CN101053153A - 具双模主动分接器遮罩产生器及导频参考信号振幅控制单元的适应等化器 - Google Patents

Abstract

一种适应等化器，包含一等化器滤波器及一分接器系数产生器，用来处理从多个接收信号所导出的样本数据流。该分接器系数产生器包含一等化器分接器更新单元、一向量标准量平方估测器、一主动分接器遮罩产生器、一开关及被用来最小化该等化器滤波器动态范围的一前导振幅参考单元。当该等化器滤波器所输出的未遮罩信号输出被该开关选择以产生被馈送至该等化器分接器更新单元的误差信号时，动态遮罩向量是用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器。当该等化器滤波器所输出的遮罩信号用来产生该误差信号时，固定遮罩向量是用来遮罩该等化器滤波器所产生的主动分接器。

Description

具双模主动分接器遮罩产生器及导频参考信号振幅控制单元的适应等化器

技术领域

本发明有关被用于正规化最小均方(NLMS)芯片电平等化(CLE)接收器中的适应等化器。更特别是，本发明是有关可控制适应等化器输出功率的前导振幅参考单元，及当静态滤波分接器遮罩模式或动态滤波分接器遮罩模式被执行时可产生主动分接器遮罩的主动分接器参考单元。

背景技术

如正规化最小均方为基础接收器的适应等化器为基础接收器是可提供雷克(Rake)接收器上如频分双工(FDD)高速下链封包存取(HSDPA)或码分多址(CDMA)2000进展数据语音(EV-DV)的高数据速率服务优异效能。典型正规化最小均方接收器包含一等化器，具有一等化器滤波器及一分接器系数产生器。等化器滤波器通常为一有限脉冲响应(FIR)滤波器。该等化器中的分接器系数产生器可产生该等化器滤波器的适当分接器系数，并使用正规化最小均方演算法适当及迭代地以时序基础来更新该分接器系数。该正规化最小均方演算法是通过迭代地更新该分接器系数权重来尝试收敛至最小均方差(MMSE)解，使其平均接近该最小均方差解。

通常，产生及更新该分接器系数需误差信号计算，向量标准量计算及漏泄积分。当该最适等化器滤波器分接器系数包含一个或更多零值时，可预期通过遮罩该分接器而非使该正规化最小均方演算法尝试将该分接器值设定为零来有效将某些分接器从该等化器滤波器移除。因为一直具有混乱该系统的若干杂讯且因时间变动通道中的步长无法很小，所以该正规化最小均方演算法仅可使该分接器值变小。特别是当遇到小延迟展开信道或稀疏信道时，通过遮罩该分接器，适应等化器为基础接收器整体效能可被改进。

发明内容

本发明有关适应正规化最小均方芯片电平等化接收器，其包含一适应等化器，具有被用来处理导源自多个被接收信号的样本数据流的一等化器滤波器及一分接器系数产生器。该分接器系数产生器包含一等化器分接器更新单元，一向量标准量平方估测器，一主动分接器遮罩产生器，一开关，及被用来最小化该等化器滤波器动态范围的一前导振幅参考单元。当该等化器滤波器所输出的未遮罩信号输出被该开关选择来产生被馈送至该等化器分接器更新单元的误差信号时，动态遮罩向量是被用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器。当该等化器滤波器所输出的遮罩信号被用来产生该误差信号时，固定遮罩向量是被用来遮罩该等化器滤波器所产生的主动分接器。

附图说明

本发明可从以下实施例说明及附图获得更详细了解，其中：

图1为依据本发明一实施例配置的正规化最小均方芯片电平等化接收器高电平方块图例；

图2为基带频率修正(BFC)单元方块图，包含被用来移除图1的正规化最小均方芯片电平等化接收器中的剩余自动频率控制(AFC)的一频率误差估测器；

图3为被用于图2的基带频率修正单元的频率误差估测器方块图例；

图4为步长估测器方块图例，包含被用于图1的接收器的表观信道速度估测器；

图5为说明图1的正规化最小均方芯片电平等化接收器内的主动分接器遮罩产生器整合的高电平方块图；

图6为图5的主动分接器遮罩产生器详细方块图；

图7为说明图1的正规化最小均方芯片电平等化接收器中的前导振幅参考单元整合的详细方块图；

图8为依据本发明另一实施例配置的正规化最小均方芯片电平等化接收器高电平方块图例；及

图9为说明图8的正规化最小均方芯片电平等化接收器中的前导振幅参考单元整合的详细方块图。

具体实施方式

以下将参考附图来描述较佳实施方式，全文相同的标号是表示相同的元件。

此后，“无线传送/接收单元(WTRU)”名词是包含但不限于用户设备(UE)，移动台，固定或移动用户单元，呼叫器，或可操作于无线环境中的任何其他类型元件。

此后，当被称为“收发器”名词是包含但不限于基站，无线传送/接收单元，B节点，存取点(AP)或接收及传送信号往返另一收发器的任何其他无线通信装置。

此后，当被称为“表观信道速度”名词是包含但不限于被建立于第一接收器(如无线传送/接收单元，基站或类似者)及至少一其他收发器间的信道脉冲响应改变的观察及/或测量速率。该信道脉冲响应改变可能因一个或更多收发器移动，发生于至少一收发器中的震荡器误差，及至少一收发器操作的环境中的物体移动所产生。

本发明特性可被并入集成电路(IC)，或被配置于包含多个互连组件的电路中。

此后，本发明将参考正规化最小均方演算法的接收器分集方法。然而，正规化最小均方演算法被当作案例，而任何其他适应等化或滤波演算法，如最小均方(LMS)，Griffith演算法，信道估测为基础正规化最小均方(CE-NLMS)，及其他迭代或递回演算法也可被使用。

图1为依据本发明配置的正规化最小均方芯片电平等化接收器100高电平方块图例。正规化最小均方芯片电平等化接收器100是使用单适应等化器滤波器120的联合处理正规化最小均方接收器。正规化最小均方芯片电平等化接收器100包含多个天线102A，102B，多个采样器104A，104B，多工器108，乘法器114及一正规化最小均方等化器118。正规化最小均方等化器118包含一等化器滤波器120及一分接器系数产生器122。

如图1所示，天线102A，102B所接收的信号是分别被输入采样器104A，104B以产生被以两倍(2×)芯片速率的样本数据流106A，106B。样本数据流106A，106B是被多工器108并入被馈送至乘法器114第一输入的单样本数据流110。因为样本以两倍芯片速率发生于各样本数据流106A，106B上，所以样本会以四倍(4×)芯片速率发生于样本数据流110上。发生于样本数据流110上的各样本是被导源自样本数据流106A或106B。等化器滤波器120有效速率是四倍(4×)芯片速率。

虽然图1说明正规化最小均方芯片电平等化接收器100可以两倍(2×)芯片速率采样被接收自两(2)天线的信号，但应注意正规化最小均方芯片电平等化接收器100可包含任何数量天线，而该天线所接收信号可被以任何预期速率采样。

