ES2218115T3 - Metodo y sistema de diversidad de transmision. - Google Patents
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Abstract
Método de diversidad de transmisión para un sistema de comunicaciones inalámbricas que comprende un elemento de transmisión (10, A1, A2) y por lo menos un receptor (20), comprendiendo dicho método las siguientes etapas: a) transmisión desde dicho elemento de transmisión (10, A1, A2) hacia dicho por lo menos un receptor (20), de una señal de transmisión según una información de ponderación determinada en respuesta a una información de realimentación; b) obtención de dicha información de realimentación a partir de la respuesta en dicho por lo menos un receptor (20) a dicha señal de transmisión; y c) realimentación de dicha información de realimentación utilizando señales de realimentación multiplexadas, en el que dicha señal de realimentación multiplexada comprende por lo menos una primera señal de realimentación que tiene una primera constelación de cuantificación y una segunda señal de realimentación que tiene una segunda constelación de cuantificación.
Description
Método y sistema de diversidad de
transmisión.
La presente invención se refiere a un método y a
un sistema de diversidad de transmisión para un sistema de
comunicaciones inalámbricas, tal como el Sistema de
Telecomunicaciones Móviles Universales (UMTS) que comprende un
elemento de transmisión y por lo menos un receptor.
El Acceso Múltiple por División de Código de
Banda Ancha (WCDMA) se ha escogido como la tecnología de
radiocomunicaciones para los pares de bandas del UMTS.
Consecuentemente, el WCDMA es el estándar común de la tecnología de
radiocomunicaciones para las comunicaciones móviles de área extensa
de tercera generación. El WCDMA se ha diseñado para servicios de
datos de alta velocidad y, más particularmente, datos por paquetes
basados en Internet que ofrecen hasta 2 Mbps en entornos interiores
y por encima de 384 kbps para áreas extensas.
El concepto del WCDMA se basa en una estructura
de canales nueva para todas las capas construida sobre tecnologías
tales como canales de datos por paquetes y multiplexado de
servicios. El concepto nuevo incluye también símbolos piloto y una
estructura de intervalos de tiempo que ha conducido a la obtención
de agrupaciones de antenas adaptables que dirigen haces de antenas a
usuarios para proporcionar un alcance máximo y una interferencia
mínima. Esto también es crucial cuando se implementa la tecnología
de banda ancha en la que hay disponible un espectro de
radiocomunicaciones limitado.
En el documento EP 0 755 127 se describe un
sistema de comunicaciones CDMA que utiliza una agrupación de antenas
adaptables para mejorar la resistencia a las interferencias.
La capacidad de enlace ascendente de los sistemas
WCDMA propuestos se puede potenciar por medio de varias técnicas que
incluyen la recepción de múltiples antenas y la detección de
múltiples usuarios o la cancelación de interferencias. Las técnicas
que aumentan la capacidad de enlace descendente no se han
desarrollado con la misma intensidad. No obstante, la demanda de
capacidad impuesta por los servicios de datos proyectados (por
ejemplo, Internet) carga todavía más el canal descendente. Por esta
razón, es importante encontrar técnicas que mejoren la capacidad del
canal de enlace descendente.
Teniendo en cuenta los requisitos estrictos de
complejidad de los terminales, y las características del canal de
enlace descendente, la obtención de múltiples antenas de recepción
no es una solución deseada para el problema de la capacidad del
enlace descendente. Por esta razón, se han propuesto soluciones
alternativas que sugieren que múltiples antenas o la diversidad de
transmisión en la estación base aumentarán la capacidad de enlace
descendente con simplemente un aumento pequeño de la complejidad en
la implementación de los terminales.
En la solicitud de patente GB 2 324 932 se ha
descrito un sistema de comunicaciones que utiliza múltiples antenas
en la estación base.
Según el sistema WCDMA, se está considerando un
concepto de diversidad de transmisión el cual se concentra
principalmente en el modo de bucle cerrado (realimentación).
La Fig. 1 muestra un ejemplo de dicho modo de
realimentación para una transmisión de enlace descendente entre una
estación base (BS) 10 y un terminal móvil o estación móvil (MS) 20.
