CN1304587A

CN1304587A - 发射分集方法和系统

Info

Publication number: CN1304587A
Application number: CN00800870A
Authority: CN
Inventors: 阿里·赫廷恩; 里斯特·维西曼
Original assignee: Nokia Networks Oy
Current assignee: Nokia Oyj; Qualcomm Inc
Priority date: 1999-05-19
Filing date: 2000-02-11
Publication date: 2001-07-18
Anticipated expiration: 2020-02-11
Also published as: KR100555986B1; DE60010408T2; KR20020000174A; BR9917298A; CN1196277C; NO20010290D0; US20020105961A1; JP2007089228A; CA2371384C; DE60010408D1; AU2548200A; DE69919037D1; ATE266282T1; NO20010290L; JP2003500977A; WO2000072465A1; ES2224667T3; AU4144799A; JP2003500976A; CN1350732A

Abstract

本发明涉及一种包括一个发射单元和至少一个接收机的无线通信系统的发射分集方法,其中,根据反馈信息所确定的加权信息将传输信号从发射单元发送到至少一个接收机。反馈信息从至少一个接收机对传输信号的响应中得到,并利用复用反馈信号被反馈。此外,在发射单元中,可以通过对所述反馈信息进行滤波并将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛来确定加权信息。因此,多量化丛及其组合和/或与特定丛相关的反馈子信道可用于信道探测,这样,可以提高总反馈分辨率,同时保持反馈信道的低信令容量。

Description

发射分集方法和系统

本发明涉及一种包括一个发射单元和至少一个接收机的无线通信系统如通用移动电信系统(UMTS)的发射分集方法和系统。

宽带码分多址(WCDMA)已被选作UMTS的成对波段的无线技术。因此，WCDMA是第三代广域移动通信的通用无线技术标准。WCDMA适用于高速数据业务，尤其适用于基于因特网的分组数据，这种分组数据在室内环境下高达2Mbps而在广域中高于384kbps。

WCDMA思想基于一种适合所有层的新型信道结构，这种信道结构基于诸如分组数据信道和业务复用的技术。这种新思想还包括领示码元和一种配备有自适应天线阵的时隙结构，自适应天线阵可使天线射束对准用户，以提供最大的射程和最小的干扰。这在实现可用射频频谱有限的宽带技术时也是很重要的。

可以利用不同的技术来提高所提出的WCDMA系统的上行链路容量，这些技术包括多天线接收和多用户检测或干扰消除。提高下行链路容量的技术不能用相同的强度来实现。然而，所计划的数据业务(例如因特网)所需要的容量要求使下行链路信道负担更重。因此，必须提供一些能提高下行链路信道的容量的技术。

考虑到终端的严格组成要求以及下行链路信道的特征，配置复合接收天线不是一种所希望的解决下行链路容量问题的方案。因此，提出了其他一些方案，在这些方案中，基站处的多单元天线或发射分集可以提高下行链路容量，而只略微增加终端实现的复杂性。

根据WCDMA系统，发射分集思想正在考虑中，这种思想的主要焦点在于闭环(反馈)方式。

图1示出了基站(BS)10与移动终端即移动台(MS)20之间的下行链路传输的这种反馈方式的一个例子。具体地说，BS 10包括两个天线A1和A2，而MS 20可以根据来自两个天线A1和A2的两个传输信号进行信道估算。然后，MS 20将离散的信道估算反馈给BS10。这些天线(或天线元)A1和A2彼此足够接近，使得天线A1和A2各自与MS 20之间的传播延时基本相同(在WCDMA扩展码的码片持续时间的几分之一的范围内)。这对保持单通道信道中的下行链路的正交性而言是很重要的。当然，还要求开发出健全的低延时反馈信令思想。

在WCDMA中，已为针对两个天线进行优化的闭环思想提出了不同的方式。在选择性发射分集(STD)方式中，用每时隙1比特的方式向各终端的“最佳”天线发信号。MS 20根据(与特定天线或射束相关的)公用领示信号估算信道系数，选择较强的天线(两种可能性)，并利用1.5kbps的子信道将该指数发送给BS 10。因此，从连续的公用信道估算可以得到简单的专用信道估算。在STD方式中，反馈信令字的比特长度为1比特。反馈比特率为1500bps，并且反馈信令字用来控制输入到天线A1和A2的功率。

再者，对于慢反馈链路，建议采用方式1和2(称为传输天线阵(TxAA)方式)，在这种反馈链路中，在一定数量的时隙后，修改用来控制天线A1和A2的传输信号的功率和/或相位的反馈加权。具体地说，利用1.5kbps的子信道将量化反馈通知给BS 10。在方式1中，从QPSK丛(constellation)中选择可行的Tx反馈加权。在方式2中，从16状态丛中选择可行的Tx反馈加权。

图2示出了一个表示上述方式的特征参数的表。具体地说，N_FB表示每时隙的反馈比特数，Nw表示每反馈信令字的比特数，Na表示用于控制天线A1和A2处的放大倍数或功率的反馈比特数，而Np表示用于控制天线A1与A2之间的相位差的反馈比特数。正如图2的表中所列，在每种反馈方式中，每时隙反馈1比特。

在Tx AA方式1中，反馈信令字包括2比特，因此在这两个反馈比特都被接收后(即两个时隙后)便进行更新。该反馈信令字只用来控制两个天线A1与A2之间的相位差。

在TxAA方式2中，反馈信令字的比特长度为4，因此每4个时隙进行一次更新。具体地说，该反馈信令字的1个比特用来控制天线A1和A2处的放大倍数(功率)，而3个比特用来控制它们的相位差。

图3A示出了一个表示STD方式中所进行的反馈功率控制的表。这里，MS 20必须用最小路径损耗来估算天线。为此，MS 20估算所有“竞争天线”的信道功率，并确定具有最高功率的那一个天线。所需的信道估算可以例如从各天线以已知功率所发送的公用领示信道得到。图3A的表中示出了反馈值与输入到天线A1的功率P_A1和输入到天线A2的功率P_A2之间的相互关系。因此，在BS 10处，根据反馈信令值选择这两个天线A1与A2之一。

应当注意，STD方式可以在射束域中以模拟方式来实现。在这种情况下，MS 20通知BS 10是否将天线A2所发送的信道码元旋转180°。这样，BS 10可从两个天线A1和A2同时进行发射。因此，天线A1与A2之间的相位差根据反馈值在0°与180°之间转换。

在TxAA方式1和2中，MS 20将所估算和量化的信道参数发送给BS 10，然后，BS 10相应地对所发送的信号进行加权。因此，可以得到高于(如STD方式中所提供的)180°的分辨率。MS 20分别从4或16的不同丛中选择Tx加权(Tx射束)。