正规化最小均方等化器118的等化器滤波器120包含多个具有滤波系数的分接器。有限脉冲响应滤波器可被当作等化器滤波器120。等化器滤波器120中的分接器数量可被最适化不同功率延迟轮廓及车辆速度的特定多路信道。分接器系数产生器122包含一向量标准量平方估测器132，一等化器分接器更新单元134，一步长估测器136，一基带频率修正单元138，一主动分接器遮罩产生器140，一前导振幅参考单元142，一开关147，多工器123，124，128及加法器130。被用来最小化该等化器滤波器动态范围的。当该等化器滤波器所输出的未遮罩信号输出被该开关选择来产生被馈送至该等化器分接器更新单元的误差信号时，动态遮罩向量是被用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器。

基带频率修正单元可输出被馈送至乘法器114第二输入的旋转相矢量来修正样本数据流110的频率，其将于以下参考图2及图3被详细讨论。乘法器114可产生被馈送至正规化最小均方等化器118中的等化器滤波器120输入的频率修正样本数据流116。

仍参考图1，等化器滤波器120是输出被提供于主动分接器遮罩被执行时的遮罩等化器输出(masked_eq_out)信号144，被提供于主动分接器遮罩不被执行时的未遮罩等化器输出(unmasked_eq_out)信号146，及永远可被提供的等化器分接延迟线(TDL)(TDL_joint_vec_out)信号148。遮罩等化器输出信号144是经由乘法器124被乘上乱码共轭(scrambling_code_conj)信号150而产生被馈送至开关147第一输入的解密遮罩等化器输出信号152(也就是估测重组传送芯片)。未遮罩等化器输出信号146是经由乘法器123被乘上乱码共轭信号150而产生被馈送至开关147第二输入的解密未遮罩等化器输出误差信号154。

等化器分接延迟线信号148是经由乘法器126被乘上乱码共轭信号150而产生具有X值的向量信号156(也就是解密等化器分接延迟线信号)。向量信号156被输入向量标准量平方估测器132及等化器分接器更新单元134的第一输入。向量标准量平方估测器132可产生向量正规化信号158。向量标准量平方估测器132可将该向量正规化信号158馈送至等化器分接器更新单元134的第二输入及前导振幅参考单元142。

仍参考图1，当主动分接器遮罩产生器140处于动态滤波分接器遮罩模式时，向量标准量平方估测器132可产生具有等于向量信号156的X值标准量平方的值，‖X‖²的向量正规化信号158，或等值的等化器分接延迟线信号148。当主动分接器遮罩产生器140处于静态滤波分接器遮罩模式时，向量标准量平方估测器132可产生具有等于向量信号156的X值标准量平方组成方向乘上M的值，‖X×M‖²的向量正规化信号158，其中M是主动分接器遮罩。

遮罩模式信号164是被馈送至主动分接器遮罩产生器，升关147及向量标准量平方估测器132。遮罩模式信号164是指示动态或静态滤波分接器遮罩模式是否被使用。当遮罩模式信号164指示静态滤波分接器遮罩模式被使用时，开关147可选择信号152作为被馈送至加法器130第一输入的被选择输出信号166。当遮罩模式信号164指示动态滤波分接器遮罩模式被使用时，开关147可选择信号154作为被选择输出信号166。主动分接器遮罩产生器140的配置是参考图5及图6被进一步详述如下。

前导振幅参考单元142所产生的前导参考振幅信号168是被用来通过改变前导参考信号172振幅来调整正规化最小均方等化器118的平均输出功率，该前导参考信号172是通过乘法器128将前导参考振幅信号168乘上定标前导(也就是共用前导信道(CPICH))信道化编码170来产生。前导参考振幅信号168是以向量正规化信号158，等化器滤波器分接器系数162及功率目标信号176为基础被导出。前导参考信号172是被输入加法器130的第二输入。前导振幅参考单元142参考图7被进一步详述如下。

被选择输出信号166是通过加法器130从前导参考信号172被撷取来产生被输入等化器分接器更新单元134的第三输入的误差信号174。外部信号150及170是以被传送自较高层的信息为基础被配置及产生。

以信号156，158，135，137及174为基础，等化器分接器更新单元134可产生等化器滤波器分接器系数162，其被输入等化器滤波器120，步长估测器136，基带频率修正单元138，主动分接器遮罩产生器140及前导振幅参考单元142。

以等化器滤波器分接器系数162为基础，主动分接器遮罩产生器140可产生被馈送至向量标准量平方估测器132及等化器滤波器120的主动分接器遮罩向量160。

等化器滤波器分接器系数162表示被等化器滤波器120使用的分接值。给定时间处，等化器滤波器分接器系数162是以等化器滤波器分接器系数162，向量信号156，向量正规化信号158，误差信号156，及通过步长估测器136以共同前导信道(CPICH)信号杂讯比(SNR)输入139为基础所提供的步长μ(mμ)参数135及滤波分接器漏泄因子d参数137目前值为基础被计算，其将参考图4被详细解释如下。更新等化器滤波器分接器系数162更详细说明被提供如下。

误差信号174是以解密遮罩等化器输出信号152或解密未遮罩等化器输出误差信号154。当主动分接器遮罩产生器140不动态更新主动分接器遮罩(也就是静态滤波分接器遮罩模式)时，解密遮罩等化器输出信号152是被当作该被选择输出信号166。当主动分接器遮罩产生器140动态更新分接器遮罩时，解密未遮罩等化器输出误差信号154是被当作该被选择输出信号166。动态滤波分接器遮罩模式操作期间，主动分接器演算法是以该分接器值为基础来决定何分接器将遮罩。若解密遮罩等化器输出信号152替代解密未遮罩等化器输出误差信号154被用来产生误差信号174，则主动分接器演算法中并无反馈机构来适当驱动该被遮罩分接器值。因此，主动分接器演算法不能正确运作。相反地，静态滤波分接器遮罩模式操作期间，主动分接器演算法并不对遮罩做任何改变，所以该被遮罩分接器行为是否正确并不明显。因此，因为等化器滤波器分接器系数162将被最适化来产生被用来提供该等化器输出信号(也就是信号152)，所以预期以遮罩等化器输出信号154为基础使用误差信号174。

等化器滤波器分接器系数162是被等化器分接器更新单元134更新如下：

${\stackrel{\→}{w}}_n=\mathrm{\α}\·{\stackrel{\→}{w}}_{n1}+\mathrm{\μ}\frac{{\stackrel{\→}{x}}^H}{{\left|\right|\stackrel{\→}{x}\left|\right|}^2+\mathrm{\ϵ}}\·\mathrm{error},$ 方程式(1)

其中

为被定义用于等化器滤波器120的权重向量，n为更新或时间指标，

为以被接收自天线102A，102B的样本为基础的向量，μ，α，ε分别为被选择控制适应步长，分接器漏泄及避免除以零(或近似零)的参数。ε是被用来避免零除的小数。漏泄参数α是加权参数，其中0＜α≤1。步长参数μ是误差定标因子。等化器滤波器120仅为计算

及

的内乘积，

内乘积结果是未遮罩等化器输出信号146。当主动分接器遮罩产生器140处于静态滤波分接器遮罩模式时，等化器滤波器120还产生包含遮罩M的另一遮罩等化器输出信号144。遮罩等化器输出信号144通过首先采用

或

的组成方向乘积，接着采用内乘积，<w，X*M>，其中w为特定权重，X为特定被接收样本，而M为被包含于主动分接器遮罩产生器140所产生的主动分接器遮罩向量中的主动分接器遮罩。本发明结合适应等化器实施接收分集，其大大改良接收器效能。依据本发明的联合等化器滤波器系数向量适应方案被说明如下。为了简化，联合等化器是以无act_taps遮罩情境被写入公式。然而，该遮罩可结合接收器分集被包含。

