KR101470501B1 - 양자화된 채널 상태 정보에 기반하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법 - Google Patents

양자화된 채널 상태 정보에 기반하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명에 따른 실시예들에서는 복수의 전송 안테나를 이용하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법이 제공된다.
기지국 장치는 다운 링크 채널의 상태 정보에 대한 양자화 잡음의 전력을 고려하여 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬을 이용하여 단말기로 데이터를 전송한다.
프리코딩, 양자화, Quantize

Description

양자화된 채널 상태 정보에 기반하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR TRANSMITTING DATA BASED ON QUANTIZED CHANNEL STATE INFORMATION}
본 발명에 따른 실시예들은 복수의 전송 안테나를 이용하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법과 관련된 것으로, 더욱 상세하게는 양자화된 채널 상태 정보에 기반하여 프리코딩 행렬을 생성하고, 생성된 프리코딩 행렬을 이용하여 데이터를 전송하는 장치 및 방법에 관련된 것이다.
최근 무선 통신 환경에서 음성 서비스를 비롯한 다양한 멀티미디어 서비스를 제공하고, 고품질 및 고속의 데이터 전송을 지원하기 위해 많은 연구가 이루어지고 있다. 이러한 연구의 일환으로 공간영역의 채널을 이용하는 다중 송수신 안테나 전송 시스템에 대한 연구가 활발히 진행되고 있다. 다중 송수신 안테나 전송 기술은 송수신 양단에 다중안테나를 사용함으로써 한정된 주파수 자원 내에서 채널 용량을 증대하여 높은 데이터 전송률을 제공할 수 있다.
개루프 다중 송수신 안테나 전송 기술에 따른 송신기에서 채널 정보를 필요로 하지 않으므로 상향링크의 무선 자원을 낭비하지 않고 비교적 간단한 구조로 송 수신기를 구성할 수 있다. 그러나 채널 변화에 적응적으로 대처 할 수 없어 채널의 공간상관도가 증가하거나 다중채널이 동시에 깊은 페이딩을 겪는 경우 성능이 크게 열화되는 단점을 갖는다.
반면, 폐루프 다중 송수신 안테나 전송 기술에 따른 송수신기는 단말기로부터 전송되는 채널 정보를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다. 채널의 특성을 반영할 수 있으므로 데이터 전송 성능이 크게 향상된다. 그러나 단말기로부터 기지국 장치까지의 업링크의 대역폭 제한으로 인하여 기지국 장치는 양자화된 채널 상태 정보만을 수신할 수 있다. 양자화 과정에서의 양자화 잡음으로 인하여 기지국 장치는 정확한 채널 상태 정보를 수신할 수 없다. 양자화 잡음의 영향으로 인하여 정확한 프리코딩 행렬을 산출할 없고, 데이터 전송 성능의 향상이 감소된다.
본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치는 기지국의 복수의 전송 안테나로부터 단말기의 복수의 수신 안테나까지의 무선 채널에 대한 양자화된 상태 정보를 상기 단말기로부터 수신하는 수신부, 상기 상태 정보에 기반하여 상기 무선 채널에 대한 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정하는 제어부, 상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비에 기반하여 프리코딩 행렬을 산출하는 프리코딩 행렬 산출부 및 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 각 단말기로 데이터를 전송하는 전송부를 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 전송 방법은 기지국의 복수의 전송 안테나로부터 단말기의 복수의 수신 안테나까지의 무선 채널에 대한 양자화된 상태 정보를 상기 단말기로부터 수신하는 단계, 상기 상태 정보에 기반하여 상기 무선 채널에 대한 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정하는 단계, 상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비에 기반하여 프리코딩 행렬을 산출하는 단계 및 상기 프리코딩 행렬을 이용하여 각 단말기로 데이터를 전송하는 단계를 포함한다.
본 발명의 실시예들에 따르면 양자화 비트수에 따른 양자화 잡음의 세기에 따라서 프리코딩 행렬을 결정할 수 있다.
본 발명의 실시예들에 따르면 레귤라라이즈드 인버스(Regularized inverse)기법과 블록 분해(Block Decomposition)기법의 장점을 이용하여 프리코딩 행렬을 생성할 수 있다.
이하에서는 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예를 상세히 설명한다.
도 1은 본 발명에 따른 기지국 장치가 단말기로부터 양자화된 채널 상태 정보를 수신하고, 양자화 비트수를 고려하여 산출된 프리코딩 행렬을 이용하여 데이터를 전송하는 개념을 도시한 도면이다. 이하 도 1을 참조하여 양자화 비트수를 고려하여 프리코딩 행렬을 산출하는 본 발명의 개념을 상세히 설명하기로 한다.
기지국 장치(110)는 복수의 전송 안테나들(120)을 구비하고, 단말기들(130, 150)는 복수의 수신 안테나들(140, 151)을 구비한다. 기지국 장치(110)는 복수의 전송 안테나들(120)을 이용하여 데이터를 단말기들(130, 150)로 전송한다.
기지국 장치(110)가 데이터를 효율적으로 단말기들(130, 150)로 전송하기 위해서, 다운 링크 채널 상태 정보를 알아야 한다. 본 발명에 따른 기지국 장치(110)는 단말기(130, 150)로부터 다운 링크 채널 상태 정보를 수신한다.