图3B示出了在TxAA方式1中实现的反馈控制，其中仅将包括2比特的相位加权反馈值反馈给BS 10。图3B的表中所表示的相位差规定了BS 10为了在MS 20中获得最佳相干性所要确立的天线A1与A2之间的相位差(度数)。

图3C示出了TxAA方式2的反馈控制，其中反馈信令字的1比特(即放大倍数比特)用来控制天线A1和A2的功率，而其余3比特(即相位比特)用来控制天线A1与A2之间的相位差。左表表示基于放大倍数比特的功率控制，其中，输入到天线A1和A2的功率P_A1和P_A2分别在预定值的20％与80％之间转换。右表表示基于3个相位比特的反馈控制，其中，相位差可被量化成BS 10为了在MS 20中获得最佳相干性所要确立的8个不同的相位差的值。

至于图2中的表，应当注意，在Na=0的各种情况下，施加给天线A1和A2的功率相等。再者，天线A1和A2是由UMTS的CCPCH(公用控制物理信道)的其各自的领示码所唯一确定的。所得到的施加给天线A1和A2的幅度和相位被称为加权，这组加权可组成一个加权矢量。具体来说，对于这里两个天线的情况，其加权矢量为：

\underline{W} = [\frac{\sqrt{PA 1}}{\sqrt{PA 2} . \exp (iπΔφ / 180)}]

其中，Δφ表示反馈给BS 10的相位差(相位加权)。在w的维数大于2的情况下，需要两个以上的天线即天线阵。作为一个例子，可利用天线之间的相对相位来实现定向天线。因此，所估算的复平面内的反馈信号的相位用来控制发射方向。对于相干阵列，在各相邻天线元之间，相对相位差是相同的。

因此，现有WCDMA发射分集反馈思想利用2、4或8相位丛将信道差别通知给BS 10。然而，要获得更高阶丛所提供的更高的信道分辨率，得以反馈信令容量或延时为代价。因此，反馈信令的分辨率受反馈信令容量的限制。再者，现有思想在实现加权变化时采用了一个或多个时隙的延时，这样只能将适用范围局限于很慢的衰落信道。此外，这些思想还可能对反馈错误敏感。

因此，本发明的目的在于，提供一种发射分集或发射射束形成的方法和系统，利用这种方法和系统，可以在不增加反馈信令容量的前提下提高反馈信令的分辨率。

通过一种包括一个发射单元和至少一个接收机的无线通信系统的发射分集方法来达到这一目的，所述方法包括如下步骤：

根据反馈信息所确定的加权信息将传输信号从所述发射单元发送到所述至少一个接收机；

从所述至少一个接收机对所述传输信号的响应中得到所述反馈信息；

利用复用反馈信号来反馈所述反馈信息。

另外，还通过一种无线通信系统的发射分集系统来达到上述目的，该系统包括：

发射装置，用于根据反馈信息所确定的加权信息将传输信号从发射单元发送出去；和

至少一个接收机，用于接收所述传输信号并从对所述传输信号的响应中得到所述反馈信息；

其中，所述至少一个接收机包括反馈装置，用于利用复用反馈信号来反馈所述反馈信息。

再者，还通过一种无线通信系统的发射机来达到上述目的，该发射机包括：

提取装置，用于从接收信号中提取反馈信息；

发射装置，用于根据加权信息将传输信号从发射单元发送出去；

确定装置，用于根据所提取的反馈信息确定加权信息；和

控制装置，用于控制确定装置，以便根据反馈所述反馈信息所用的复用反馈信号来确定所述加权信息。

再者，还通过一种无线通信系统的接收机来达到上述目的，该接收机包括：

接收装置，用于接收传输信号；

获得装置，用于从对所述传输信号的响应中得到反馈信息；和

反馈装置，用于利用复用反馈信号来反馈所述反馈信息。

因此，在发射机中，根据终端中的时变反馈信号的丛和量化丛，通过保持接收机所通知的反馈信道的分辨率和容量并进行适当的反馈滤波，可以提高发射分辨率。据此，可以提高总反馈信令的有效分辨率，同时保持信令信道容量，这是因为，例如根据时变信号的丛或利用多个不同的丛，反馈信息可以被分割并被扩展到不同的时隙组中。滤波可应用于至少两个子信道上。发送信号可包括信道测量和信道量化所用的探测信号和根据发射加权经专用信道所发送的信息。

根据本发明，复用反馈信号可用来表示信道的量化状态。据此，在时分、频分或码分复用方式所规定的不同复用子信道中，反馈信号的类型、编码、划分或分配可以不同。

因此，施加给天线A1和A2的加权可以从反馈信道中分解出来，而不必与从接收机接收到的当前时隙的反馈信令一致。具体地说，可以采用多路定时，以便还能确立当前反馈方式。各子信道可以独立地规定基本分辨率，这些子信道可以联合规定更高的分辨率。根据本发明，使用至少两个反馈子信道。复用反馈信号在发射单元中被去复用再被滤波，以便得到所需的发射加权。滤波后，可以将所估算的加权量化为Tx加权丛。因此，可实现一种灵活的反馈思想，其中，发射加权从反馈信号中得到而无需完全与它们匹配。

再者，更高的发射加权分辨率和健壮性例如可以通过复用不同的反馈信号来实现，这些信号在发射机中要以合适的方式(如通过有限脉冲响应(FIR)滤波或无限脉冲响应(IIR)滤波)被合成。滤波还可能涉及所接收反馈信号的可靠性。于是，滤波器可以根据可靠反馈信号的更高加权来确定这些加权。因此，可以达到现有TxAA方式2的分辨率，这是因为，它可以根据例如现有TxAA方式1通过复用两个不同的反馈信号并对它们进行适当的滤波来确立。在这种情况下，可以保持反馈信令和信道估算，而略微改变反馈信号的确定。然而，无需对公用信道进行改变。

从当信道变化缓慢而采用较长滤波器的意义上讲，应当使滤波器脉冲响应的长度与信道特征(例如多普勒扩展或自相关)相称。滤波器的类型可以根据接收信号来确定，或者它可以在发射机与接收机之间协商。再者，可以根据反馈信号或根据与反馈信号相应的发射加权，或者根据这两者，进行去复用和后续滤波。具体地说，增益和相位信息可以单独被滤波或共同被滤波。为了减小延时和提高加权精度，滤波器可以象预测器那样工作，这样，可以根据可用的平滑后的信息来测试发射加权，直到发送命令(当前的加权和/或以前的加权和/或所接收的反馈命令)。此外，该滤波可以是线性的或非线性的。再者，可以应用健壮滤波(例如采用中值滤波)，这种滤波是所优选的，这是因为，反馈错误因在确定指数/量化时的错误指数而非估算错误可能造成“外围”加权即错误的加权。

