用接收机的方法是通过使用并联均衡器而实现。这一选项需要成本。特别是，实现并联有限脉冲响应(FIR)滤波器的硬件成本起到阻止作用。然而，通过利用处理速度的优点以及硬件的灵活性，可以虚拟地实现并联均衡器。

均衡器110在接收机150内被操作，以便充当一组虚拟并联均衡器。图3中进一步说明了均衡器110的一部分。按照示例性实施例，接收采样X_n在应用于均衡器110之前被保存在采样内存存储单元156中。内存存储单元156被设计成同时保存采样的多个半时隙。这样，虽然采样的一半时隙被写入采样内存存储单元156，然而采样的前一半时隙被均衡器110读取并处理。例如，对于持续期为T秒的半时隙而言，比如在HDR中T＝0.833ms，只要采样的每个半时隙都在T秒以内被读取和处理，就能避免内存的读/写冲突。处理采样的一半时隙包括在该半时隙内的导频脉冲上训练均衡器系数，比如经由自适应滤波算法进行，以及使用均衡器110对该半时隙内的一个或多个数据段进行滤波。按照该实施例，均衡器实现一FIR滤波器，该滤波器的内部时钟速率高于码元传输率。按照该实施例，FIR实现提供了实现虚拟均衡器的能力。这种训练和滤波仅占用了所允许时间T的一部分。例如，训练均衡器和对数据段滤波可能分别需要0.1T和0.3T秒。如果不需要其它信号处理，均衡器110就会在大约0.6T秒的时间内空闲，从而能够为均衡器110的再用使用0.4T秒。

采样内存存储单元156是能够对接收到的采样信息进行写和重写的易失性存储器，比如读存取存储器(RAM)。图4中说明了采样内存存储单元156，它具有两部分：A和B。来自A/D输出的采样被顺序保存在采样内存存储单元156中，并从中提供给均衡器110。在一半时隙期间，来自A/D输出的采样可以被顺序地写入标记为A的RAM部分。虽然这些采样被写入，然而均衡器可以读取和处理来自标记为B的RAM部分的采样。只要均衡器读取和处理来自标记为B的RAM部分的采样所需的时间小于填充标记为A的RAM部分所需的时间，则存储器中就没有读/写冲突。当均衡器完成处理来自B的采样且一旦RAM部分A被填满时，均衡器就接着处理下一半时隙的采样，即RAM部分A中的采样，而A/D输出采样现在被顺序地写入RAM部分B。

均衡器110包括多个延迟单元200。延迟单元200间耦合有乘法器或抽头210。每个乘法器都有一相应的系数，所述系数可以被视为各个抽头配置的加权因数。系数被标记为c_i，对于i＝0，1，...，N-1。然后把每个乘法器210耦合到一系列加法器220。加法器220串联耦合，并且提供累积输出

该输出包括每个抽头值与一相应的系数值相乘的项。均衡器110的输出是发送码元的估计。把一个或多个输出

提供给配置选择单元250，后者为每个配置保存所产生的输出

每个配置都有一组不同的系数值。注意到改变系数值以便把一个或多个系数设为零能有效地改变均衡器的长度。例如，如果系数c₀，c₁，c_N-2和c_N-1被设为零，则均衡器长度从N个抽头有效地减少为N-4个抽头。对于每个半时隙而言，配置选择单元250分析了每个配置的输出，即码元估计

并且为该半时隙确定最佳配置。然后，配置选择单元250向系数内存存储器和控制器230提供配置信息，即系数值。控制器230向乘法器210提供适当的系数值。注意到按照该实施例，配置选择单元250估计输出和已知导频码元间的MSE，并且确定具有最小估计的MSE的配置。在另一实施例中，配置选择单元250根据输出

估计C/I，并且确定具有最高所估计的C/I的配置。

在一实施例中，均衡器110为系统所需的最长长度而设计。均衡器110包括一N抽头FIR，具有N个系数和一相应的延迟线。均衡器110的FIR系数用期望值来加载。为n个“虚拟”均衡器选择了一组中间均衡器长度{N_i：i＝1，...，n}。虚拟均衡器是指完全长度均衡器，其系数被设为零，以便有效地改变均衡器的长度。所选的一组长度按照以下确定：

0＝N₀＜1≤N₁＜N₂＜...＜N_n≤N＜N_n+1＝∞.      (1)

如果该方法假定N以及每一个N_i都是奇数，则第i个虚拟均衡器抽头系数可以被写为：{h_i(k)：|k|≤(N-1)/2}，附加的限制条件是：

h_i(k)＝0，for(N_i-1)/2＜|k|≤(N-1)/2.          (2)