본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치(110)는 복수의 전송 안테나(120)를 이용하여 각각의 단말기(130, 150)로 파일럿 신호를 전송할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치(110)는 서로 직교하는 파일럿 신호를 각각의 전송 안테나를 이용하여 단말기로 전송할 수 있다.
각각의 단말기(130, 150)들은 파일럿 신호를 이용하여 전송 안테나(120)로부터 수신 안테나(140, 151)까지의 무선 채널을 추정하여 채널 상태 정보를 생성할 수 있다. 단말기(130, 150)로부터 기지국 장치(110)까지의 업 링크의 대역폭은 제한된다. 따라서 단말기(130, 150)는 채널 상태 정보를 기지국 장치(110)로 전송할 수 없다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단말기(130, 150)는 채널 상태 정보를 양자화하여 정보량을 줄일 수 있다. 단말기(130, 150)는 양자화된 채널 상태 정보를 기지국 장치(110)로 전송하고(180, 190), 기지국 장치(110)는 양자화된 채널 상태 정보를 이용하여 데이터를 전송할 수 있다(160, 170).
양자화 과정은 양자화 잡음이 추가되는 것으로 모델링 될 수 있다. 즉, 양자화 과정을 통하여 채널 상태 정보는 정확한 값을 잃고, 채널 상태 정보가 가질 수 있는 몇 가지 값 중에서 한 가지 값으로 결정된다. 여기서 양자화 이후의 채널 상태 정보의 값과 양자화 이전의 채널 상태 정보의 값의 차이를 양자화 잡음으로 생각할 수 있다.
채널 상태 정보가 B비트로 양자화된다고 가정하면, B의 크기가 큰 경우에는 단말기(130, 150)가 채널 상태 정보를 정밀하게 양자화하는 것으로 생각할 수 있다. 이 경우, 양자화 잡음의 전력은 매우 적은 것으로 생각할 수 있다.
만약 B 의 크기가 작은 경우에는 양자화 잡음의 전력은 상대적으로 큰 것으로 생각할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 제1 단말기(130)가 채널 상태 정보를 양자화하는 제1 양자화 비트의 수와 제2 단말기(150)가 채널 상태 정보를 양자화하는 제2 양자화 비트의 수는 서로 다를 수 있다. 각 단말기(130)에 따라서 양자화 잡음의 전력이 다르면, 이를 고려하여 프리코딩 행렬을 생성해야 한다.
본 발명의 실시예들에 따르면 양자화 비트수에 따른 양자화 잡음의 전력을 고려하여 정확한 프리코딩 행렬을 계산할 수 있다. 따라서 다운 링크 데이터 전송 효율이 향상된다.
도 2는 본 발명에 따른 기지국 장치가 단말기로 파일럿 신호를 전송하고, 파일럿 신호에 기반하여 생성된 양자화된 채널 정보를 이용하여 데이터를 전송하는 개념을 도시한 도면이다. 이하 도 2를 참조하여 파일럿 신호를 이용하여 채널 정보를 생성하는 본 발명의 개념을 상세히 설명하기로 한다.
단계(S230)에서 기지국 장치(210)는 단말기(220)로 파일럿 신호를 전송할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 단말기(220)가 패턴을 알고 있는 신호는 파일럿 신호로 사용될 수 있다.
단계(S240)에서 단말기(220)는 파일럿 신호를 이용하여 기지국 장치(210)의 전송 안테나로부터 단말기(220)의 수신 안테나까지의 채널을 추정하여 채널 상태 정보를 생성한다.
단계(S250)에서 단말기(220)는 채널 상태 정보를 양자화한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 단말기(220)는 채널 상태 정보를 B 비트로 양자화할 수 있다. B 비트의 비트들은 최대
Figure 112008059308636-pat00001
개의 값을 가질 수 있으므로 채널 상태 정보를 정확히 표현할 수 없다. 따라서 채널 상태 정보가 양자화 잡음에 의하여 오염되는 것으로 모델링 될 수 있다.
단계(S260)에서 단말기(220)는 양자화된 채널 상태 정보를 기지국 장치(210)로 전송한다. 단말기(220)로부터 기지국 장치(210)까지의 업 링크의 대역폭 이 제한되므로, 단말기(220)는 채널 상태 정보를 기지국(210)으로 전송할 수 없다. 양자화된 채널 상태 정보는 제한된 정보량만을 가지므로, 단말기(220)는 제한된 대역폭을 이용하여 양자화된 채널 정보를 전송할 수 있다.
단계(S270)에서 기지국 장치(210)는 간섭 신호대 잡음의 제어비를 결정한다. 만약 기지국 장치(210)로부터 단말기(220)까지의 채널 상태가 우수하지 않은 경우에는 데이터를 전송하는 다운 링크 신호의 세기가 크게 감소한다. 다운 링크 잡음의 영향에 따라서 다운 링크 데이터 전송 성능이 크게 감소한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S280)에서 기지국 장치(210)는 다운 링크 잡음의 영향을 감소시키도록 프리코딩 행렬을 생성할 수 있다.