因此，信道被量化为多个反馈信号量化丛，而每一量化值通过不同的复用反馈子信道被发送。据此，用户可以利用不同量化间隔(可能重叠)的不同信道量化丛。不同量化丛可以是独立的(例如彼此的适当旋转)，或者可以通过组划分以相关或分级方式构成，其中相关丛共同用来确定具有更高精度的反馈信号(例如以第一子信道发送的前两个比特可以指定加权象限，而以第二子信道发送的第三比特可以指定该加权象限中的两个加权点之一)。再者，不同量化丛可以提供给不同的用户。

复用反馈信号最好可以包括具有第一丛的第一反馈信号和具有第二丛的第二反馈信号。第一和第二反馈信号可以以不同的时隙和/或采用不同的代码发送。

第一反馈信号可以规定根据信道估算所确定的第一相位加权，而第二反馈信号可以规定根据旋转丛所确定的第二相位加权。具体地说，第二相位加权可以基于同一丛的旋转信道估算，或基于另一丛的旋转信道估算，或基于第二(旋转)丛的信道估算的量化。第一和第二反馈信号可以在连续时隙中被反馈。再者，第一反馈信号可以规定加权信息的实部，而第二反馈信号可以规定加权信息的虚部。

此外，第一反馈信号可以规定要用来更新发射单元的第一射束的第一反馈信息，而第二反馈信号可以规定要用来更新发射单元的第二射束的第二反馈信息。在这种情况下，第一反馈信号可以在奇时隙期间被反馈，而第二反馈信号可以在偶时隙期间被反馈。奇和偶时隙可以用来分别在不同的时间间隔中控制同一天线(当采用信道差时)或控制第一天线和第二天线。在后一种情况下，第一和第二天线交替作为参考。在可以通过滤波来降低所控制天线的有效发射功率的情况下，最好例如以交替方式将控制命令发送给发射单元的方法来控制两个天线。当两个天线被一般控制时，有效发射功率也能均匀地被分配，这样便简化了所提供功率放大器的设计。另一种可行的方案是采用发射分集技术，在这种技术中，不同的用户可以控制不同的天线。

再者，第一反馈信号可以按4-PSK丛来规定象限，而第二反馈信号可以规定所述第一反馈信号所规定的所述象限中的丛。第二反馈信号可以规定差值变化、格雷编码的子象限或它们的组合。

复用反馈信号可以由至少两个具有不同反馈信号丛的用户所发送。据此，可以实现一种既灵活又适用的发射分集系统。该至少两个用户可以包括控制发射单元的第一天线中的加权的第一组用户，和控制所述发射单元的第二天线中的加权的第二组用户。这样，可以实现第一和第二天线之间的发射功率的有效平衡，因为某些滤波或去复用技术可能要求在所控制的天线中需要较低的发射功率。

再者，发射机中的控制装置可以包括一个切换装置，用于交替地将第一反馈信号和第二反馈信号切换到确定装置。确定装置可以用来从第一和第二反馈信号中得到加权信息。

再者，控制装置可用来控制发射装置，以便交替地利用根据第一反馈信号所确定的第一加权信息更新发射单元的第一射束，和利用根据第二反馈信号所确定的第二加权信息更新发射单元的第二射束。

该发射单元可以是一个天线阵。在这种情况下，反馈信息可用来控制阵列天线的发射方向。发射方向可以从复用反馈信号的至少之一中得到。再者，发射方向还可以从根据至少一个反馈信号得到的相位估算中得到。

再者，接收机的获得装置可以包括提取装置，用于提取以已知功率发送的探测信号；信道估算装置，用于根据所提取的探测信号进行信道估算；和产生装置，用于根据信道估算产生复用反馈信号。产生装置可以用来产生第一和第二反馈信号，其中反馈装置可以用来反馈作为复用反馈信号的第一和第二反馈信号。反馈装置可以交替地反馈第一和第二反馈信号，其中反馈信息的量化基于最新信道估算和第一和第二丛中可用的那一个丛。

再者，产生装置可以用来产生基于信道估算的第一反馈信号和基于该信道估算按预定角度旋转的第二反馈信号。这也可以通过将同一信道估算量化为两个丛(在这种情况下，第二丛是第一丛的旋转复制)来实现。

或者，产生装置可以用来产生基于反馈信息的实部的第一反馈信号和基于反馈信息的虚部的第二反馈信号。

作为又一种方案，提取装置可以用来交替地提取与第一射束相应的探测信号和与第二射束相应的探测信号，而产生装置可以用来交替地产生基于第一射束的信道估算的第一反馈信号和基于第二射束的信道估算的第二反馈信号。

再者，可以通过将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛来确定发射加权信息。在这种情况下，滤波反馈信息可以包括4个丛点或状态，而量化丛可以包括例如8或16个丛点或状态。反馈信号滤波操作可以由长度为N个抽样的移动平均滤波器来完成，其中N大于所述复用反馈信号数。因此，可以通过连续量化为所要求的具有更多状态的丛来提高发射加权丛。

再者，还通过一种包括一个发射单元和至少一个接收机的无线通信系统的发射分集方法来达到上述目的，所述方法包括如下步骤：

将所述反馈信息反馈到所述发射单元；和

通过对所述反馈信息进行滤波并将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛来确定所述加权信息。

此外，还通过一种无线通信系统的发射机来达到上述目的，该发射机包括：

提取装置，用于从接收信号中提取反馈信息；

确定装置，用于根据所述提取的反馈信息确定所述加权信息；和

控制装置，用于对所述提取的反馈信息进行滤波和用于将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛。

因此，在某一反馈方式中，通过对滤波反馈信号进行连续量化可以提高发射加权丛，而反馈信道的容量保持不变。因此，用户终端或移动台不必知道采用了那种丛。据此，接收机中的量化丛可以不同于发射丛。发射丛可以例如随功率放大器加载而变化，使得，在给定时隙中只用完全功率平衡的加权(据此，在16状态丛中可以忽略增益信令)。