En particular, la BS 10 comprende dos antenas A1 y A2, y la MS 20
está dispuesta de manera que realiza una estimación del canal
basándose en dos señales de transmisión recibidas desde las dos
antenas A1 y A2. A continuación, la MS 20 realimenta la estimación
del canal discretizada hacia la BS 10. Las antenas (o elementos de
antena) A1 y A2 están separadas suficientemente próximas entre sí,
de manera que los retardos de propagación entre cada una de las
antenas A1 y A2 y la MS 20 son aproximadamente idénticos (en una
fracción de una duración de un segmento del código de modulación por
ensanchamiento WCDMA). Esto es importante para mantener la
ortogonalidad del enlace descendente en un canal de un único
trayecto. Naturalmente, se desea desarrollar un concepto de
señalización de realimentación robusto y con retardos pequeños.
En el WCDMA, se han sugerido diferentes modos
para el concepto de bucle cerrado el cual se optimiza para las dos
antenas. En el modo de Diversidad de Transmisión Selectiva (STD), se
utiliza un bit por intervalo de tiempo para señalizar la
"mejor" antena de cada terminal. La MS 20 realiza una
estimación de coeficientes de canales a partir de señales piloto
comunes (específicas de la antena o del haz), selecciona la antena
con la mayor intensidad (dos posibilidades), y envía el índice a la
BS 10 utilizando un subcanal de 1,5 kbps. De este modo, a partir de
estimaciones continuas de canales comunes se puede obtener una
estimación simple de canal especializado. En el modo STD, la
longitud en bits de la palabra de señalización de realimentación es
un bit. La velocidad de los bits de realimentación es 1500 bps y la
palabra de señalización de realimentación se utiliza para controlar
la potencia suministrada a las antenas A1 y A2.
Además, se sugieren los modos 1 y 2 (a los que se
hace referencia como modos de Agrupación de Antenas de Transmisión
(TxAA)) con un enlace de realimentación más lento, en el que se
modifican ponderaciones de realimentación utilizadas para controlar
la potencia y/o fase de las señales de transmisión de las antenas A1
y A2 después de un cierto número de intervalos. En particular, se
señaliza una realimentación cuantificada hacia la BS 10 utilizando
el subcanal de 1,5 kbps. En el modo 1, las posibles ponderaciones de
realimentación Tx se seleccionan de una constelación QPSK. En el
modo 2, las posibles ponderaciones de realimentación Tx se
seleccionan de una constelación de 16 estados.
La Fig. 2 muestra una tabla que indica parámetros
característicos de los modos anteriores. En particular, N_{FB}
designa el número de bits de realimentación por intervalo de tiempo,
N_{W} el número de bits por palabra de señalización de
realimentación, Na el número de bits de realimentación para
controlar una amplificación o potencia en las antenas A1 y A2, y Np
el número de bits de realimentación para controlar una diferencia de
fase entre las antenas A1 y A2. Tal como puede deducirse a partir de
la tabla de la Fig. 2, en cada uno de los modos de realimentación se
realimenta un bit por intervalo de tiempo.
En el modo Tx AA 1, la palabra de señalización de
realimentación comprende dos bits, y se realiza una actualización
después de que se hayan recibido ambos bits de realimentación, es
decir, después de dos intervalos de tiempo. La palabra de
señalización de realimentación se utiliza solamente para controlar
la diferencia de fase entre las dos antenas A1 y A2.
En el modo Tx AA 2, la longitud en bits de la
palabra de señalización de realimentación es cuatro, y se realiza
una actualización cada cuatro intervalos de tiempo. En particular,
se utiliza un bit de la palabra de señalización de realimentación
para controlar la amplificación (potencia) en las antenas A1 y A2, y
se utilizan tres bits para controlar su diferencia de fase.
La Fig. 3A muestra una tabla que indica el
control de potencia de realimentación realizado en el modo STD. En
este caso, la MS 20 debe realizar una estimación de la antena con la
menor pérdida del trayecto. Con este fin, la MS 20 realiza una
estimación de la potencia del canal de todas las "antenas
competidoras", y determina la que tiene la mayor potencia. Las
estimaciones requeridas de los canales se obtienen, por ejemplo, a
partir de un canal piloto común transmitido con una potencia
conocida desde cada antena. La tabla en la Fig. 3A muestra la
relación entre el valor de realimentación y la potencia P_{A1}
suministrada a la antena A1 y la potencia P_{A2} suministrada a la
antena A2. Por consiguiente, se selecciona una de las dos antenas A1
y A2 en la BS 10 en respuesta al valor de señalización de
realimentación.