만약 기지국 장치(210)로부터 단말기(210)까지의 채널 상태가 우수한 경우에는 데이터를 전송하는 다운 링크 신호의 세기는 크게 감소하지 않는다. 다운 링크 잡음 보다는, 기지국 장치(210)로부터 다른 단말기로 전송되는 간섭 신호의 세기에 의하여 다운 링크 데이터 전송 성능이 감소된다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S280)에서 기지국 장치는 각 단말기 별로 전송되는 간섭 신호의 영향이 최소화되도록 프리코딩 행렬을 생성할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S280)에서 기지국 장치(210)는 단말기(220)로부터 전송된 채널 상태 정보가 부정확함을 고려하여 프리코딩 행렬을 산출할 수 도 있다.
단계(S290)에서 기지국 장치(210)는 생성된 프리코딩 행렬을 이용하여 각 단말기로 데이터를 전송한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치는 프리코 딩 행렬의 각 원소와 각 안테나를 이용하여 전송되는 데이터를 곱하고, 곱하여 산출된 값을 안테나를 이용하여 단말기(220)로 전송할 수 있다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치의 구조를 도시한 블록도이다. 이하 도 3을 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치의 동작을 상세히 설명하기로 한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치(300)는 수신부(310), 채널 행렬 생성부(320), 특이값 분해부(330), 제어부(340), 프리코딩 행렬 산출부(350) 및 전송부(360)를 포함한다.
수신부(310)는 기지국의 복수의 전송 안테나로부터 단말기의 복수의 수신 안테나까지의 무선 채널에 대한 양자화된 상태 정보를 수신한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치는 복수의 전송 안테나를 이용하여 단말기로 파일럿 신호를 전송하고, 단말기는 파일럿 신호를 이용하여 무선 채널에 대한 상태 정보를 생성할 수 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치는 각 전송 안테나 별로 상이한 파일럿 신호를 전송할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단말기는 상태 정보를 B 비트로 양자화하고, 양자화된 상태 정보를 기지국으로 전송할 수 있다.
제어부(320)는 양자화된 상태 정보에 기반하여 무선 채널에 대한 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정한다. 양자화 비트수 B가 적은 경우에는 무선 채널에 대한 간섭 신호는 부정확하다. 따라서 양자화 비트수를 고려하지 않고, 양자화된 상태 정보가 정확한 것으로 가정하고 프리코딩 행렬을 생성한다면 다운 링크 데이터 전송 성능은 크게 향상되지 않는다.
반면, 기지국 장치에 복수의 단말기가 접속하여 데이터를 전송하는 경우에, 특정 단말기로 전송되는 신호는 다른 단말기에 대한 간섭 신호로 작용한다. 단말기간 간섭 신호로 인하여 다운 링크 데이터 전송 성능이 감소한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 제어부(320)는 다운 링크의 잡음, 단말기간의 간섭신호, 양자화 잡음의 영향 중에서 어떤 인자를 좀더 억제하고 어떤 인자를 덜 억제할 지 여부를 결정한다. 예를 들어 간섭 신호 대 잡음의 제어비가 큰 경우에는 잡음의 영향 보다는 간섭 신호의 영향을 더 억제한다. 또한 간섭 신호 대 잡음의 제어비가 작은 경우에는 잡음의 영향을 더 억제한다.
양자화 잡음의 영향은 양자화 비트수에 따라서 결정되므로, 결국 제어부(320)는 상태 정보의 양자화 비트수를 고려하여 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 수신부(310)는 단말기(380)로부터 양자화 비트수를 수신할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면 수신부(310)가 단말기(380)로부터 수신하는 상태 정보의 양자화 비트수 B는 고정될 수 있다. 이 경우에, 수신부(310) 및 단말기(380)는 양자화 비트수 B를 서로 알고 있으므로, 수신부(310)는 양자화 비트수 B를 단말기(380)로부터 수신할 필요가 없다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치(300)는 단말기(380)는 동일한 코드북을 저장하고, 저장된 코드북에 기반하여 데이터를 단말기(380)로 전송할 수 있다. 단말기(380)가 전송하는 양자화 비트수 B는 코드북의 크기에 따라서 결정되므로, 기지국 장치(300)가 단말기(380)와 동일한 코드북을 저장하는 경우에, 단말기(380)는 수신부(310)로 양자화 비트수 B를 전송 하지 않을 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 채널 행렬 생성부(320)는 수신부(310)가 수신한 양자화된 상태 정보에 기반하여 기지국 장치(300)의 전송 안테나(361)로부터 단말기(380)의 수신 안테나(381)까지의 무선 채널에 대한 무선 채널 상태 행렬을 생성할 수 있다.
특이값 분해부(330)는 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해 연산을 수행한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 제어부(330)는 특이값 분해부(330)의 특이값 분해 연산 결과에 기반하여 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수 있다. 특이값 분해 결과는 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값과 좌, 우 특이 행렬을 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 제어부(340)는 하기 수학식 1에 따라서 다운 링크 채널의 신호 대 간섭 및 잡음비(SINR)을 최대화하는 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수 있다.
[수학식 1]
Figure 112008059308636-pat00002
간섭 신호 대 잡음의 제어비
Figure 112008059308636-pat00003
는 수학식 1을 만족하는 값으로 결정된다.