控制装置最好包括一种移动平均滤波器，用于执行反馈信号滤波操作。

下面，参照附图根据优选实施方式来详述本发明，其中：

图1示出了一种包括基站和移动台的闭环发射分集系统的原理框图，

图2示出了一个表示STD和TxAA方式的特征参数的表，

图3A-3C分别示出了表示与STD和TxAA方式的反馈控制有关的特征参数的表，

图4示出了表示根据本发明的第一例优选实施方式的发射分集思想的特征参数的表，

图5示出了根据本发明的优选实施方式的基站和移动台的原理框图，

图6示出了根据第一例优选实施方式的复加权参数的图形，

图7示出了表示根据第二例优选实施方式的发射分集思想的特征参数的表，

图8示出了根据第二例优选实施方式的复加权参数的图形。

下面，根据图1中所示的UMTS的BS 10和MS 20之间的连接来描述根据本发明的这种方法和系统的优选实施方式。

根据本发明的优选实施方式，反馈信息是采用基于时分复用的反馈思想从MS 20发送到BS 10的。这意味着，获取反馈信号时所用的量化丛是在不同的时隙被改变并被通知给BS 10。不过，在反馈信道中也可采用任何其他复用方式(如频分复用或码分复用)。

具体地说，反馈信号丛可以根据反馈信息的编码、类型、划分或分配而变化。因此，对于现有时分复用反馈子信道，可保持反馈信道中所要求的信令容量，而反馈信息本身可以被扩展到时间轴上，即可在两个或两个以上的时隙(组)中被发送，这些时隙可以根据BS 10和MS 20均知道的预定规则被分配。

下面，参照图4-8描述优选实施方式的一些例子，其中反馈信息被扩展到连续的时隙上。

图4示出了两个表示改进的TxAA方式1的思想的表。根据这一例子，在MS 20中利用两个参考信道(即用于信道估算和旋转信道估算的信道)，以便获得反馈信息。据此，利用TxAA方式1的反馈信令即两个反馈比特可实现8相位信令。具体地说，以两个连续时隙发送与信道估算有关的第一反馈信息，而以随后的两个连续时隙发送与旋转信道估算有关的第二反馈信息。

因此，以4个连续时隙发送整个反馈信息。相应地，以第一反馈子信道所规定的时隙S1={1,2,5,6,9,10,...}发送与信道估算有关的相位差，而以第二反馈子信道所规定的时隙S2{3,4,7,8,11,12,...}发送被量化为旋转丛的相位差，其中，该旋转信道估算涉及45°旋转信道估算(假定采用4相位丛)。

因此，以时隙S1发送的相位比特的有效相位差如图4中的上表所示，而以时隙S2发送的相位比特所确定的相位差如图4中的下表所示。因此，如TxAA方式1中那样，当一次只用反馈信息的2比特时，可将相位差量化成8个值。在BS 10中通过滤波或去复用操作所得到的结果反馈分辨率对应于16状态反馈方式，天线A1和A2每个都采用恒定功率的情况除外。因此，可以提高反馈分辨率，同时保持TxAA方式1的反馈信令容量。

图5示出了根据本发明的优选实施方式的MS 20和BS 10的原理框图。

根据图5，BS 10包括收发信机(TRX)11，用于为两个天线A1和A2馈电并与提取单元12连接，提取单元用来提取MS 20通过相应的反馈信道所发送的反馈信息。所提取的反馈信息输入到切换器13，定时控制单元15根据作为MS 20所用的反馈信号丛的多路复用方式的基础的定时方式来控制该切换器。据此，提供了用于提取反馈信息的去复用或滤波功能。本例中，切换器13由定时控制单元15控制，以便将与时隙S1有关的反馈信息提供给其一个输出端，而将以时隙S2所发送的反馈信息输出给其另一个输出端。

注意，假如分别采用频分或码分复用方式，那么可以通过提供滤波器和解调单元或解码单元交替地完成上述去复用或滤波功能。

切换器13的输出端分别与加权确定单元14的各输入端连接，该加权确定单元根据图4中所示的表确定加权信号。具体地说，加权确定单元14通过对经各自的输入端所接收到的两个时隙类型S1和S2上的反馈信息进行平均来确定所要求的天线A1与A2之间的相位差。不过，也可以提供这两种反馈信息的任何其他合成。

所确定的加权信号(例如相位差)输入到TRX 11,TRX执行天线A1和A2的相应的相位控制，从而确立所要求的相位差，以便在MS 20中获得传输信号的最佳相干性。

MS 20包括收发信机(TRX)21，用于通过与它连接的天线接收来自BS 10的天线A1和A2的传输信号。再者，TRX 21还与提取单元22连接，提取单元用来提取领示信道信号并将所提取的领示信道信号输入到信道估算单元23，信道估算单元计算出所要求的信道估算。在WCDMA系统中，利用从采用特定的正交扩展码的两个天线A1和A2所连续发射的公用信道领示(CPICH)可以得到相当精确的信道估算。具体地说，信道估算单元23用来计算出信道估算和旋转信道估算，这两者均与所接收的领示信道信号相应。信道估算单元23将这两个信道估算输出到其各自的输出端，这些输出端与信道差获得和量化单元24的相应输入端连接，该单元24用于获得基于从信道估算单元23得到的信道估算和旋转信道估算的相位差并进行相应的量化。正如前面所述，旋转信道估算是通过将信道估算旋转45°角得到的。

再者，反馈定时单元25用来控制相位差获得和量化单元24，以便根据预定反馈定时，输出从信道估算和旋转信道估算得到的相位差之一。本实例中，在时隙S1期间，输出与信道估算(即常规TxAA方式1)相应的相位差，而在时隙S2期间，输出与旋转信道估算相应的相位差。这些相位差作为复用反馈信号输入到TRX 21，以便通过相应的反馈信道被发送给BS 10。

应当注意，假如BS 10假定各反馈信息都只是从未被旋转的信道估算所得到的，也就是说是根据TxAA方式1所控制的现有BS10，那么根据第一例优选实施方式的发射分集思想与现有TxAA方式1兼容。

假如采用频分或码分复用反馈方式，那么可分别用调制单元或编码单元来取代反馈定时单元25。

图6示出了第一例优选实施方式中作为反馈信息的复加权即加权矢量的终点的图形。具体地说，图6的图形中的圆圈表示在时隙S1中得到的加权即常规TxAA方式1的加权，而十字表示在时隙S2中得到的另外的加权。因此，可以在不增加反馈信道信令容量的前提下得到如TxAA方式2中所提供的相位差量化。

图7示出第二例优选实施方式，其中，在只采用单一反馈比特时，得到TxAA方式1的反馈分辨率。因此，本例与改进型STD方式有关。具体地说，MS 20例如根据滑动窗进行连续的测量即信道估算，而相位差获得装置24根据TxAA方式1的相位丛来量化相位差。在本实例中，相位差所确定的复加权的实部和虚部的反馈比特以连续的时隙发送，例如实部比特在作为第一反馈子信道的奇时隙中发送，而虚部比特在作为第二子信道的偶时隙中发送。相应的控制由MS 20的反馈定时单元25来实现。

相应地，BS 10的定时控制单元15控制切换器13，以便将反馈信息的连续实部和虚部输入到加权确定单元14的各输入端，确定单元确定相应的输入到TRX 11的加权信号，以便确立所要求的相位差。