联合权重向量

是针对等化器滤波器被定义为多组成权重向量联合。各组成权重向量是对应不同天线所收集的数据。只要来自组成向量的任何成分置换适当地反映数据进入联合正规化最小均方等化器的顺序，该置换均可包含联合权重向量。当具有数学同等时，该置换可因符号方便而被选择。例如，针对两天线，联合权重向量

可被定义如下：

${\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n,\mathrm{joint}}={[{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n,1}^T,{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n,2}^T]}^T$ 方程式(2)

其中[]^T表示转置操作。等化器滤波器的分接器总数是通过L表示。

是栏向量。

针对方程式(2)中的被选择符号，联合更新向量

是被定义如下：

${\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_{n,\mathrm{joint}}=[{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_n^1,{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_n^2]$ 方程式(3)

其中

是分别以被接收自天线1及天线2的样本为基础的向量。

是列向量。

联合正规化最小均方等化器的滤波器系数适应接着可以常用方式被处理用于正规化最小均方等化器。例如，被更新系数向量可被获得如下：

${\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n+1,\mathrm{joint}}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n,\mathrm{joint}}+\mathrm{\&mu;}\frac{{{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}^H}_{n,\mathrm{joint}}}{{\left|\right|{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_{n,\mathrm{joint}}\left|\right|}^2+\mathrm{\&epsiv;}}\left(d\right[n]-{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_{n,\mathrm{joint}}{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n,\mathrm{joint}})$ 方程式(4)

()^H表示转置共轭操作，d[n]是正规化最小均方等化器的参考信号，而ε是被用来避免被零除。参数α是加权参数且μ是误差信号的定标因子。μ可以信道及信号干扰杂讯比(SINR)被估测及被内插以获得连续估测。

针对前导正规化最小均方，d[n]可为具有预定解展开因子的解展频或非解展频的前导信号，训练信号，或其他已知图案信号。同样地针对数据导引正规化最小均方，d[n]可为全，部份或非解展频数据符号。分接器修正项

被计算如下：

${\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&Delta;}}}_n=\mathrm{\&mu;}\frac{{{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}^H}_{n,\mathrm{joint}}}{{\left|\right|{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_{n,\mathrm{joint}}\left|\right|}^2+\mathrm{\&epsiv;}}\&CenterDot;e_{n,\mathrm{joint}}$ 方程式(5)

其中因子e_n，joint是联合误差信号且通过从参考信号d[n]撷取等化器滤波器输出如下：

$e_{n,\mathrm{joint}}=d\left[n\right]-{\stackrel{\&RightArrow;}{x}}_{n,\mathrm{joint}}{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n,\mathrm{joint}}$ 方程式(6)

下一迭代的新分接器系数可通过添加分接器修正项

至先前迭代的分接器系数(可能被加权来提供漏泄)。加权机构可通过参数α被公式化如下：

${\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n+1}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_n+{\stackrel{\&RightArrow;}{\mathrm{\&Delta;}}}_n$ 方程式(7)

图2为被用来移除图1的正规化最小均方芯片电平等化接收器100中的剩余自动频率控制误差的基带频率修正单元138方块图。基带频率修正单元138包含一频率误差估测器206，一控制器208，一数值控制振荡器(NCO)210。图1的正规化最小均方芯片电平等化接收器100的正规化最小均方等化器118中的等化器滤波器120可经由乘法器114来处理样本数据流110。等化器滤波器120所使用的等化器滤波器分接器系数162是被提供为对频率误差估测器206的输入。频率误差估测器206可产生估测频率误差信号216。自动频率控制后的剩余频率误差可仅以观察等化器滤波器120中至少一分接值，若干分接值组合(也就是总和)，或可替代如雷克复合权重估测的来自部份信道估测为基础而通过基带频率修正大大降低。基带频率修正是通过观察等化器滤波器120中一个或更多分接值为基础来估测频率误差，产生包含复合正弦(或旋转相矢量)的修正信号，通过将其乘上该相矢量修正该输入样本数据流，并以封闭回路方式施加频率修正样本116至等化器滤波器120的输入。

剩余频率误差是通过定期测量等化器滤波器120的一个或更多分接值相位改变来估测(或可替代地部份信道估测)。一样本一样本的等化器滤波器分接器系数162上测量的许多相位改变是因杂讯及衰落所致。然而，因杂讯及衰落所产生的相位改变是零平均(也就是具有零平均值)。因此，滤波可被用来降低来自整体相位改变的相位改变的杂讯及衰落组成，及恢复因频率误差(剩余自动频率控制误差)所产生的缓慢变化相位改变。

一旦频率误差被频率误差估测器206估测，控制器208即可处理该被估测频率误差信号216以产生频率调整信号220。控制器208仅可提供增益至该被估测频率误差信号216，或可以更复杂演算法(如比例-积分-微分(PID))来处理该被估测频率误差信号216。频率调整信号220被馈送至可产生旋转相矢量112的数值控制振荡器210。乘法器114可将旋转相矢量112乘上样本数据流110来产生被输入等化器滤波器120的频率修正样本数据流116。

剩余自动频率控制误差可于基带中表现自己为基带信号中的乘法误差且具有复合正弦型式，如g(t)*exp(j*2pi*f*t)，其中g(t)是预期未讹用基带信号，而exp(j*2pi*f*t)为表示误差的复合正弦。通过乘上exp(-j*2pi*f*t)，复合正弦可删除仅留下预期信号g(t)。被估测频率误差信号216被输入控制器208，其可依序输出可为如四(4)倍被估测频率误差信号216值的输入定标(等比)版本的信号220。控制器208的输出信号220还可包含其他项，如与被估测频率误差信号216的整数及/或微分等比项。更通常地，输出信号220也可被裁制于若干范围内，或具有被施加至其的其他非线性函数。数值控制振荡器210采用输入频率值并输出具有等于输入值，如exp(j*2pi*f*t)的瞬间频率的量复合信号。

图3为被用于图2的基带频率修正单元的频率误差估测器206方块图例。频率误差估测器206包含一分接撷取单元302，一延迟单元304，一共轭产生器306，乘法器308，310，一反正切单元312，一量检测器314，一平均滤波器316，一相位改变滤波器318及一比较器320。正规化最小均方等化器118中的等化器分接器更新单元134可产生被供应至频率误差估测器206的等化器滤波器分接器系数162。

频率误差估测器206中，分接撷取单元302可从等化器滤波器分接器系数162(或替代从信道估测器)撷取及输出适当分接值或分接值至输出信号303以便使用来执行频率估测。例如，对应特定信道中的第一显著路径(FSP)的至少一适当分接值可从等化器滤波器分接器系数162被撷取。分接撷取单元302也可追踪大分接值漂移及选择此分接值为被撷取分接值。

被撷取分接值303是被转送至延迟单元304及共轭单元206。延迟单元304可通过输出延迟分接值于305上来延迟该被撷取分接值303一段预定时间。共轭产生器是被用来产生被撷取分接值303的共轭307。乘法器308可将延迟分接值于305乘上共轭分接值307。乘法器308的输出309具有等于延迟分接值于305及共轭分接值307间的相位差的相位值。此相位值是与信号303及样本数据流110的平均频率成正比。