注意到第i个虚拟均衡器仅有N_i个非零系数，即第i个虚拟均衡器的长度为N_i。均衡器110包括系数内存存储器和控制器230，用于为n个虚拟均衡器的每一个保存均衡器系数{h_i(k)}。

图5说明了用于处理均衡器110中的采样的一种方法300。在步骤302，该过程把索引初始化为i＝1。在判决菱形304，索引与虚拟均衡器的数目n相比较。如果索引i小于或等于n，处理继续到图6的步骤320以便从系数内存存储器和控制器230检取系数{h_i(k)：|k|≤(N_i-1)/2}。然后在步骤322把所述系数加载到FIR内。然后在步骤324，该过程从采样内存存储单元156读取导频脉冲采样。然后在步骤326，均衡器在导频脉冲上训练，而同时强制上述公式(2)的限制条件。训练可以这样完成：在一自适应算法的系数更新期间禁用特定系数的加法器220。注意到也需要调节自适应算法的步距来辨认均衡器有N_i≤N个抽头。与均衡器110的FIR的训练同时，接收机150在步骤328估计导频脉冲的C/I或MSE。在对导频脉冲上训练后，在步骤330，该过程从FIR读取的更新后的系数，并把这些值返回到系数内存存储器230。所估计的C/I被称为X_i。处理返回图5的步骤304，如果i＞n，在步骤306设j＝argmax_i＝1，...nX_i。然后在步骤308，该过程把均衡器长度设为第j个虚拟均衡器的长度，即N_j，该长度被视为在当前半时隙上最优。从系数内存存储器230检取相应的系数{h_j(k)：|k|≤(N_j-1)/2}。然后在步骤310把这些系数加载到均衡器110内，设h_j(k)＝0，对于(N_j-1)/2＜|k|＜(N-1)/2。然后在步骤312从采样内存存储单元156读取数据段采样并且用FIR进行滤波。

在无线通信系统中的典型信道上，最优均衡器长度可能仅仅缓慢变化，因此最优均衡器长度可能在大量连续的半时隙上不发生变化。考虑三个并联均衡器，长度为N_j，N_j-1和N_j+1。选择长度N_j作为前一半时隙上的最优长度，即第j个配置在前一半时隙上最优。长度N_j，N_j-1和N_j+1按照公式(1)来选择。一修改的实施例仅训练三个虚拟均衡器，而不是一直训练n个虚拟均衡器的整个族。图7说明了方法400。该过程开始时把j设为n，把长度N_j设为N。在步骤408训练长度分别为max(N_j-1，1)、N_j和min(N_j-1，N)的三个虚拟均衡器。设置k，使长度为N_k的均衡器配置导致最高的估计C/I。在步骤410，该过程使用均衡器更新后的系数N_k对该半时隙的数据段进行滤波。索引j在步骤412被设为k，过程返回判决菱形402。过程继续作用于下一半时隙，其j被设为k，N_j被设为N_k。三个均衡器是示例性地给出的，其中以类似方式能实现扩展为任何数量的虚拟均衡器。

虽然上面讨论的虚拟并联均衡器考虑了包括一特定滤波器配置的均衡器，也就是有固定、预定长度的FIR滤波器，然而所述概念可以应用于任一均衡器配置。此外，其它均衡器参数可以被结合在选择过程内。均衡器参数包含定义了均衡器的功能和操作的任一变量。均衡器参数包括、但不限于：输入采样的DC偏移值或相移值、或是扇区标识符。此外，训练可以为各种均衡器配置而执行，其中为每个配置改变多个参数。例如，在并联训练的均衡器配置当中，一个配置可以是把长度L的均衡器分配给扇区M。另一个配置可以是把长度L’的均衡器分配给扇区M’。为每个配置保存一性能度量或估计，比如MSE、C/I或SINR。然后比较每个配置的性能度量，并且确定最优配置。

图9和10中说明了普遍情况。用于处理均衡器110中采样的方法700在步骤702把索引初始化为i＝1。在判决菱形704，该索引与虚拟均衡器的数目n相比较。对于小于或等于n的索引i，处理继续到图10的步骤720以便从参数内存存储器中检取均衡器参数，所述参数内存存储器类似于内存存储器和控制器230。然后在步骤722，这些参数用于配置均衡器。在步骤724，该过程从采样内存存储单元(比如采样内存存储单元156)读取导频脉冲采样。均衡器然后在步骤726在导频脉冲上训练。在步骤728，与均衡器110的训练同时，接收机150估计导频脉冲的性能度量。在导频脉冲上训练之后，在步骤730，过程读取相应的参数并且把这些值返回参数内存存储器。测得的性能参数被称为X_i。处理返回图9的步骤706，设j＝argmax_{i＝1，...，n}X_i。然后在步骤708，过程把均衡器长度选择为虚拟均衡器的长度N_j，该长度在当前的半时隙上是最优的。相应的均衡器参数从参数内存存储器被检取。然后这些参数在步骤710用来配置均衡器110。然后在步骤712，从采样内存存储器单元读取数据段采样，并且用所配置的均衡器对它们进行处理。