수학식 1에서,
Figure 112008059308636-pat00004
는 기지국 장치에 접속한 전체 단말기의 개수,
Figure 112008059308636-pat00005
은 각 단말기의 수신 안테나의 개수,
Figure 112008059308636-pat00006
및
Figure 112008059308636-pat00007
은 각각 무선 채널 상태 행렬의 k번째 특이값 및 l번째 특이값이다.
Figure 112008059308636-pat00008
는 하기 수학식 2와 같이 정해진다.
[수학식 2]
Figure 112008059308636-pat00009
Figure 112008059308636-pat00010
는 채널 상태 정보에 대한 양자화 비트수,
Figure 112008059308636-pat00011
이고
Figure 112008059308636-pat00012
는 하기 수학식 3과 같이 정해진다(i=0,1,2,...,N이다).
[수학식 3]
Figure 112008059308636-pat00013
수학식 3에서,
Figure 112008059308636-pat00014
은 전송 안테나의 개수이다.
프리코딩 행렬 산출부(350)는 간섭 신호 대 잡음의 제어비에 기반하여 프리코딩 행렬을 산출한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 프리코딩 행렬 산출부(350)는 특이값 분해부(330)의 특이값 분해 연산 결과에 기반하여 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수 있다. 특이값 분해 결과는 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값과 좌, 우 특이 행렬을 포함한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 프리코딩 행렬은 하기 수학식 4에 의하여 정해질 수 있다.
[수학식 4]
Figure 112008059308636-pat00015
수학식 4에서,
Figure 112008059308636-pat00016
는 프리코딩 행렬,
Figure 112008059308636-pat00017
는 무선 채널 상태 행렬에 대한 우 특이 행렬,
Figure 112008059308636-pat00018
는 무선 채널 상태 행렬에 대한 좌특이 행렬이고,
Figure 112008059308636-pat00019
는 허미션 트랜스 포즈(Hermitian Transpose)를 나타낸다.
Figure 112008059308636-pat00020
및
Figure 112008059308636-pat00021
는 각각 하기 수학식 5 및 수학식 6에 의하여 정해진다.
[수학식 5]
Figure 112008059308636-pat00022
수학식 5에서,
Figure 112008059308636-pat00023
은 무선 채널 상태 행렬의
Figure 112008059308636-pat00024
번째 특이값이다.
[수학식 6]
Figure 112008059308636-pat00025
Figure 112008059308636-pat00026
이고,
Figure 112008059308636-pat00027
는
Figure 112008059308636-pat00028
번 째 단말기와 연관된 무선 채널 상태 행렬이다.
Figure 112008059308636-pat00029
는 하기 수학식 7에 따라서 결정된다.
[수학식 7]
Figure 112008059308636-pat00030
수학식 7에 따르면
Figure 112008059308636-pat00031
는 다른 단말기들과 연관된 무선 채널 상태 행렬들이 스팬(span)하는 벡터 공간에 직교하는 공간의 기저 벡터 중에서 서로 직교하는 벡터의 쌍으로 구성된다. 이러한 벡터들은 특이값 분해를 이용하여 쉽게 구할 수 있다.
만약 다운 링크 채널 상태가 매우 우수하다면, 다운 링크 채널에 대한 신호 대 잡음비(SNR: Signal to Noise Ratio)는 매우 크다. 이런 환경에서 간섭 신호 대 잡음의 제어비
Figure 112008059308636-pat00032
는 '0'에 가까운, 매우 작은 값이 될 수 있다. 간섭 신호 대 잡음의 제어비
Figure 112008059308636-pat00033
의 값이 매우 작다면, 본 발명의 일 실시예에 따른 프리코딩 행렬
Figure 112008059308636-pat00034
는 제로 포싱(Zero Forcing)기법의 해와 유사한 형태를 가진다.
제로 포싱 기법의 해 또는 블록 분해 기법의 해는 각 단말기로 전송되는 신호간의 간섭이 최소화되도록 프리코딩 행렬을 산출한다.
또한 레귤라라이즈드 인버스(Regularized Inverse) 기법의 해는 다운 링크 잡음의 영향이 최소화 되도록 프리코딩 행렬을 산출한다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 다운 링크 채널 상태를 고려하여 다운 링크 데이터 전송 효율에 대한 다운 링크 간섭 신호의 영향 및 다운 링크 잡음의 영향을 비교하여 다운 링크 데이터 전송 성능을 최대로 하는 프리코딩 행렬을 산출할 수 있다.
만약 다운 링크 잡음의 영향이 매우 적은 환경이라면 프리코딩 행렬 산출부(350)는 제로 포싱 또는 블록 분해 기법의 해와 유사하도록 각 단말기로 전송되는 신호로 인하여 생성되는 다운 링크 간섭 신호의 영향을 최소화하는 프리코딩 행렬
Figure 112008059308636-pat00035
를 생성한다.
만약 다운 링크 간섭 신호의 영향이 매우 적은 환경이라면 프리코딩 행렬 산출부는 레귤라라이즈드 인버스 기법의 해와 유사하도록 다운 링크 잡음의 영향을 최소화하는 프리코딩 행렬
Figure 112008059308636-pat00036
를 생성한다.