反正切单元312可测量乘法器308的输出309的角度值313。角度值313等于信号305及信号307间的相位差。因此，平均角度值313等于平均信号305及信号307间的相位差。角度值313是通过相位改变滤波器318滤波来平均角度值313。被测量平均相位差及已知延迟是被用来产生被估测频率误差信号316。

例如，有了延迟D(秒)及被测量于弧度中的相位，频率误差估测器206增益是1(2*PI*D)。“增益”是涉及具净频率误差的信号(如信号110标示)及被估测频率误差信号216观察值的转换。若信号110具有1Hz平均频率，则被估测频率误差信号216输出信号将为1(2*PI*D)。

量检测器314可计算乘法器308的输出309量，并传送被计算量值315至比较器320的第一输入X及平均滤波器316以便平均。乘法器310可将平均滤波器316的输出信号317(也就是信号315平均值)乘上门槛因子值319(如具有T值的定标因子)以产生被传送至比较器320的第二输入Y的门槛信号322。门槛信号322的值可被传送至乘法器308的输出309平均振幅分数。门槛因子值T可被设定为如1/3。比较器320可比较被计算量值315及门槛信号322的值，且若该被计算量值315低于该门槛信号322的值，则传送保留信号321至相位改变滤波器318。

乘法器308的输出309量可被测量并与乘法器308的输出309平均振幅分数相较，借此无论乘法器308的输出309量何时低于门槛，相位改变滤波器318均被暂停。当滤波器318被暂停时，被估测频率误差信号216并不改变(也就是信号216不被更新)，而滤波器318内部状态并不改变。无论信号309何时相对小，保留信号321均为真。当信号313最吵杂时，此具有抛弃其上角度值的效应，而当信道承受深度衰落时可改善该被估测频率误差信号216。

可替代是，功率检测器(未图示)可替代量检测器314来计算乘法器308的输出309的平均功率(也就是被平方量)，借此输出309的瞬间功率被与平均功率若干分数相较。其他变异也可行。

本发明可控制适应等化器的适应步长。适应步长μ是视信道改变速率(如与无线传送/接收单元速度相关的Doppler展频)及信道信号杂讯比而定。针对快速信道，较佳使用较大步长促使适应等化器得以快速追踪信道变异。相反地，针对较慢信道，较低步长是被预期降低错误调整误差并改善适应等化器的效能。

适应步长参数μ对信号杂讯比的相依是使高信号杂讯比时，适应步长参数μ的值倾向较高，而处于低信号杂讯比时，适应步长参数μ通常很小。附加输入也可被适当使用(如等化器滤波器中的延迟展频及主动分接器数)。本发明是通过估测表观信道速度来维持收敛速度及精确度间的理想平衡。

图4为包含表观信道速度估测器401的步长估测器136方块图。步长估测器136包含一表观信道速度估测器401，一步长映射单元440及一信号杂讯比平均器445。表观信道速度估测器401可估测被建立于包含该步长估测器136的第一收发器及第二收发器间的信道速度。等化器滤波器分接器系数162是通过图1所示的等化器分接器更新单元134被输入表观信道速度估测器401。等化器滤波器分接器系数162是被乘上等化器118中的输入样本序列的复合值。被等化器分接器更新单元134输出的各等化器滤波器分接器系数162是通过找出两向量内乘积来产生。一向量是等化器分接器更新单元134内的分接延迟线(TDL)状态(输出)，而另一向量是等化器分接器更新单元134所使用的等化器滤波器分接器系数162(或其共轭)的向量。

参考图4，表观信道速度估测器401包含一分接系数撷取器404，一角度计算器408，一分接延迟线416，一相位差函数产生器420，一平均滤波器424，一正规化单元428，一延迟计算器432及一速度映射单元436。

依据本发明，速度信息是被撷取自等化器分接器更新单元134所使用的滤波器系数历史。因为等化器分接器更新单元134适应性估测最小均方差(MMSE)解来检测如前导信号的参考信号，所以此程序是可行的。如此，最终等化器分接器更新单元134是接近信道反向。速度估测可通过追踪反映信道改变速率(也就是其表观速度)的等化器分接器更新单元134所使用的一个或更多滤波器分接值改变速率来执行。

分接系数撷取器404可从被接收自等化器分接器更新单元134的等化器滤波器分接器系数162撷取至少一分接系数，并传送该被撷取分接系数406至角度计算器408。

典型信道脉冲响应通常通过一有限组(分离)延迟及定标脉冲特征化。这些脉冲位置各被称为一路径(也就是“多路”信道组成)。各路径相对第一显著路径的位置及平均功率是决定等化器分接权重位置及大小。

被撷取分接系数406可为对应第一显著路径，最显著路径(MSP)，若干分接器平均或其他路径的系数。被撷取分接系数406包含多个，因而具有一振幅及一相位(或同等地角度值)。角度计算器408可输出被撷取分接系数406的相位410至分接延迟线416及相位差函数产生器420。

分接延迟线416的全长可大于N(也就是并非所有延迟均必须有分接器)。分接延迟线416长度必须至少D(N)，其对应具有来自分接延迟线416输入的最长延迟的分接器。从分接延迟线416输入至输出n(0＜n＜N+1)的延迟将为D(n)。分接延迟线416是从该输入经由第一时脉周期上的下一延迟组成转移数据至接续时脉周期上的下一延迟组成。分接延迟线416是以类似移位寄存器的方式操作。

包含N延迟值D(1)...D(N)的延迟向量414，D(k)是被输入分接延迟线416。分接延迟线416可依据延迟向量414及被撷取分接系数406及相位410产生N延迟样本418，X(i-D(k))，k＝1...N。指标变数“i”是被当作时间指标且随后被压缩。

相位差函数产生器420可以分接延迟线416所输出的各N延迟样本418及角度计算器408所输出的相位410为基础产生自我相关状相位差函数的N样本。更明确地说，N相位差函数值422是被产生，一个用于延迟向量414的各组成。较佳函数是|pi-|phase(1)-phase(n)||，其中|x|＝x绝对值，但其他该函数也可被使用。

平均滤波器424可平均N相位差函数值422的量来产生具有多个组成avg_phase_dif(k)，k＝1...N的平均相位差函数向量426。平均滤波器424本质上是一排固定低通滤波器，如移动平均滤波器或简单有限脉冲响应(IIR)滤波器。

正规化单元428可将平均相位差函数向量426的组成正规化以产生具有多个组成的正规化相位差函数向量430。该测量是以小延迟被正规化为测量函数值。平均相位差函数向量426中的第一组成是被用来分割平均相位差函数向量426所有组成以完成该正规化处理。平均相位差函数向量426中的第一组成是对应分接延迟线416中的最小延迟。明确地选择具有小得足使相位410及N延迟样本418的第一组成间的任何相位差仅因杂讯而非信道改变所致的延迟来补偿因杂讯所致的随机相位改变。

例如，正规化是通过第一组成除平均相位差函数向量426的各组成来执行如下：norm_phase_dif(k)＝avg_phase_dif(k)/avg_phase_dif(1)，k＝1...N，其中avg_phase_dif是平均相位差函数向量值。

正规化相位差函数向量430的各组成接着通过延迟计算器432被与门槛相较于门槛处产生一延迟。正规化相位差函数向量430是递减数(至少前两个)向量，以对应也递减(至少接近原点)的曲线样本的1.0开始。