假如BS 10不按这种时间控制方式来控制，即采用现有STD方式，那么将得到常规的控制。如果采用新的定时控制，那么加权确定单元14在两个时隙上进行平均，并相应地改变加权信号。

因此，利用STD方式的反馈容量可得到4状态分辨率。再者，对于各连续的比特，可以分别涉及加权验证，这符合STD思想。

因此，正如从图7中所列，奇时隙S_odd中所提供的反馈信息表示0°或180°的相位差，而偶时隙S_even中所提供的反馈信息表示-90°或+90°的相位差。

图8示出了第二例优选实施方式的在每一时隙中可被反馈的复加权的图形，其中，十字表示在时隙S_even中所发送的加权信息，而圆圈表示在时隙S_odd中所发送的加权。

在上述第二例中，MS 20的信道估算单元23可利用公用领示信道(CPICH)确定信道估算。于是，表示复加权的相位的相量

由信道差获得和量化单元24确定，并被量化为图7所示丛，即S₁={1,-1}(对于奇时隙)和S₂={i,-i}(对于偶时隙)。相应的反馈消息(相位比特)为“0”和“1”，其中，“0”表示第一丛点更接近于该相量。类似地，反馈消息“1”表示第二丛点更接近于该相量。如上所述，采用以上这两种参考丛，可以实现这样的思想：终端(MS 20)以连续的时隙(或以两个子信道)来发送下行链路信道的最新估算的虚部和实部。

在第二例中，BS 10可以对两个连续时隙中的反馈加权/相位进行滤波(平均)，同时保持两个天线A1和A2中所发射的功率相同。因此，所得到的加权丛具有4个状态(类似于QPSK(四相移键控))。平均可在输出中引起半个时隙的延时，因此，总信令延时为一个半时隙。因此，与只有在整个反馈字被接收后才进行加权的思想相比，总控制延时减少了半个时隙。

由于只有4个可能的加权，因此，可有效地利用专用信道领示(和信道估算)，以便验证实际上发送了哪一个加权。一旦得知该加权，便可以根据该加权与从公用信道确定的信道估算的乘积，得到所接收的分集天线与终端之间的信道矢量。因此，验证允许在最大比合成时采用连续公用信道估算。

根据第三例优选实施方式，反馈方式可以采用射束分集思想，以便提供一种增强的健壮性防差错信令。在第三例中，假定在MS20中采用空间时间编码(STTD)，其中所编码的信道码元被划分为一些二元块，并在时间间隔2n和2n+1期间利用相同的扩展码分别从天线A1和A2按b[2n]、b[2n+1]和-b^*[2n+1]、b^*[2n]方式发送出去。这种简单的码元级正交编码方式加倍了时间分集，其中，接收机可采用简单的线性解码来检测所发送的码元。在本实例中，使用两个加权矢量，它们都是接收信令的函数。在STD方式反馈信令中，进行以下处理。

BS 10的天线A1和A2以各时隙发射两个射束B1和B2。射束B1和B2的更新速率为800Hz，即就是说，TRX 11每隙一个时隙更新一次。具体地说，射束B1在奇时隙期间被更新，而射束B2在偶时隙期间被更新，其中，每一加权更新在两个时隙上才有效，即提供了滑动窗加权变化。因此，MS 20的提取单元22用来提取相应的从射束B1和B2接收到的探测或领示信号，并依次将它们输入到信道估算单元23。然后，反馈定时单元25控制相位差获得单元24，以便以与分配给它们的时隙相应的时序输出各自的相位差。

应当注意，本实例中，如果TRX 11可用来确定所接收的加权信号并可相应依次将所接收的加权信号分配到其各自的射束B1或B2，则无需BS 10的切换单元(或滤波单元)13和定时控制单元15所提供的滤波功能。然而，如果情况不是这样，那么，定时控制单元15控制切换单元13，以便将(以奇时隙所发射的)射束B1的加权信号切换到其一个输出端，和将(以偶时隙所发射的)射束B2的加权信号切换到另一个输出端，然后，加权确定单元14确定相应的加权信号。此外，定时控制单元15也可用来控制TRX 11，以便将所接收的加权信号分配给相应的射束B1或B2。这一控制特性如图5的BS10的框图中的虚线所示。

在开头所述的在BS 10中不包括反馈信号的任何滤波的现有STD方式中的量化和信令思想只能实现具有180度有效加权分辨率的原始射束形成。

在上述第二例优选实施方式中，两个连接的反馈比特(即实部和虚部)的滤波(或平均)可将状态数提高到4，并迫使存储这些发射加权。

根据另一种滤波方法，通过增加加权丛中的状态数，可进一步提高加权分辨率。最好能得到单一的反馈方式，这样可使传输加权(丛)盲适应所给定的信道。

这里所要考虑的盲处理基于这样的事实：所接收的上行链路信号具有与下行链路信号相同的平均特性，尽管这些信道在这种FDD(频分双工)系统中不是互易的。这一平均信息(如通路数、多普勒估算等)可用来与BS 10中的滤波相称，这样，例如在快衰落信道中，滤波器较短，而在很慢的衰落信道中，使用较窄带宽的滤波器。因此，MS 20可以始终发送反馈信号(例如根据第二例)，而MS 20无需确切地知道实际滤波思想。可行的滤波技术包括FIR、IIR或非线性滤波操作(例如中值滤波)。

再者，还可以考虑每一所接收反馈命令的可靠性(从而得到例如后面的平均加权)，以便减轻不可靠反馈信道的影响。

下面，优选实施方式的又一些例子，作为上述第二例的一般化例子。然而，应当注意，以下例子也可以很好地在只采用一个反馈信号的现有STD和TxAA方式中实现。根据第四例，应用了采用第二例的旋转丛(实部和虚部)的反馈测量，其中BS 10中的滤波操作应用于N个而不是两个反馈命令(或时隙)上。因此，发射加权由以下式子给出：w2(t)=exp(iΦ(t))

Φ (t) = \arg (Σ_{t^{'} = t}^{t - N + 1} i^{t^{'} \mod 2} sgn (z (t^{'})))

其中，z(t)=b(t)+n(t)代表所接收的反馈信号，n(t)是BS 10中的噪声信号，b(t)是BS 10处在时隙t(与公式中状态±i^tmod2相应)接收到的反馈命令，而w2(t)代表施加在分集天线A1和A2中复加权。

根据第五例优选实施方式，在MS 10中提供4个不同的丛，这样，信道差获得和量化单元24以4个连续的下行链路时隙将复加权量化为S₁={1,-1}、S₂={i,-i}、S₃={i^1/2,-i^1/2}和S₄={i^-1/2,-i^-1/2}。BS10利用长度为N个抽样的移动平均滤波器对丛进行滤波。当N=4时，可得到时变的8-PSK丛。发射加权由以下式子给出：w2(t)=exp(iΦ(t))