Se debe indicar que el modo STD se puede
implementar de una manera análoga en el dominio de los haces. En
este caso, la MS 20 señaliza a la BS 10 si los símbolos de canal
transmitidos desde la antena A2 se giran 180º. En este caso, la BS
10 transmite simultáneamente desde ambas antenas A1 y A2. De este
modo, la diferencia de fase entre las antenas A1 y A2 se conmuta
entre 0º y 180º en respuesta al valor de realimentación.
En los modos TxAA 1 y 2, la MS 20 transmite
parámetros de canal estimados y cuantificados hacia la BS 10 la cual
a continuación pondera consecuentemente las señales transmitidas. De
este modo, se puede conseguir una resolución mayor que 180º
(proporcionada por el modo STD). La MS 20 selecciona la ponderación
Tx (ó haz Tx) de entre 4 ó 16 constelaciones, respectivamente.
La Fig. 3B muestra el control de realimentación
realizado en el modo TxAA 1, en el que hacia la BS 10 se realimenta
solamente un valor de realimentación de ponderación de fase que
comprende dos bits. La diferencia de fase indicada en la tabla de la
Fig. 3B define la diferencia de fase (en grados) entre las antenas
A1 y A2, la cual debe ser establecida por la BS 10 para obtener una
coherencia óptima en la MS 20.
La Fig. 3C muestra el control de realimentación
del modo TxAA 2, en el que un bit, es decir, bit de amplificación,
de la palabra de señalización de realimentación se utiliza para
controlar la potencia de las antenas A1 y A2, y los otros tres bits,
es decir, los bits de fase, se utilizan para controlar la diferencia
de fase entre las antenas A1 y A2. La tabla de la izquierda indica
el control de potencia basado en el bit de amplificación, en la que
la potencia P_{A1} y P_{A2} suministrada a las antenas A1 y A2,
respectivamente, se conmuta entre el 20 % y el 80 % de un valor
predeterminado. La tabla de la derecha muestra el control de
realimentación basado en los tres bits de fase, en el que la
diferencia de fase se puede cuantificar en ocho valores de
diferencia de fase diferentes a establecer por la BS 10 para obtener
una coherencia óptima en la MS 20.
En relación con la tabla de la Fig. 2, se debe
indicar que se aplica la misma potencia a las antenas A1 y A2 en
cada caso en el que Na = 0. Además, las antenas A1 y A2 están
definidas exclusivamente por sus respectivos códigos piloto del
CCPCH (Canal Físico de Control Común) del UMTS. La amplitud y fase
obtenidas aplicadas a las antenas A1 y A2 se denomina ponderación y
el conjunto de ponderaciones se agrupa en un vector de
ponderaciones. Específicamente, el vector de ponderaciones para el
presente caso de las dos antenas viene dado por
\underline{w} =
\left[\frac{\sqrt{PA1}}{\sqrt{PA2}\cdot exp(i\pi \Delta
\varphi
/180)}\right]
en la que \Delta\varphi indica la diferencia
de fase (ponderación de fase) realimentada hacia la BS 10. En el
caso de que la dimensión de w resulte mayor que dos, se
requieren más de dos antenas, es decir, una agrupación de antenas.
Como ejemplo, se puede conseguir una antena direccional utilizando
fases relativas entre antenas. A continuación la fase estimada de la
señal de realimentación en el plano complejo se utiliza para
controlar la dirección de transmisión. Con una agrupación coherente,
la diferencia de fase relativa es la misma entre elementos de antena
vecinos.
Por lo tanto, el concepto actual de
realimentación de diversidad de transmisión WCDMA utiliza una
constelación de 2, 4 u 8 fases para señalizar la diferencia de
canales a la BS 10. No obstante, la mayor resolución de canales
proporcionada por un orden de constelación mayor se obtiene a costa
de la capacidad o el retardo de la señalización de realimentación.
De este modo, la resolución de la señalización de realimentación
está limitada por la capacidad de la señalización de realimentación.
Además, los conceptos actuales imponen un retardo de uno o más
intervalos en la ejecución del cambio de ponderaciones y esto limita
la aplicabilidad a solamente canales que se desvanecen lentamente.
Adicionalmente, los conceptos pueden ser sensibles a errores de
realimentación.
Por tanto, es un objetivo de la presente
invención proporcionar un método y un sistema para diversidad de
transmisión o conformación de haces de transmisión, por medio de los
cuales se puede aumentar la resolución de la señalización de
realimentación sin aumentar la capacidad de señalización de
realimentación.