延迟计算器432目的是估测曲线跨越等于门槛的值处的距离(以时间/延迟表示)。若门槛大于正规化相位差函数向量430中的最小值，则该测量是使用线性内插来执行。若门槛小于正规化相位差函数向量430中的最小值，则该测量是使用线性外插来执行。

门槛延迟434是依据预定映射函数通过速度映射单元436映射至速度估测438。步长估测器136中的信号杂讯比平均器445可以共同前导信道信号杂讯比输入139为基础产生共同前导信道信号杂讯比估测446，并将该共同前导信道信号杂讯比估测446传送至步长映射单元440。速度估测438及共同前导信道信号杂讯比估测446接着被步长映射单元440映射至用于等化器分接器更新单元134的步长μ参数135及滤波分接器漏泄因子α参数137。

来自速度及信号杂讯比的映射是被先验决定。此是通过针对各种速度及信号杂讯比的步长μ(mμ)参数135及滤波分接器漏泄因子α参数137各值来模拟接收器效能来执行。各速度及信号杂讯比值处，μ及α值是通过选择可最适化效能(如最低块错误率(BER)或最高产出)的这些值来决定。{速度，信号杂讯比}及{μ，α}间的关系被决定为被模拟点，较通用函数可通过传统二维度(2-D)曲线配适技术来找出。一旦方程式被建立，该映射程序可直接通过执行方程式(或其近似)，参考查找表(LUT)或两者来实施。

滤波分接器漏泄因子α是被定义如下：

0＜α≤1                                 方程式(8)

其中α＝1表示无分接器漏泄。当无预期计算滤波分接器漏泄因子α(也就是其为“选择性”)时，α恰巧被设定为1。以速度估测438及共同前导信道信号杂讯比估测446为基础，μ参数135及α参数137是被选择。

一般最小均方演算法中的滤波器系数适应可被重写为：

${\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_{n+1}=\mathrm{\&alpha;}\&CenterDot;{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_n+\mathrm{\&mu;}\&CenterDot;{\stackrel{\&RightArrow;}{e}}_n$ 方程式(9)

其中向量

表示等化器分接器更新单元134所使用的滤波器系数目前值，

表示等化器分接器更新单元134所使用的滤波器系数新值，向量 表示被产生当作等化器分接器更新单元134的最小均方演算法部分的误差信号。等化器分接器更新单元134可产生等化器滤波器分接器系数162，其各为具有L组成的向量信号，其中L等于分接器数量。

图5为说明正规化最小均方芯片电平等化接收器100内的主动分接器遮罩产生器140整合的高电平方块图。等化器滤波器120包含一延迟线(如分接延迟线)502及一处理单元506。频率修正样本数据流116(data_merge_rot)是进入等化器滤波器120的延迟线502。以预期采样速率采样延迟线502中的数据可创造数据向量504(data_vec)。处理单元506是被用来计算延迟线502的输出(data_vec)504，及等化器分接器更新单元134所产生的(未遮罩)等化器滤波器分接器系数162，

或主动分接器遮罩产生器140所产生的主动分接器遮罩向量

任一之间的内乘积。

图5显示等化器滤波器120输出遮罩等化器输出信号144及未遮罩等化器输出信号146。遮罩等化器输出信号144是经由乘法器124被乘上乱码共轭(scrambling_code_conj)信号150以产生被馈送开关147的第一输入的解密遮罩等化器输出信号152(也就是估测重组传送芯片)的芯片速率信号。未遮罩等化器输出信号146是经由乘法器123被乘上乱码共轭信号150以产生被馈送开关147的第二输入的解密未遮罩等化器输出误差信号154。

当主动遮罩演算运算于主动分接器遮罩产生器140中时，解密未遮罩等化器输出误差信号154是被当作被选择输出信号166，使所有分接器均被更新宛若无遮罩。因此，当所有分接器被更新时，主动遮罩演算可检视它们使其可被决定何分接器应被遮罩或未被遮罩。当主动遮罩演算处于被动时(也就是保留状态)，则其较佳使用对应等化器遮罩输出的信号使误差信号174仅反映主动分接器。当主动分接器遮罩产生器140的主动分接演算正在运算时，遮罩模式信号164可控制开关147使解密遮罩等化器输出信号152得以被选为信号166，而当主动分接器遮罩产生器140的主动分接演算被保留时，解密未遮罩等化器输出误差信号154被选为信号166。

未遮罩等化器输出信号146是数据向量504的向量-向量内乘积，且通过分接器更新方程式(10)表示如下：

$\mathrm{unmasked}\_\mathrm{eq}\_\mathrm{out}=\mathrm{data}\_\mathrm{vec}*{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_n,$ 方程式(10)

其中data_vec是延迟线502所产生的数据向量504，

是等化器分接器更新单元134所产生的等化器滤波器分接器系数162值，而(*)标示向量-向量内乘积。遮罩等化器输出信号144也为数据向量504的向量-向量内乘积，且通过分接器更新方程式(10)表示如下：

$\mathrm{masked}\_\mathrm{eq}\_\mathrm{out}=\mathrm{data}\_\mathrm{vec}*(\mathrm{act}\_\mathrm{taps}\&CenterDot;{\stackrel{\&RightArrow;}{w}}_n),$ 方程式(11)

其中act_taps是被用来遮罩等化器滤波器分接器系数162值的向量，(*)标示向量-向量内乘积，而(.)标示向量-向量组成状乘积。遮罩向量是被用来删除或降低据信对输出品质较其若被使用更有害的分接器组成作用。通过等化器滤波器120产生两独立等化器输出信号144，146，当分接器不使用时可被监控。

主动分接器遮罩向量160可以若干方式被产生。简单方式中，分接权重大小被与门槛比较。若该值大于门槛，则主动分接器遮罩向量160中的对应组件被设定为1，否则为0。遮罩向量组成也可被设定为不强调特定分接器组成而非将其完全关闭。该值可被逐渐而非突然降低。

如信号杂讯比，Doppler展频或延迟展频的附加信息508也可被用于设定遮罩值。例如，若延迟展频已知很小，则非零组成总数可被限制。

门槛值可为固定或首先通过分接器大小时间平均(或其他距离度量)，及使用此信息设定门槛来决定。若预期无磁滞，则仅需一门槛。有了磁滞，至少需两门槛，一上及一下。当分接器组成超过上门槛时，对应遮罩组成即被设定为‘1’或被促使朝向‘1’增加。若分接器组成低于下门槛，则对应遮罩组成被设定为‘0’或被促使朝向‘0’减低。

门槛值也可被如Doppler展频的附加信息所影响。例如，若Doppler展频已知很大，则适应等化器将具有较大追踪及错误调整误差，且其可预期提升门槛。

主动分接器遮罩产生器140是通过被用来设定遮罩模式信号164的致能/失能参数控制。当位于静态滤波分接器遮罩模式或动态滤波分接器遮罩模式时，主动分接器遮罩产生器140可控制等化器滤波器120的数量及位置。静态滤波分接器遮罩模式中，固定遮罩向量被产生即被用来遮罩分接器(也就是让分接器为零)。动态滤波分接器遮罩模式中，遮罩等化器输出信号144被用来产生等化器滤波器分接器系数162。动态滤波分接器遮罩模式中，动态遮罩向量被产生且被用来遮罩该分接器。静态滤波分接器遮罩模式中，未遮罩等化器输出信号146被用来产生等化器滤波器分接器系数162。