Φ (t) = \arg (Σ_{t^{'} = t}^{t - N + 1} i^{(t^{'} \mod 4) / 2} sgn (z (t^{'})))

根据第六例优选实施方式，涉及在终端量化中采用60度分辨率的三个旋转丛的情况。其中，S₁={1,-1}、S₂={i^1/3,-i^1/3}和S₃={i^2/3,-i^2/3}，因此滤波后的发射加权由以下式子给出：w2(t)=exp(iΦ(t))

Φ (t) = \arg (Σ_{t^{'} = t}^{t - 2} i^{(t^{'} \mod 3) / 3} sgn (z (t^{'})))

根据第七例优选实施方式，根据第六例的上述三个丛除了用于所接收到的码元的可靠性外，还可用于确定发射射束，其中，在滤波时，可采用不同的方法，例如函数f(x)=x可代替sgn(x)，或在上述确定Φ(x)的式子中可以采用tanh(x)，而在滤波后，可将复加权量化为4个状态(QPSK)。应当注意，在以上给出的这些例子中，首先作出反馈信号的硬判决(sgn(z(t′)))，然后执行平均操作。这样可得到QPSK丛(尽管未详述)。然而，量化不可能合乎需要，除非减少状态数，以便应用有效的加权验证算法。

当然，在该第七例中，量化为任何丛(代替QPSK)都是可能的。当无需进行功率约束时，例如可采用16状态丛。在这些情况下，加权验证不太实际，但在信道估算中可使用专用领示。因此，加权例如可由下式给出：

W 2 (t) = Σ_{t^{'} = t}^{t - 2} i^{(t^{'} \mod 3) / 3} \tanh (z (t^{'}) | a | / σ^{2})

其中σ²表示z(t′)中的信道噪声的方差，而｜α｜表示所接收的反馈命令z(t′)的幅度。

注意，在上述情况下，发射加权不必具有恒定的幅度。例如，当信道幅度为0(或噪声方差为∞)时，加权的幅度将是0，tanh(z(t′)｜α｜/σ²)→0，即在反馈被干扰的情况下，各天线被自动断开。通常，加权的幅度势必小于1。最大值(Tx功率)与原(非分集)天线的情况相同。注意，对MS 20而言，还可以通过屏蔽反馈命令(例如在传输中采用Walsh码w_k，此时BS 10要求w_k′, k′≠k)有效地停止分集传输或控制加权。如果所有的终端都这样，那么，将有利于使控制不同天线的不同用户将负载平均到功率放大器中。还可以采用部分相关的屏蔽c_k，此时0≤w_k ^Tc_k≤1。

上述根据第七例的射束形成思想可适用于去除TxAA方式2。这将带来对该思想的以下改变。如前面所述，例如利用3状态丛(60度旋转)，得出每一反馈比特(和比特可靠性)。时隙t的发射相位是特殊窗中可能的加权的线性组合。接着，滤波后的状态被量化为可被发送的最近的丛点，它不必属于TxAA方式2中当前所允许的那些点。在TxAA方式1相位分辨率情况下，则采用下列算法：

W 2 (t) = 8 QPSK (Σ_{t^{'} = t}^{t - 3} (i^{(t^{'} \mod 2) / 2} P (b (t^{'}) = I | z (t^{'})) + {(- i)}^{(t^{'} \mod 2) / 2} P (b (t^{'}) = - 1 | z (t^{'})))) {vt}^{'}

其中，8PSK表示量化为8-PSK状态，v_t′表示例如移动平均滤波器的FIR系数，而P(b=1｜z)和P(b=-1｜z)分别表示情况b=1和b=-1的条件概率。这些概率例如可从使MSE(均方误差)最小化的统计中得到。

对于高斯噪声n，tanh(z(t＇)｜α｜/σ²)函数表现为可靠性加权。显然，该tanh函数可以利用众所周知的技术来近似。

然后，可利用下列式子：

W 2 (t) = 8 PSK (Σ_{t^{'} = t}^{t - 3} i^{(t^{'} \mod 3) / 3} \tanh (z (t^{'}) | a | / σ^{2})) {vt}^{'}

再者，可发送一个附加的反馈比特，以指定分别输入到天线A1和A2的加权w₁和w₂之间的相对功率(例如0.8或0.2)。在MS 20中可采用所验证的加权验证，并且可以例如象STD方式或TxAA方式2中那样来规定发射加权。差别只是BS 10解释反馈命令的方式和将滤波后的信号量化成哪个丛(例如，在应用验证情况下的QPSK，和在采用专用领示情况下的QPSK、8或16PSK)。这一思想使得系统很健壮。MS 20无需知道BS 10在采用哪种方式，除非它应用验证。可利用专用信道将Tx丛通知给终端，或者可根据所接收的信号来估算Tx丛。再者，还可采用能缓解这一问题的次最佳验证思想。方式变化可能只是BS 10中量化丛的变化，从用户设备的角度看，这无关紧要。

因此，可以实现基于同一或另一发射丛的有效滤波技术和后续的量化。如果在下行链路方向例如采用了TxAA方式2的专用领示，那么MS 20不必知道采用哪种丛。然而，如果MS 20得到了量化丛(即它被通知)，那么它可以应用如STD方式中那样的加权验证。

此外，也可以应用非线性滤波操作。这种非线性滤波可以利用基于格构的加权确定(利用已知的格构)来实现，其中，无论在TxAA方式1中还是在分级TxAA方式2中，BS 20都利用以前的反馈命令序列(包括可靠性信息)和一种指示可能的转换的格子结构。因此，采用序列估算器或MAP检测器可以计算出发射加权，其中转换的可能性取决于反馈比特的可靠性。因此，前面式子中所述的概率P(b=1｜z)和P(b=-1｜z)和加权格子结构可有助于非线性加权确定。

应当注意，图5中所示的框图中的上述单元也可以被确定为一个控制程序的软件特性，这种控制程序控制配置在BS 10和MS 20中的微处理器如CPU。

再者，任何类型的信号组划分(例如对于格码)都可用来改善性能。再者，不同的反馈信号丛通过利用逐次信令可以是相关的。例如，第一时隙或子信道可用于反馈按具有较高可靠性的4-PSK丛来指示象限的信息，而随后的第二时隙或子信道可用于反馈确定这种象限中的丛的信息。第二子信道的反馈信息可以基于差值变化、格雷编码的子象限或它们的任意组合。这里，规定象限的反馈比特一到达BS 10，发射加权就被改变，然后，可以根据最新信道估算来调整改进型子象限，当(例如采用格雷编码)发送象限指数时，该估算是不可用的。因此，可以避免现有思想中因等待接收所有的反馈比特所造成的附加延时。再者，不会出现如现有思想中那样的MS 20在估算专用信道参数时所无法跟踪的突变(1比特反馈情况下的180度，两比特反馈情况下的90度，等等)。因此，递增地应用反馈信息不仅可以减小延时，而且还能实现更有效的信道估算和接收机性能。反馈信息也可以涉及连续时隙的相位差。