본 발명에 따르면 간섭 신호의 세기가 큰 경우에는 프리코딩 행렬 산출부(350)는 단말기간 간섭 신호의 세기를 감소시키도록 프리코딩 행렬을 산출한다. 다운 링크 노이즈의 전력이 큰 경우에는 프리코딩 행렬 산출부(350)는 단말기로 전송되는 데이터 신호의 세기가 일정 수준 이상이 될 수 있도록 프리코딩 행렬을 산 출할 수 있다.
또한 프리코딩 행렬 산출부(350)는 양자화 잡음의 전력을 결정하는 양자화 비트수를 고려하여 프리코딩 행렬을 산출할 수 있다.
전송부(360)는 프리코딩 행렬 산출부(350)가 산출한 프리코딩 행렬을 이용하여 각 단말기(380)로 데이터를 전송한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 전송부(360)는 프리코딩 행렬의 각 원소와 각 안테나를 이용하여 전송되는 데이터를 곱하고, 곱하여 산출된 값을 안테나를 이용하여 단말기(380)로 전송할 수 있다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송부의 구조를 상세히 도시한 블록도이다. 이하 도 4를 참조하여 본 발명의 일 실시예에 따른 전송부의 동작을 상세히 설명하기로 한다. 본 발명의 일 실시예에 따른 전송부(360)는 블록 채널 형성부(430, 440) 및 간섭 신호 제거부(450)를 포함한다.
블록 채널 형성부(430, 440)는 각각
Figure 112008059308636-pat00037
개의 데이터 스트림(410, 420)을 수신한다. 각 단말기는
Figure 112008059308636-pat00038
개의 수신 안테나를 이용하여 데이터 스트림(410, 420)을 수신한다. 대각 행렬
Figure 112008059308636-pat00039
,
Figure 112008059308636-pat00040
의 대각 성분들이 각각의 데이터 스트림에 곱해진다.
Figure 112008059308636-pat00041
이고,
Figure 112008059308636-pat00042
는
Figure 112008059308636-pat00043
번 째 단말기와 연관된 무선 채널 상태 행렬이다.
Figure 112008059308636-pat00044
는 상기 수학식 7에 따라서 결정된다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치에
Figure 112008059308636-pat00045
개의 단말기가 접속하여 데이터를 전송하는 경우에, 기지국 장치는
Figure 112008059308636-pat00046
개의 블록 채널 형성부(430, 440)를 이용하여 데이터 스트림을 처리할 수 있다.
간섭 신호 제거부(450)는 각 단말기간 간섭 신호를 제거한다. 각 단말기로
Figure 112008059308636-pat00047
개의 데이터 스트림이 전송된다. 제1 단말기로 전송되는
Figure 112008059308636-pat00048
개의 제1 데이터 스트림들과 제2 단말기로 전송되는
Figure 112008059308636-pat00049
개의 제2 데이터 스트림들은 서로 간섭하여 다운 링크 데이터 전송 성능이 열화된다. 간섭 신호 제거부(450)는 제1 데이터 스트림들과 제2 데이터 스트림들간의 간섭을 제거한다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 단계별로 도시한 순서도이다.
단계(S510)에서 기지국 장치는 기지국의 복수의 전송 안테나로부터 단말기의 복수의 수신 안테나까지의 무선 채널에 대한 양자화된 상태 정보를 단말기로부터 수신한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치는 단말기로 파일럿 신호를 전송하고, 단말기는 파일럿 신호를 이용하여 무선 채널에 대한 채널 추정을 수행할 수 있다. 단말기는 채널 추정 결과에 따라서 무선 채널에 대한 상태 정보를 생성하고, 생성된 상태 정보를 양자화한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치는 단말기로부터 상태 정보의 양자화 비트수
Figure 112008059308636-pat00050
를 수신할 수 있다.
본 발명의 다른 실시예에 따르면 기지국 장치는 단말기와 동일한 코드북을 저장하고, 저장된 코드북에 기반하여 데이터를 단말기로 전송할 수 있다. 단말기가 전송하는 상태 정보의 양자화 비트수 B는 코드북의 크기에 따라서 결정되므로, 지기국 장치가 단말기와 동일한 코드북을 저장하는 경우에는 기지국 장치는 단말기로부터 양자화 비트수 B를 수신하지 않을 수도 있다.
단계(S540)에서 기지국 장치는 양자화된 상태 정보에 기반하여 무선 채널에 대한 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정한다. 기지국 장치로부터 단말기까지의 채널 상태는 시간이 지남에 따라 변한다. 따라서 어떤 순간에는 복수의 단말기로 전송되는 간섭신호의 영향으로 인하여 크게 성능이 열화 될 수도 있고, 어떤 순간에는 다운 링크 채널의 잡음으로 인하여 크게 성능이 열화 될 수 있다.