参考图5，静态及动态滤波分接器遮罩模式间的选择是通过被遮罩模式信号164控制的开关147位置来决定。如以上图1所述，当遮罩模式信号164指示静态滤波分接器遮罩模式被使用时，开关147可选择解密遮罩等化器输出信号152为被馈送至加法器130的被选择输出信号166。当遮罩模式信号164指示动态滤波分接器遮罩模式被使用时，开关147可选择信号154作为被选择输出信号166。动态滤波分接器遮罩模式中，滤波分接器被监控而将被遮罩的分接器被选择，借此主动分接器遮罩向量160可通过主动分接器遮罩产生器140产生。

图6为依据本发明的主动分接器遮罩产生器140方块图例。等化器分接器更新单元134所产生的等化器滤波器分接器系数162被输入主动分接器遮罩产生器140。绝对值(或若干其他距离测量)是通过绝对值计算器602被计算于各(或一子组)等化器滤波器分接器系数162组成上。绝对值计算器602可输出分接器绝对值(ABS)604。通过分接器绝对值604各组成上的平均滤波器606平均来产生分接器平均向量608。

上门槛(UT)612及下门槛(LT)614是以分接器平均向量608(分别为上门槛及下门槛)为基础通过门槛单元610产生。上门槛612及下门槛614可被设定为分接器平均向量608中所有组成平均的分数(也就是百分比)，最大组成或若干其他函数的分数。附加选择信息607(如步长，Doppler展频或信号杂讯比)可被用来设定上门槛及下门槛至少之一。

上门槛612被馈送至第一遮罩向量产生器620，而下门槛614被馈送至第二遮罩向量产生器624。分接器绝对值604的向量也被被馈送至第一遮罩向量产生器620及第二遮罩向量产生器624。

被储存于存储器626中的遮罩向量成为主动分接器估测的起始遮罩向量632。向量起始器628可以相同于将被储存于存储器626中的等化器滤波器分接器系数162的长度产生所有1的向量630。起始遮罩向量632是于被向量裁制器616裁制之后从存储器626被转送至第一遮罩向量产生器620，直接或间接当作被裁制遮罩向量618。

起始遮罩向量632的组成可依据附加信息615通过向量裁制器616于一或两端归零(如信道估测或信道延迟展频)。例如，若信道延迟展频很小，则起始遮罩向量632可通过归零起始遮罩向量632一端或两端来裁制。

若分接器绝对值604向量中的对应组成高于上门槛，则第一遮罩向量产生器620可设定起始遮罩向量632中的组成(或可替代是被裁制遮罩向量618)为’1’。第一遮罩向量产生器620接着输出中介遮罩向量622。

仍然参考图6，若分接器绝对值604向量中的对应组成低于下门槛614，则第二遮罩向量产生器624可设定中介遮罩向量622中的组成为‘0’来产生主动分接器遮罩向量625。主动分接器遮罩向量625是被储存于存储器626中用于下一迭代。遮罩模式信号164所控制的闩锁650可决定是静态或动态滤波分接器遮罩模式将被使用，使等化器滤波器120及向量标准量平方估测器132可获得遮罩M。当遮罩模式信号164指示静态滤波分接器遮罩模式将被执行时，闩锁650锁上(也就是保留)，主动分接器遮罩向量625的值是保持于其于遮罩模式变成静态的时点的值。当遮罩模式信号164指示动态滤波分接器遮罩模式将被执行时，主动分接器遮罩向量625是经由闩锁650被传送以提供主动分接器遮罩向量160至等化器滤波器120及向量标准量平方估测器132。

再参考图1，等化器滤波器分接器系数162是通过比较被选择输出信号166至前导参考信号172来导出。因为被选择输出信号166包含多个叠置组件，所以仅其一对应前导信号，正规化最小均方演算并不直接控制等化器输出功率。因此，若干因子可对衰落信道相关寻常讯息上的滤波器及解展频器实施要求的固定点设计要求做出贡献。这些之间是对总功率传输的前导功率大可行间距，及对总功率传输的每码数据功率大可行间距。前导参考信号172振幅可被有些任意设定于浮点环境中。然而，当考虑固定点讯息时，振幅设定很重要。等化器滤波器本身及接续解展频器也产生固定点讯息。

本发明还提供一装置以最小化等化器滤波器，解展频器或两者组合的固定点要求方式来控制参考信号振幅。再者，本发明还提供一装置来消除当正交振幅调变(QAM)被运用时星罗定标程序的需求。

等化器滤波器输出处的平均功率是视前导功率对总输出功率及前导参考振幅的比率而定。作为正规化最小均方等化器中的副产品，处理中的总输入功率及局部创造前导功率电平间的关系可被用来估测每芯片共用前导信道能量(Ec)除以总输入功率(Io)，Ec/Io，其可被当作服务信元功率电平的强度指标。使用上述等化方法的无线传送/接收单元并不需附加硬件，软件及复杂性来估测服务信元共用前导信道信号干扰杂讯比。因为服务信元共用前导信道信号干扰杂讯比可以简单功率计算来获得，所以周期邻近信元测量可被部份简化。正规配置方案中，信号数据部份对信号前导部份的比率被允许改变。因此，等化器滤波器输出处的信号全动态范围也改变。再者，码分多址(CDMA)系统中，除了被使用编码数改变所产生的变异之外，解展频器也必须与这些变异竞争。本发明还提供一装置来降低等化器滤波器输出处的信号动态范围。

图1中的前导振幅参考单元142可控制参考信号振幅及等化器滤波器120以减轻固定点要求。依据本发明一实施例，被估测滤波器输入功率及分接器权重是被用来估测输出功率。被估测输出功率是被用来调整前导参考振幅信号168，使正规化最小均方芯片电平等化接收器100可自然调整分接器权重将功率电平带进预期范围。

图7为说明依据本发明图1的正规化最小均方芯片电平等化接收器100中的前导振幅参考单元142整合以最小化等化器滤波器120动态范围的高电平方块图。前导振幅参考单元142可接收向量正规化信号158及等化器滤波器分接器系数162。向量标准量平方单元702可对等化器滤波器分接器系数162执行向量标准量平方函数并输出该结果至乘法器704的第一输入。向量正规化信号158是被馈送至乘法器704的第二输入。乘法器704可将向量标准量平方单元乘上向量正规化信号158来产生具有PEQ值的等化器输出功率信号706。

如图7所示，前导振幅参考单元142是被用来以封闭回路方式控制前导参考振幅信号168的振幅。目标功率测量信号176的值P_TARGET是通过除法器708除以等化器输出功率信号706的值PEQ以产生具有值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号710。商数结果测量信号710是通过包含一乘法器712及一延迟单元714的回路滤波器来滤波，借此乘法器712可将延迟单元714的输出716乘上商数结果测量信号710来产生前导参考振幅信号168。