均衡器110的优化可以通过训练并联均衡器而执行，其中每个并联均衡器都定义了一种均衡器110的配置。通过比较每种配置的性能来选择最优配置。为这种训练和比较而选择的并联均衡器可以按照均衡器的任一参数、或者均衡器参数的组合来定义。例如，在一种情况下，并联均衡器可以用判决反馈均衡器实现，不同的配置能单独指定每种配置中要使用的反馈滤波器和前馈滤波器的长度。在另一种情况下，均衡器参数可能包括一扇区标识符，其中接收机能从多个发射机接收数据采样，比如在软切换场合下。在该情况下，扇区标识符为比较提供了进一步的条件或均衡器参数，目标是选择用于接收的最佳扇区。图11说明了经索引的从1到N的配置表，该表格用来优化均衡器110。第一配置由长度为L1的FIR 110定义，其中长度是指具有非零系数的滤波器抽头数，接收扇区标识了扇区S1。相似地给出其它配置，其中L2可能不等于L1，扇区S1和S2可能是通信系统中的不同扇区。各种配置应用于均衡器，作出或估计性能度量。然后比较每一标准的性能度量以确定最优配置。然后把最优配置应用于采样内存存储器中保存的数据。在该情况下，最优配置还向接收机提供了与用于最优接收的最佳扇区有关的指示。可以采用任何数量的参数和参数组合。

在上面提供的例子中，采样内存存储器的使用能实现虚拟并联均衡器。通过保存以预定传输速率接收到的采样，接收机有时间来为多种配置训练均衡器，从而选择最优配置并且在实际处理采样数据前适应该配置。导频脉冲也被保存在采样内存存储器中，并且从中被检取供训练均衡器所用。

性能度量

如上所述，均衡器配置可以根据SINR、C/I或其它性能标准的度量来选择。其它性能标准可以包括例如：在导频采样上测得的均衡器配置的均方误差。例如，如果导频采样上的均衡器输出由

给出，且所述的导频码元标记为{y_n：n＝1，...，K}，则该配置的均方误差(MSE)给出如下：

$\mathrm{MSE}=\frac{1}{K}\underset{n=1}{\overset{K}{\mathrm{\Σ}}}{|{\hat{y}}_n-y_n|}^2.---\left(3\right)$

SINR或C/I估计的一种定义如下：

$\mathrm{SINR}=\frac{1}{\mathrm{MSE}}-1.---\left(4\right)$

其它定义或性能度量也是可行的。

上面给出的模型、方法和装置充当支持不同的系统、信道条件和接收机设计的各个实施例的示例。上述并联均衡器的应用可以用适合在多种通信系统中操作的多种接收机的任一种来实现，所述通信系统包括但不限于高数据速率系统。

本领域的技术人员能进一步理解，结合这里所公开的实施例所描述的各种说明性的逻辑块、模块、电路和算法步骤可以为电子硬件、计算机软件或两者的组合来实现。为了清楚说明硬件和软件间的互换性，各种说明性的组件、框图、模块、电路和步骤一般按照其功能性进行了阐述。这些功能性究竟作为硬件或软件来实现取决于整个系统所采用的特定的应用程序和设计。熟练的技术人员可能以对于每个特定应用不同的方式来实现所述功能，但这种实现决定不应被解释为造成背离本发明的范围。

结合这里所描述的实施例来描述的各种说明性的逻辑块、模块和算法步骤的实现或执行可以用：通用处理器、数字信号处理器(DSP)、专用集成电路(ASIC)、场可编程门阵列(FPGA)或其它可编程逻辑器件、离散门或晶体管逻辑、离散硬件组件或者为执行这里所述功能而设计的任意组合。通用处理器可能是微处理器，然而或者，处理器可以是任何常规的处理器、控制器、微控制器或状态机。处理器也可能用计算设备的组合来实现，如，DSP和微处理器的组合、多个微处理器、结合DSP内核的一个或多个微处理器或者任意其它这种配置。