본 발명에 따르면 다운 링크 채널 상태에 따라서 특정 순간에는 복수의 단말기로 전송되는 간섭신호의 영향을 최소화하도록 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수도 있고, 다운 링크 잡음의 영향을 최소화하도록 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S540)에서는 상태 정보의 양자화 비트수
Figure 112008059308636-pat00051
또는 양자화 과정에서 생성된 양자화 잡음의 전력을 고려하여 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 기지국 장치는 다운 링크 에서의 신호 대 간섭 및 잡음비(SINR: Signal to Interference and Noise Ratio)가 최대가 되도록 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S20)에서 양자화된 상태 정보에 기반하 여 전송 안테나로부터 수신 안테나까지의 무선 채널 상태 행렬을 생성하고, 단계(S530)에서 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해를 수행할 수 있다. 단계(S540)에서는 무선 채널 상태 행렬의 특이값 분해 결과에 기반하여 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S540)에서는 다운 링크에서의 신호 대 간섭 및 잡음비를 최대화하는 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 하기 수학식 8에 따라서 결정할 수 있다.
[수학식 8]
Figure 112008059308636-pat00052
Figure 112008059308636-pat00053
는 기지국 장치에 접속한 전체 단말기의 개수,
Figure 112008059308636-pat00054
은 각 단말기의 수신 안테나의 개수,
Figure 112008059308636-pat00055
및
Figure 112008059308636-pat00056
은 각각 무선 채널 상태 행렬의 k번째 특이값 및 l번째 특이값이다. 간섭 신호 대 잡음의 제어비
Figure 112008059308636-pat00057
는 상기 수학식 8을 만족한다.
Figure 112008059308636-pat00058
는 하기 수학식 9와 같이 정해진다.
[수학식 9]
Figure 112008059308636-pat00059
Figure 112008059308636-pat00060
는 채널 상태 정보에 대한 양자화 비트수,
Figure 112008059308636-pat00061
이고,
Figure 112008059308636-pat00062
는 하기 수학식 10과 같이 정해진다(i=0,1,2,...,N 이다.).
[수학식 10]
Figure 112008059308636-pat00063
수학식 10에서,
Figure 112008059308636-pat00064
은 전송 안테나의 개수이다.
단계(S550)에서는 단계(S540)에서 결정한 간섭 신호 대 잡음의 제어비
Figure 112008059308636-pat00065
에 기반하여 프리코딩 행렬을 산출한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S550)에서는 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해 결과를 고려하여 프리코딩 행렬을 산출할 수 있다.
본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S550)에서 기지국 장치는 하기 수학식 11에 따라서 프리코딩 행렬을 산출할 수 있다.
[수학식 11]
Figure 112008059308636-pat00066
Figure 112008059308636-pat00067
는 프리코딩 행렬,
Figure 112008059308636-pat00068
는 무선 채널 상태 행렬에 대한 우특이 행렬,
Figure 112008059308636-pat00069
는 무선 채널 상태 행렬에 대한 좌특이 행렬이고,
Figure 112008059308636-pat00070
는 허미션 트랜스포즈(Hermitian Transpose)를 나타낸다.
Figure 112008059308636-pat00071
는 하기 수학식 12에 의하여 정해지고,
Figure 112008059308636-pat00072
는 하기 수학식 13에 의하여 정해진다.
[수학식 12]
Figure 112008059308636-pat00073
Figure 112008059308636-pat00074
은 무선 채널 상태 행렬의
Figure 112008059308636-pat00075
번째 특이값이다.
[수학식 13]
Figure 112008059308636-pat00076
Figure 112008059308636-pat00077
이고,
Figure 112008059308636-pat00078
는
Figure 112008059308636-pat00079
번 째 단말기와 연관된 무선 채널 상태 행렬이다.
Figure 112008059308636-pat00080
는 하기 수학식 14에 따라서 결정된다.
[수학식 14]
Figure 112008059308636-pat00081
단계(S560)에서는 프리코딩 행렬을 이용하여 각 단말기로 데이터를 전송한다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 단계(S560)에서는 프리코딩 행렬의 각 원소와 각 안테나를 이용하여 전송되는 데이터를 곱하고, 곱하여 산출된 값을 안테나를 이용하여 단말기로 전송할 수 있다.
이상과 같이 본 발명은 비록 한정된 실시예와 도면에 의해 설명되었으나, 본 발명은 상기의 실시예에 한정되는 것은 아니며, 본 발명이 속하는 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면 이러한 기재로부터 다양한 수정 및 변형이 가능하다.
또한 본 발명의 실시예들은 다양한 컴퓨터로 구현되는 동작을 수행하기 위한 프로그램 명령을 포함하는 컴퓨터 판독 가능 매체를 포함한다. 상기 컴퓨터 판독 가능 매체는 프로그램 명령, 데이터 파일, 데이터 구조 등을 단독으로 또는 조합하여 포함할 수 있다. 상기 프로그램 명령은 본 발명을 위하여 특별히 설계되고 구성된 것들이거나 당업자에게 공지되어 사용 가능한 것일 수도 있다. 컴퓨터 판독 가능 기록 매체의 예에는 하드 디스크, 플로피 디스크 및 자기 테이프와 같은 자기 매체(magnetic media), CD-ROM, DVD와 같은 광기록 매체(optical media), 플롭티컬 디스크(floptical disk)와 같은 자기-광 매체(magneto-optical media), 및 롬(ROM), 램(RAM), 플래시 메모리 등과 같은 프로그램 명령을 저장하고 수행하도록 특별히 구성된 하드웨어 장치가 포함된다. 프로그램 명령의 예에는 컴파일러에 의해 만들어지는 것과 같은 기계어 코드뿐만 아니라 인터프리터 등을 사용해서 컴퓨터에 의해서 실행될 수 있는 고급 언어 코드를 포함한다. 본 발명에서 설명된 기지국 장치 및 단말기의 동작의 전부 또는 일부가 컴퓨터 프로그램으로 구현된 경우, 상기 컴퓨터 프로그램을 저장한 컴퓨터 판독 가능 기록 매체도 본 발명에 포함된다.