等化器120的动态范围是以功率比率测量为基础来调整。前导振幅参考单元142可接收等化器滤波输出并计算前导功率对总功率的比率，PilotPower/TotalPower。前导振幅参考单元142接着以被乘上定标前导(也就是共用前导信道)信道化编码170的比率为基础来产生前导参考振幅信号168，通过乘法器128来产生前导参考信号172。以此法，等化器滤波器120输出动态范围是被最小化。参考图1，前导振幅参考单元142可经由乘法器128及加法器130馈送等化器分接器更新单元134。等化器分接器更新单元134接着可提供等化器滤波器分接器系数162至等化器滤波器120。若等化器滤波器120输出功率增加，则其可通过前导振幅参考单元142检测且通过降低前导参考信号172振幅来反应。此依序促使分接器更新单元134产生较小分接器及降低等化器滤波器120的输出功率。

图8为依据本发明另一实施例配置的正规化最小均方芯片电平等化接收器800高电平方块图例。正规化最小均方芯片电平等化接收器800是使用单适应等化器滤波器120的联合处理正规化最小均方接收器。正规化最小均方芯片电平等化接收器800包含多个天线102A，102B，多个采样器104A，104B，多工器108，乘法器114及一正规化最小均方等化器818。正规化最小均方等化器818包含一等化器滤波器120及一分接器系数产生器822。

图8的正规化最小均方芯片电平等化接收器800与图1的正规化最小均方芯片电平等化接收器100不同处，是接收器800包含一前导振幅参考单元842，其可直接从等化器滤波器接收遮罩等化器输出信号144而非从向量标准量平方估测器132接收正规化信号158。

图9为说明图8的正规化最小均方芯片电平等化接收器800中的前导振幅参考单元842整合的详细方块图。功率或其他测量是被执行于遮罩等化器输出信号144，其是前导训练适应等化器，通过功率测量单元902来产生具有值P_EQ的等化器输出功率测量信号904。例如，遮罩等化器输出信号144的功率可以下列方程式(12)为基础被估测于功率测量单元902中：

P_EQ＝(1-Fp)*|x|²+Fp*P_EQ                          方程式(12)

其中x为遮罩等化器输出信号144的振幅，P_EQ为等化器输出功率测量信号904的值，而Fp为介于0.0及1.0间的滤波器系数。

如图9所示，前导振幅参考单元842是被用来以封闭回路方式控制前导参考振幅信号168的振幅。目标功率测量信号176的值P_TARGET是通过除法器906除以等化器输出功率信号904的值P_EQ以产生具有值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号908。商数结果测量信号908是通过包含一乘法器910及一延迟单元912的回路滤波器来滤波，借此乘法器910可将延迟单元714的输出914乘上商数结果测量信号908来产生前导参考振幅信号168。

关于解展频器，解展频器的动态范围可以测量为基础来最适化。预期无线传送/接收单元的前导功率对总功率的比率可被估测。所使用的编码数接着可被估测或获得。参考振幅接着以这些参数(如sqrt(NumCodes*PilotPower/TotalPower)/SF)为基础通过因子调整，其中SF是展开因子(也就是被用来展开各符号的编码数)，而NumCodes是被用来展开预期被等化器滤波器接收的高速下链共享信道(HS-DSCH)数据的编码数。以此法，解展频器的动态范围是被最小化，且(若够精确)可消除星罗定标的需要。

可替代是，解展频器的动态范围可以星罗定标反馈为基础被最适化。星罗定标所产生的定标因子可被当作反馈来控制参考振幅及维持特定(如整体功率)符号星罗。

虽然本发明的特性及元件被以特定组合说明于较佳实施例中，但各特性及元件可被单独使用而不需较佳实施例的其他特性及元件，或有或无本发明其他特性及元件的各种组合中。

Claims (28)

1.一种适应等化器，包含：

(a)一等化器滤波器，可输出一遮罩等化器输出信号及一未遮罩等化器输出信号；

(b)一等化器分接器更新单元，可产生被馈送至该等化器滤波器第一输入的等化器滤波器分接器系数；

(c)一向量标准量平方估测器，与该等化器分接器更新单元及该等化器滤波器通信；

(d)一开关，可选择该遮罩或未遮罩等化器输出信号之一，以产生由该等化器分接器更新单元所使用以产生该等化器滤波器分接器系数的一误差信号；及

(e)一主动分接器遮罩产生器，可产生一被馈送至该等化器滤波器第二输入的主动分接器遮罩，其中当该未遮罩等化器输出信号被用来产生该误差信号时，一动态遮罩向量是用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器，而当该遮罩等化器输出信号是用来产生该误差信号时，一固定遮罩向量用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器。

2.根据权利要求1所述的适应等化器，其特征在于进一步包含：

(f)一前导振幅参考单元，可与该向量标准量平方估测器及该等化器分接器更新单元通信，该前导振幅参考单元是配置产生用来调整该适应等化器输出功率的一参考振幅信号；

(g)一第一乘法器，可将该前导参考振幅信号乘上一定标前导信道化编码，以产生一前导参考信号；及

(h)一加法器，可通过该开关从该前导参考信号扣除该信号输出以产生该等化器分接器更新信号。

3.根据权利要求2所述的适应等化器，其特征在于该定标前导信道化编码信号为一共用前导信道信道化编码信号。

4.根据权利要求2所述的适应等化器，其特征在于该等化器滤波器可进一步输出一等化器分接延迟线信号，该等化器分接延迟线信号具有经解密且被馈送至该向量标准量平方估测器及该等化器分接器更新单元的X值。

5.根据权利要求4所述的适应等化器，其特征在于当该动态遮罩向量用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有等于该解密等化器分接延迟线信号的X值标准量平方的值，‖X‖²，而当主动遮罩向量用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号组成状乘上M的X值标准量，‖X×M‖²，其中M为一主动分接器遮罩。

6.根据权利要求5所述的适应等化器，其特征在于该正规化信号是被馈送至该等化器分接器更新单元及该前导振幅参考单元。

7.根据权利要求6所述的适应等化器，其特征在于该前导振幅参考单元包含：

(f1)一向量标准量平方单元，被配置对该等化器滤波器分接器系数执行一向量标准量平方函数，以产生一向量标准量平方输出信号；

(f2)一第二乘法器，可将该向量标准量平方输出信号乘上该正规化信号来产生一具有值P_EQ的等化器输出功率信号；

(f3)一功率除法器，用于将一具有值P_TARGET的功率目标测量信号除以该等化经器输出功率信号的值P_EQ，以产生一具有值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号；及

(f4)一回路滤波器，与该功率除法器耦合，该回路滤波器被配置以该商数结果测量信号为基础来产生该参考振幅信号。

8.根据权利要求1所述的适应等化器，其特征在于进一步包含：

(f)一前导振幅参考单元，与该等化器滤波器及该等化器分接器更新单元通信，其中该前导振幅参考单元包含：

(f1)一功率测量单元，可接收该遮罩等化器输出信号、测量该遮罩等化器输出信号的功率及产生一具有值P_EQ的等化器输出功率测量信号；

(f2)一除法器，用于将一将具有值P_TARGET的功率目标测量信号除以该等化器输出功率信号的值P_EQ，以产生一具有值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号；及

(f3)一回路滤波器，被配置以该商数结果测量信号为基础来产生该参考振幅信号。

9.根据权利要求8所述的适应等化器，其特征在于该值P_TARGET/P_EQ用来估测服务信元强度，以协助邻近信元测量。

10.根据权利要求8所述的适应等化器，其特征在于该等化器滤波器可进一步输出一等化器分接延迟线信号，其具有一被解密且被馈送至该向量标准量平方估测器及该等化器分接器更新单元的X值。