结合这里所公开实施例描述的方法或算法的步骤可能直接包含在硬件中、由处理器执行的软件模块中或在两者当中。软件模块可能驻留在RAM存储器、闪存、ROM存储器、EPROM存储器、EEPROM存储器、寄存器、硬盘、可移动盘、CD-ROM或本领域中已知的任何其它形式的存储介质中。示例性存储介质与处理器耦合，使得处理器可以从存储介质读取信息，或把信息写入存储介质。或者，存储介质可以与处理器整合。处理器和存储介质可能驻留在ASIC中。ASIC可能驻留在用户终端中。或者，处理器和存储介质可能作为离散组件驻留在用户终端中。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不背离本发明的精神和范围。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而要符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (14)

1.一种使用由一组参数定义的单个硬件均衡器从接收采样中估计发送信号的方法，所述方法包括：

为所述一组参数确定第一组值；

训练所述均衡器来产生更新后的第一组值；

估计所述均衡器的性能参数的第一测量，所述性能参数的第一测量与更新后的第一组值相关联；

为所述一组参数设置第二组值，其中所述第二组值有效地改变了所述均衡器的配置；

训练所述均衡器以生成更新后的第二组值；

估计所述均衡器的性能参数的第二测量，所述性能参数的第二测量与更新后的第二组值相关联；

把所述第一测量与第二测量相比较；

根据所述第一和第二测量的比较来选择更新后的第一组值或第二组值之一；以及

使用选择结果来配置所述均衡器。

2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，为训练所述均衡器而使用了已知的采样序列。

3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述性能参数是所述均衡器的载波干扰比(C/I)。

4.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

接收数据采样；

把所述数据采样保存在一采样内存存储设备中；

检取所述数据采样的至少一部分；以及

用所配置的均衡器来处理所述数据采样的至少一部分。

5.如权利要求1所述的方法，其特征在于还包括：

把所选择的更新后的第一组值或第二组值之一保存在一参数内存存储器中。

6.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一组参数包括均衡器的第一滤波器的滤波器系数。

7.如权利要求6所述的方法，其特征在于，所述一组参数还包括均衡器的第二滤波器的滤波器系数。

8.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一组参数包括所述接收采样的DC偏移。

9.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一组参数包括一扇区标识符。

10.如权利要求1所述的方法，其特征在于，所述一组参数包括所述接收采样的相位。

11.一种使用由一组参数定义的单个硬件均衡器从接收采样估计发送信号的装置，所述装置包括：

用于为所述一组参数确定第一组值的装置；

用于训练所述均衡器以生成更新后的第一组值的装置；

用于估计均衡器的性能参数的第一测量的装置，所述性能参数的第一测量与更新后的第一组值相关联；

用于为所述一组参数设置第二组值的装置，其中所述第二组值有效地改变了所述均衡器的配置；

用于训练均衡器以生成更新后的第二组值的装置；

用于估计均衡器的性能参数的第二测量的装置，所述性能参数的第二测量与更新后的第二组值相关联；

用于把所述第一测量与所述第二测量相比较的装置；

用于根据所述第一和第二测量的比较而选择更新后的第一组值或第二组值之一的装置；以及

用于用选择结果来配置所述均衡器的装置。

12.如权利要求1所述的方法，其特征在于，训练所述均衡器来产生更新后的第一组值包括：

用所述第一组值配置所述均衡器；

从一采样内存存储设备读取导频脉冲的采样；

在所述导频脉冲上训练用所述第一组值配置的所述均衡器以产生所述更新后的第一组值；

其中训练所述均衡器以生成更新后的第二组值包括：

用所述第二组值配置所述均衡器；

从所述采样内存存储设备读取所述导频脉冲的采样；

在所述导频脉冲上训练用所述第二组值配置的所述均衡器以产生所述更新后的第二组值。

13.如权利要求12所述的方法，其特征在于，还包括用所配置的均衡器来处理接收到的数据采样。

14.如权利要求11所述的装置，其特征在于，用于训练所述均衡器以生成更新后的第一组值的装置包括：

用于用所述第一组值配置所述均衡器的装置；

用于从一采样内存存储设备读取导频脉冲的采样的装置；

用于在所述导频脉冲上训练用所述第一组值配置的所述均衡器以产生所述更新后的第一组值的装置；

其中用于训练所述均衡器以生成更新后的第二组值的装置包括：

用于用所述第二组值配置所述均衡器的装置；

用于从所述采样内存存储设备读取所述导频脉冲的采样的装置；

用于在所述导频脉冲上训练用所述第二组值配置的所述均衡器以产生所述更新后的第二组值的装置。

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