作为一个例子，在TxAA方式2中可以用3比特格雷码来指示发射加权的相位状态。因此，连续的状态被编码为000(状态1)、001(状态2)、011(状态3)、010(状态4)、110(状态5)、111(状态6)、101(状态7)和100(状态8)。因此，对于上述编码的第1比特，在格子结构中可以确定以下可能的转换：状态1→状态1或8，状态2→状态2或7，状态3→状态3或6，状态4→状态4或5，状态5→状态5或4，状态6→状态3或6，状态7→状态7或2，状态8→状态8或1。类似地，对于第2和3比特，同样可以得到可能的转换。然后，可在具有所提高的可靠性的发射加权的估算中利用这一转换信息。

本发明本不局限于两个天线A1和A2，而还可适用于任何多天线发射机，以便提供更高分辨率的反馈。再者，如上所述，可以采用任何类型的复用方式，只要BS 10可以相应地滤波或选择反馈信息。

再者，本发明可适用于任何包含有在发射单元与至少一个接收机之间所用的发射分集或发射射束形成思想的无线通信系统。因此，上述优选实施方式和附图仅旨在说明本发明。本发明的优选实施方式可以在附属权利要求书的范围内变化。

总之，本发明涉及一种包括一个发射单元和至少一个接收机的无线通全信系统的发射分集方法，其中，根据反馈信息所确定的加权信息将传输信号从发射单元发送到至少一个接收机。反馈信息从至少一个接收机对传输信号的响应中得到，并利用复用反馈信号被反馈。此外，在发射单元中，可以通过对所述反馈信息进行滤波并将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛来确定加权信息。因此，多量化丛及其组合和/或与特定丛相关的反馈子信道可用于信道探测，这样，可以提高总反馈分辨率，同时保持反馈信道的低信令容量。

Claims

1．一种包括一个发射单元和至少一个接收机的无线通信系统的发射分集方法，所述方法包括如下步骤：

a)根据反馈信息所确定的加权信息将传输信号从所述发射单元发送到所述至少一个接收机；

b)从所述至少一个接收机对所述传输信号的响应中得到所述反馈信息；

c)利用复用反馈信号来反馈所述反馈信息。

2．如权利要求1所述的方法，其中，所述复用反馈信号至少包括具有第一量化丛的第一反馈信号和具有第二量化丛的第二反馈信号。

3．如权利要求2所述的方法，其中，所述至少第一和第二反馈信号以不同的时隙发送。

4．如权利要求2或3所述的方法，其中，所述至少第一和第二反馈信号采用不同的代码被发送。

5．如权利要求2-4任一所述的方法，其中，所述第一反馈信号规定了根据量化为所述第一丛的信道估算所确定的第一加权，而所述第二反馈信号规定了根据量化为所述第二丛的信道估算所确定的第二加权。

6．如权利要求5所述的方法，其中，所述第二丛是所述第一丛的旋转复制。

7．如权利要求5所述的方法，其中，所述第二反馈信号基于量化为所述第一丛的旋转信道估算。

8．如权利要求2或3所述的方法，其中，所述第一和第二反馈信号以连续的时隙被反馈。

9．如权利要求2、3或8任一所述的方法，其中，所述第一反馈信号规定所述加权信息的实部，而所述第二反馈信号规定所述加权信息的虚部。

10．如权利要求2、3或8任一所述的方法，其中，所述第一反馈信号规定了要用来更新所述发射单元的第一射束的第一反馈信息，而所述第二反馈信号规定了要用来更新所述发射单元的第二射束的第二反馈信息。

11．如权利要求9或10所述的方法，其中，所述第一反馈信号在奇时隙期间被反馈，而所述第二反馈信号在偶时隙期间被反馈。

12．如权利要求2、3或8任一所述的方法，其中，所述第一反馈信号按4-PSK丛来规定象限，而所述第二反馈信号规定所述第一反馈信号所规定的所述象限中的丛点。

13．如权利要求12所述的方法，其中，所述第二反馈信号规定差值变化、格雷编码的子象限或它们的组合。

14．如权利要求1所述的方法，其中，所述复用反馈信号由至少两个具有不同信号丛的用户所发送。

15．如权利要求14所述的方法，其中，所述至少两个用户包括控制所述发射单元的第一天线中的加权的第一组用户，和控制所述发射单元的第二天线中的加权的第二组用户。

16．如权利要求1所述的方法，其中，所述反馈信息用来控制两个天线之一的发射加权。

17．如权利要求16所述的方法，其中，所述反馈信息包含关于所述两个天线的发射功率的第一信息和关于所述两个天线的相位的第二信息。

18．如权利要求17所述的方法，其中，所述第一信息或所述第二信息或这两者在所述发射单元中分别被滤波。

19．如权利要求1所述的方法，其中，所述反馈信息用来控制两个天线的发射加权。

20．如权利要求19所述的方法，其中，用于控制所述两个天线的控制命令交替地被发送到所述发射单元。

21．如权利要求1所述的方法，其中，所述发射单元包括天线阵。

22．如权利要求21所述的方法，其中，所述反馈信息用来控制所述天线阵的发射方向。

23．如权利要求22所述的方法，其中，发射方向从至少一个反馈信号中得到。

24．如权利要求23所述的方法，其中，发射方向从至少一个所提取的反馈信号的相位估算中得到。

25．如权利要求1所述的方法，其中，根据反馈信号滤波操作来确定所述加权信息和/或发射方向。

26．如权利要求25所述的方法，其中，通过将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛来确定所述加权信息。

27．如权利要求26所述的方法，其中，所述所要求的丛取决于所述发射单元中的放大器加载。

28．如权利要求26所述的方法，其中，所述滤波反馈信息包括4个丛点，而所述量化丛包括8或16个丛点。

29．如权利要求25-28任一所述的方法，其中，反馈信号滤波操作由长度为N个抽样的滤波器来完成，其中N大于所述复用反馈信号数。

30．如权利要求25所述的方法，其中，所述滤波操作包括健壮滤波、FIR滤波、IIR滤波、线性滤波、非线性滤波或平滑和预测。

31．如以上权利要求任一所述的方法，其中，所述复用反馈信号的可靠性用于加权确定。

32．如权利要求25所述的方法，其中，传输滤波适应传输信道特性并被动态地改变。

33．如权利要求25所述的方法，其中，根据所述发射单元与所述至少一个接收机之间的信令来控制所述滤波操作的滤波器特性。

34．一种包括一个发射单元和至少一个接收机的无线通信系统的发射分集方法，所述方法包括如下步骤：

c)将所述反馈信息反馈到所述发射单元；和

d)通过对所述反馈信息进行滤波并将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛来确定所述加权信息。