11.根据权利要求10所述的适应等化器，其特征在于当该动态遮罩向量用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号的X值标准量平方的值，‖X‖²，而当主动遮罩向量用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号组成状乘上M的X值标准量，‖X×M‖²，其中M为主动分接器遮罩。

12.根据权利要求11所述的适应等化器，其特征在于该正规化信号被馈送至该等化器分接器更新单元。

13.一种集成电路(IC)，包含：

(a)一等化器滤波器，可输出一遮罩等化器输出信号及一未遮罩等化器输出信号；

(b)一等化器分接器更新单元，可产生被馈送至该等化器滤波器一第一输入的等化器滤波器分接器系数；

(c)一向量标准量平方估测器，与该等化器分接器更新单元及该等化器滤波器通信；

(d)一开关，可选择该遮罩或未遮罩等化器输出信号其中之一，以产生被该等化器分接器更新单元用来产生该等化器滤波器分接器系数的一误差信号；及

(e)一主动分接器遮罩产生器，可产生被馈送至该等化器滤波器一第二输入的一主动分接器遮罩，其中当该未遮罩等化器输出信号用来产生该误差信号时，一动态遮罩向量被用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器，而当该遮罩等化器输出信号用来产生该误差信号时，一固定遮罩向量被用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器。

14.根据权利要求13所述的集成电路，其特征在于进一步包含：

(f)一前导振幅参考单元，与该向量标准量平方估测器及该等化器分接器更新单元通信，该前导振幅参考单元可产生一用来调整该适应等化器输出功率的一参考振幅信号；

(g)一第一乘法器，可将该前导参考振幅信号乘上一定标前导信道化编码来产生一前导参考信号；及

(h)一加法器，可通过该开关从该前导参考信号扣除该信号输出，以产生该等化器分接器更新信号。

15.根据权利要求14所述的集成电路，其特征在于该定标前导信道化编码信号为一共用前导信道信道化编码信号。

16.根据权利要求14所述的集成电路，其特征在于该等化器滤波器可进一步输出一等化器分接延迟线信号其具有一被解密且被馈送至该向量标准量平方估测器及该等化器分接器更新单元的X值。

17.根据权利要求16所述的集成电路，其特征在于当该动态遮罩向量用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号的X值标准量平方的值，‖X‖²，而当主动遮罩向量用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号组成状乘上M的X值标准量，‖X×M‖²，其中M为一主动分接器遮罩。

18.根据权利要求17所述的集成电路，其特征在于该正规化信号被馈送至该等化器分接器更新单元及该前导振幅参考单元。

19.根据权利要求18所述的集成电路，其特征在于该前导振幅参考单元包含：

(f1)一向量标准量平方单元，被配置对该等化器滤波器分接器系数执行一向量标准量平方函数，以产生一向量标准量平方输出信号；

(f2)一第二乘法器，可将该向量标准量平方输出信号乘上该正规化信号，以产生一具有值P_EQ的等化器输出功率信号；

(f3)一功率除法器，用于将一具有值P_TARGET的功率目标测量信号除以该等化器输出功率信号的值P_EQ，以产生一具有值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号；及

(f4)一回路滤波器，与该功率除法器耦合，该回路滤波器被配置以该商数结果测量信号为基础来产生该参考振幅信号。

20.根据权利要求13所述的集成电路，其特征在于进一步包含：

(f)一前导振幅参考单元，可与该等化器滤波器及该等化器分接器更新单元通信，其中该前导振幅参考单元包含：

(f1)一功率测量单元，可接收该遮罩等化器输出信号、测量该遮罩等化器输出信号的功率及产生一具有值P_EQ的一等化器输出功率测量信号；

(f2)一除法器，用于将一具有值P_TARGET的功率目标测量信号除以该等化器输出功率信号的值P_EQ，以产生一具有值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号；及

(f3)一回路滤波器，配置以该商数结果测量信号为基础来产生该参考振幅信号。

21.根据权利要求20所述的集成电路，其特征在于该值P_TARGET/P_EQ被用来估测服务信元强度来协助邻近信元测量。

22.根据权利要求20所述的集成电路，其特征在于该等化器滤波器可进一步输出一等化器分接延迟线信号，其具有一被解密且被馈送至该向量标准量平方估测器及该等化器分接器更新单元的X值。

23.根据权利要求22所述的集成电路，其特征在于当该动态遮罩向量用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号的X值标准量平方的值，‖X‖²，而当主动遮罩向量用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号组成状乘上M的X值标准量，‖X×M‖²，其中M为一主动分接器遮罩。

24.根据权利要求23所述的集成电路，其特征在于该正规化信号被馈送至该等化器分接器更新单元。

25.一种适应等化器，包含：

(a)一等化器滤波器，可输出一遮罩等化器输出信号；

(b)一功率测量单元，可接收该遮罩等化器输出信号、测量该遮罩等化器输出信号的功率及产生一具有值P_EQ的等化器输出功率测量信号；

(c)一除法器，用于将一具有值P_TARGET的功率目标测量信号除以该等化器输出功率信号的值P_EQ，以产生一具有值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号；及

(d)一回路滤波器，配置以该商数结果测量信号为基础，以产生一参考振幅信号，该参考振幅信号可控制该等化器滤波器的动态输出范围。

26.一种适应等化器，包含：

(a)一向量标准量平方估测器；

(b)一等化器滤波器，可输出一等化器分接延迟线信号，其具有一被解密且被馈送至该向量标准量平方估测器的X值；及

(c)一主动分接器遮罩产生器，与该等化器滤波器及该向量标准量平方估测器通信，该主动分接器遮罩产生器配置以产生一馈送至该等化器滤波器的主动分接器遮罩，其中当一动态遮罩向量用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号的X值标准量平方的值，‖X‖²，而当主动遮罩向量用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号组成状乘上M的X值标准量，‖X×M‖²，其中M为一主动分接器遮罩。

27.一种集成电路，包含：

(a)一等化器滤波器，可输出一遮罩等化器输出信号；

(b)一功率测量单元，可接收该遮罩等化器输出信号、测量该遮罩等化器输出信号的功率及产生一具有一值P_EQ的等化器输出功率测量信号；

(c)一除法器，用于将一具有一值P_TARGET的功率目标测量信号除以该等化器输出功率信号的值P_EQ，以产生一具有一值P_TARGET/P_EQ的商数结果测量信号；及

(d)一回路滤波器，配置以该商数结果测量信号为基础来产生一参考振幅信号，该参考振幅信号可控制该等化器滤波器的动态输出范围。

28.一种集成电路，包含：

(a)一向量标准量平方估测器；

(b)一等化器滤波器，可输出一等化器分接延迟线信号，其具有一被解密且被馈送至该向量标准量平方估测器的X值；及

(c)一主动分接器遮罩产生器，与该等化器滤波器及该向量标准量平方估测器通信，该主动分接器遮罩产生器配置以产生一馈送至该等化器滤波器的主动分接器遮罩，其中当一动态遮罩向量用来遮罩由该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号的X值标准量平方的值，‖X‖²，而当主动遮罩向量用来遮罩该等化器分接器更新单元所产生的主动分接器时，该向量标准量平方估测器可产生一正规化信号，该正规化信号具有一等于该解密等化器分接延迟线信号组成状乘上M的X值标准量，‖X×M‖²，其中M为一主动分接器遮罩。

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