그러므로, 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 아니 되며, 후술하는 특허청구범위뿐 아니라 이 특허청구범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 기지국 장치가 단말기로부터 양자화된 채널 상태 정보를 수신하고, 양자화 비트수를 고려하여 산출된 프리코딩 행렬을 이용하여 데이터를 전송하는 개념을 도시한 도면이다.
도 2는 본 발명에 따른 기지국 장치가 단말기로 파일럿 신호를 전송하고, 파일럿 신호에 기반하여 생성된 양자화된 채널 정보를 이용하여 데이터를 전송하는 개념을 도시한 도면이다.
도 3은 본 발명의 일 실시예에 따른 기지국 장치의 구조를 도시한 블록도이다.
도 4는 본 발명의 일 실시예에 따른 전송부의 구조를 상세히 도시한 블록도이다.
도 5는 본 발명의 일 실시예에 따른 데이터 전송 방법을 단계별로 도시한 순서도이다.

Claims (13)

  1. 기지국의 복수의 전송 안테나로부터 단말기의 복수의 수신 안테나까지의 무선 채널에 대한 양자화된 상태 정보를 상기 단말기로부터 수신하는 수신부;
    상기 수신된 양자화된 상태 정보에 기반하여 상기 무선 채널에 대한 무선 채널 상태 행렬을 생성하는 채널 행렬 생성부;
    상기 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해(Singular value decomposition)를 수행하는 특이값 분해부;
    상기 특이값에 기반하여 상기 무선 채널에 대한 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정하는 제어부;
    상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비에 기반하여 프리코딩 행렬을 산출하는 프리코딩 행렬 산출부; 및
    상기 프리코딩 행렬을 이용하여 각 단말기로 데이터를 전송하는 전송부
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 기지국 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 제어부는,
    상기 상태 정보의 양자화 비트수를 고려하여 상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정하는 것을 특징으로 하는 기지국 장치.
  3. 삭제
  4. 제1항에 있어서, 상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비는,
    하기 수학식 1을 만족하는 것을 특징으로 하는 기지국 장치.
    [수학식 1]
    Figure 112014069764944-pat00082
    Figure 112014069764944-pat00083
    는 기지국 장치에 접속한 전체 단말기의 개수,
    Figure 112014069764944-pat00084
    은 각 단말기의 수신 안테나의 개수,
    Figure 112014069764944-pat00085
    및
    Figure 112014069764944-pat00086
    은 각각 무선 채널 상태 행렬의 k번째 특이값 및 l번째 특이값,
    Figure 112014069764944-pat00087
    는 간섭 신호 대 잡음의 제어비이고, 상기
    Figure 112014069764944-pat00145
    는 상기 프리코딩 행렬이다.
    Figure 112014069764944-pat00088
    는 하기 수학식 2와 같이 정해진다.
    [수학식 2]
    Figure 112014069764944-pat00089
    Figure 112014069764944-pat00090
    는 채널 상태 정보에 대한 양자화 비트수,
    Figure 112014069764944-pat00091
    이고
    Figure 112014069764944-pat00092
    는 하기 수학식 3과 같이 정해진다(i=0,1,2,...,N이다).
    [수학식 3]
    Figure 112014069764944-pat00093
    Figure 112014069764944-pat00094
    은 전송 안테나의 개수이다
  5. 제1항에 있어서,
    상기 수신된 양자화된 상태 정보에 기반하여 상기 전송 안테나로부터 상기 수신 안테나까지의 무선 채널 상태 행렬을 생성하는 채널 행렬 생성부; 및
    상기 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해를 수행하는 특이값 분해부;
    를 더 포함하고,
    상기 프리코딩 행렬 산출부는 상기 특이값 분해 결과를 고려하여 상기 프리코딩 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 기지국 장치.
  6. 제5항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬은,
    하기 수학식 4에 의하여 정해지는 것을 특징으로 하는 기지국 장치.
    [수학식 4]
    Figure 112014069764944-pat00095
    Figure 112014069764944-pat00096
    는 프리코딩 행렬,
    Figure 112014069764944-pat00097
    는 무선 채널 상태 행렬에 대한 우특이 행렬,
    Figure 112014069764944-pat00098
    는 무선 채널 상태 행렬에 대한 좌특이 행렬이고,
    Figure 112014069764944-pat00099
    는 허미션 트랜스포즈(Hermitian Transpose)이고, λ는 특이값이고, α는 상기 제어비를 나타낸다.
    Figure 112014069764944-pat00100
    는 하기 수학식 5에 의하여 정해지고,
    Figure 112014069764944-pat00101
    는 하기 수학식 6에 의하여 정해진다.