35．如权利要求34所述的方法，其中，所述至少一个接收机中的量化丛所具有的状态比所述发射单元中所具有的状态少。

36．如权利要求35所述的方法，其中，所述反馈信息包括4个丛点，而所述量化丛包括8或16个丛点。

37．如权利要求34-36任一所述的方法，其中，反馈信号滤波操作由移动平均滤波器来完成。

38．如权利要求34-37任一所述的方法，其中，对以前反馈信号序列进行反馈信号滤波操作，并通过采用格子结构的估算来得出加权信息。

39．如权利要求38所述的方法，其中，采用序列估算器或MAP检测器来进行所述估算。

40．一种无线通信系统的发射分集系统，该系统包括：

a)发射装置(10)，用于根据反馈信息所确定的加权信息将传输信号从发射单元(A1,A2)发送出去；和

b)至少一个接收机(20)，用于接收所述传输信号并从对所述传输信号的响应中得到所述反馈信息；

c)其中，所述至少一个接收机(20)包括反馈装置(24,25)，用于利用复用反馈信号来反馈所述反馈信息。

41．如权利要求40所述的系统，其中，所述反馈装置(24,25)用来产生具有第一丛的第一反馈信号和具有第二丛的第二反馈信号。

42．如权利要求40所述的系统，其中，所述第一反馈信号规定了根据信道估算所确定的第一相位加权，而所述第二反馈信号规定了根据所述第一反馈信号的旋转丛所确定的第二相位加权。

43．如权利要求40所述的系统，其中，所述第一反馈信号规定所述加权信息的实部，而所述第二反馈信号规定所述加权信息的虚部。

44．如权利要求40所述的系统，其中，所述第一反馈信号规定了要由所述发射装置(10)用来更新所述发射单元(A1,A2)的第一射束的第一反馈信息，而所述第二反馈信号规定了要由所述发射装置(10)用来更新所述发射单元(A1,A2)的第二射束的第二反馈信息。

45．如权利要求43或44所述的系统，其中，所述反馈装置(24,25)用来在奇时隙期间反馈所述第一反馈信号，而在偶时隙期间反馈所述第二反馈信号。

46．一种无线通信系统的发射机，该发射机包括：

a)提取装置(12)，用于从接收信号中提取反馈信息；

b)发射装置(11)，用于根据加权信息将传输信号从发射单元(A1,A2)发送出去；

c)确定装置(14)，用于根据所述提取的反馈信息确定所述加权信息；和

d)控制装置(13,15)，用于控制所述确定装置(14)，以便根据反馈所述反馈信息所用的复用反馈信号来确定所述加权信息。

47．如权利要求46所述的发射机，其中，所述控制装置(13,15)包括一个切换装置(13)，用于交替地将具有第一丛的第一反馈信号和具有第二丛的第二反馈信号切换到所述确定装置(14)。

48．如权利要求47所述的发射机，其中，所述确定装置(14)用来从所述第一和第二反馈信号中得到所述加权信息。

49．如权利要求47所述的发射机，其中，所述控制装置(13,15)用来控制所述发射装置(11)，以便交替地利用根据所述第一反馈信号所确定的第一加权信息更新所述发射单元(A1,A2)的第一射束，和利用根据所述第二反馈信号所确定的第二加权信息更新所述发射单元(A1,A2)的第二射束。

50．如权利要求46-49任一所述的发射机，其中，所述发射单元是一个天线阵(A1,A2)。

51．如权利要求46所述的发射机，其中，所述控制装置(13)用来执行反馈信号滤波操作。

52．如权利要求51所述的发射机，其中，所述控制装置(13,15)用来将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛。

53．如权利要求51或52所述的发射机，其中，所述控制装置(13,15)包括一个用于执行反馈信号滤波操作的移动平均滤波器。

54．如权利要求51所述的发射机，其中，所述滤波操作包括健壮滤波、FIR滤波、IIR滤波、线性滤波、非线性滤波或平滑和预测。

55．一种无线通信系统的发射机，该发射机包括：

a)提取装置(12)，用于从接收信号中提取反馈信息；

d)控制装置(13,15)，用于对所述提取的反馈信息进行滤波和用于将滤波反馈信息量化为所要求的量化丛。

56．如权利要求55所述的发射机，其中，所述控制装置(13,15)包括一个用于执行反馈信号滤波操作的移动平均滤波器。

57．一种无线通信系统的接收机，该接收机包括：

a)接收装置(21)，用于接收传输信号；

b)获得装置(22,23,24)，用于从对所述传输信号的响应中得到反馈信息；和

c)反馈装置(24,25)，用于利用复用反馈信号来反馈所述反馈信息。

58．如权利要求57所述的接收机，其中，所述获得装置(22,23,24)包括：提取装置(22)，用于提取以已知功率发送的探测信号；信道估算装置(23)，用于根据所述所提取的探测信号进行信道估算；和产生装置(24)，用于根据所述信道估算产生所述复用反馈信号。

59．如权利要求58所述的接收机，其中，所述产生装置(24)用来产生具有第一丛的第一反馈信号和具有第二丛的第二反馈信号，其中所述反馈装置(24,25)用来反馈作为所述复用反馈信号的所述第一和第二反馈信号。

60．如权利要求59所述的接收机，其中，所述反馈装置(24,25)用来交替地反馈所述第一和第二反馈信号，其中反馈信息的量化基于最新信道估算和所述第一和第二丛中可用的那一个丛。

61．如权利要求59所述的接收机，其中，所述产生装置(24)用来产生基于所述信道估算的所述第一反馈信号和基于所述信道估算按预定角度旋转的所述第二反馈信号。

62．如权利要求59所述的接收机，其中，所述产生装置(24)用来产生基于所述反馈信息的实部的所述第一反馈信号和基于所述反馈信息的虚部的所述第二反馈信号。

63．如权利要求59所述的接收机，其中，所述提取装置(22)用来交替地提取与第一射束相应的探测信号和与第二射束相应的探测信号，而所述产生装置(24)用来交替地产生基于所述第一射束的信道估算的所述第一反馈信号和基于所述第二射束的信道估算的所述第二反馈信号。