    [수학식 5]
    Figure 112014069764944-pat00102
    Figure 112014069764944-pat00103
    은 무선 채널 상태 행렬의
    Figure 112014069764944-pat00104
    번째 특이값이다.
    [수학식 6]
    Figure 112014069764944-pat00105
    Figure 112014069764944-pat00106
    이고,
    Figure 112014069764944-pat00107
    는
    Figure 112014069764944-pat00108
    번 째 단말기와 연관된 무선 채널 상태 행렬이다.
    Figure 112014069764944-pat00109
    는 하기 수학식 7에 따라서 결정된다.
    [수학식 7]
    Figure 112014069764944-pat00110
  7. 기지국의 복수의 전송 안테나로부터 단말기의 복수의 수신 안테나까지의 무선 채널에 대한 양자화된 상태 정보를 상기 단말기로부터 수신하는 단계;
    상기 수신된 양자화된 상태 정보에 기반하여 상기 무선 채널에 대한 무선 채널 상태 행렬을 생성하는 단계;
    상기 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해(Singular value decomposition)를 수행하는 단계;
    상기 특이값에 기반하여 상기 무선 채널에 대한 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정하는 단계;
    상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비에 기반하여 프리코딩 행렬을 산출하는 단계; 및
    상기 프리코딩 행렬을 이용하여 각 단말기로 데이터를 전송하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
  8. 제7항에 있어서, 상기 제어비를 결정하는 단계는,
    상기 상태 정보의 양자화 비트수를 고려하여 상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비를 결정하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
  9. 삭제
  10. 제7항에 있어서, 상기 간섭 신호 대 잡음의 제어비는,
    하기 수학식 8을 만족하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
    [수학식 8]
    Figure 112014069764944-pat00111
    Figure 112014069764944-pat00112
    는 기지국 장치에 접속한 전체 단말기의 개수,
    Figure 112014069764944-pat00113
    은 각 단말기의 수신 안테나의 개수,
    Figure 112014069764944-pat00114
    및
    Figure 112014069764944-pat00115
    은 각각 무선 채널 상태 행렬의 k번째 특이값 및 l번째 특이값,
    Figure 112014069764944-pat00116
    는 간섭 신호 대 잡음의 제어비이고, 상기
    Figure 112014069764944-pat00146
    는 상기 프리코딩 행렬이다.
    Figure 112014069764944-pat00117
    는 하기 수학식 9와 같이 정해진다.
    [수학식 9]
    Figure 112014069764944-pat00118
    Figure 112014069764944-pat00119
    는 채널 상태 정보에 대한 양자화 비트수,
    Figure 112014069764944-pat00120
    이고
    Figure 112014069764944-pat00121
    는 하기 수학식 10과 같이 정해진다(i=0,1,2,...,N이다).
    [수학식 10]
    Figure 112014069764944-pat00122
    Figure 112014069764944-pat00123
    은 전송 안테나의 개수이다.
  11. 제7항에 있어서,
    상기 수신된 양자화된 상태 정보에 기반하여 상기 전송 안테나로부터 상기 수신 안테나까지의 무선 채널 상태 행렬을 생성하는 단계;
    상기 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해를 수행하는 단계;
    를 더 포함하고,
    상기 프리코딩 행렬을 산출하는 단계는 상기 무선 채널 상태 행렬에 대한 특이값 분해 결과를 고려하여 상기 프리코딩 행렬을 산출하는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
  12. 제11항에 있어서, 상기 프리코딩 행렬은,
    하기 수학식 11에 의하여 정해지는 것을 특징으로 하는 데이터 전송 방법.
    [수학식 11]
    Figure 112014069764944-pat00124
    Figure 112014069764944-pat00125
    는 프리코딩 행렬,
    Figure 112014069764944-pat00126
    는 무선 채널 상태 행렬에 대한 우특이 행렬,
    Figure 112014069764944-pat00127
    는 무선 채널 상태 행렬에 대한 좌특이 행렬이고,
    Figure 112014069764944-pat00128
    는 허미션 트랜스포즈(Hermitian Transpose)이고, λ는 특이값이고, α는 상기 제어비를 나타낸다.
    Figure 112014069764944-pat00129
    는 하기 수학식 12에 의하여 정해지고,
    Figure 112014069764944-pat00130
    는 하기 수학식 13에 의하여 정해진다.
    [수학식 12]
    Figure 112014069764944-pat00131
    Figure 112014069764944-pat00132
    은 무선 채널 상태 행렬의
    Figure 112014069764944-pat00133
    번째 특이값이다.
    [수학식 13]
    Figure 112014069764944-pat00134
    Figure 112014069764944-pat00135
    이고,
    Figure 112014069764944-pat00136
    는
    Figure 112014069764944-pat00137
    번 째 단말기와 연관된 무선 채널 상태 행렬이다.
    Figure 112014069764944-pat00138
    는 하기 수학식 14에 따라서 결정된다.
    [수학식 14]
    Figure 112014069764944-pat00139
  13. 제7항, 제8항, 제10항, 제11항 및 제12항 중에서 어느 한 항의 방법을 실행하기 위한 프로그램이 기록된 컴퓨터 판독 가능한 기록 매체.
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