Este objetivo se alcanza mediante un método de
diversidad de transmisión para un sistema de comunicaciones
inalámbricas que comprende un elemento de transmisión y por lo menos
un receptor, comprendiendo dicho método las siguientes etapas:
transmisión desde dicho elemento de transmisión
hacia dicho por lo menos un receptor, de una señal de transmisión
según una información de ponderación determinada en respuesta a una
información de realimentación;
obtención de dicha información de realimentación
a partir de la respuesta en dicho por lo menos un receptor a dicha
señal de transmisión;
realimentación de dicha información de
realimentación utilizando señales de realimentación
multiplexadas.
Adicionalmente, el objetivo anterior se alcanza
mediante un sistema de diversidad de transmisión para un sistema de
comunicaciones inalámbricas, que comprende:
medios de transmisión para transmitir una señal
de transmisión desde un elemento de transmisión según una
información de ponderación determinada en respuesta a una
información de realimentación; y
por lo menos un receptor para recibir dicha señal
de transmisión y obtener dicha información de realimentación a
partir de la respuesta a dicha señal de transmisión;
en el que dicho por lo menos un receptor
comprende unos medios de realimentación para realimentar dicha
información de realimentación utilizando señales de realimentación
multiplexadas.
Además, el objetivo anterior se alcanza mediante
un transmisor para un sistema de comunicaciones inalámbricas, que
comprende:
medios de extracción para extraer una información
de realimentación de una señal recibida;
medios de transmisión para transmitir una señal
de transmisión desde un elemento de transmisión según una
información de ponderación;
medios de determinación para determinar la
información de ponderación en respuesta a la información de
realimentación extraída; y
medios de control para controlar los medios de
determinación de manera que se determine dicha información de
ponderación según señales de realimentación multiplexadas utilizadas
para realimentar dicha información de realimentación.
Por otra parte, el objetivo anterior se consigue
con un receptor para un sistema de comunicaciones inalámbricas, que
comprende:
medios de recepción para recibir una señal de
transmisión;
medios de obtención para obtener una información
de realimentación a partir de la respuesta a dicha señal de
transmisión; y
medios de realimentación para realimentar dicha
información de realimentación utilizando señales de realimentación
multiplexadas.
Por consiguiente, la resolución de transmisión se
puede mejorar manteniendo la resolución y la capacidad de los
canales de realimentación señalizadas desde el receptor y realizando
un filtrado de realimentación adecuado en el transmisor según la
constelación de señales de realimentación que varían con el tiempo y
la constelación de cuantificación en el terminal. De este modo, la
resolución efectiva de la señalización de realimentación total se
puede mejorar al mismo tiempo que se mantiene la capacidad de los
canales de señalización, ya que la información de realimentación se
puede dividir y extender sobre conjuntos diferentes de intervalos de
tiempo, por ejemplo, según la constelación de señales que varían con
el tiempo o utilizando múltiples constelaciones diferentes. El
filtrado se aplica a por lo menos dos subcanales. La señal de
transmisión puede comprender una señal de sondeo utilizada para
mediciones de los canales y cuantificación de los canales y una
información transmitida a través del canal especializado basándose
en las ponderaciones de transmisión.
Según la invención, para representar el estado
cuantificado del canal se pueden utilizar señales de realimentación
multiplexadas. De este modo, el tipo, codificación, división o
asignación de las señales de realimentación pueden ser diferentes en
subcanales de multiplexado diferentes definidos por un esquema de
multiplexado de división de tiempo, división de frecuencia, o
división de código.
De este modo, las ponderaciones aplicadas a las
antenas A1 y A2 se pueden demultiplexar a partir del canal de
realimentación y no es necesario que sean idénticas a la
señalización de realimentación del intervalo de tiempo actual
recibido desde el receptor. En particular, se puede disponer una
temporización de multiplexado de tal manera que todavía se puedan
establecer los modos de realimentación actuales. Cada subcanal puede
definir independientemente una resolución básica, y los subcanales
pueden definir conjuntamente una resolución aumentada. Según la
invención, se utilizan por lo menos dos subcanales de
realimentación. Las señales de realimentación multiplexadas se
demultiplexan en el elemento de transmisión y a continuación se
filtran para obtener las ponderaciones de transmisión deseadas.
Después del filtrado, la ponderación estimada se puede cuantificar
en la constelación de ponderaciones Tx. De este modo, se consigue un
concepto de realimentación flexible, en el cual las ponderaciones de
transmisión se obtienen a partir de las señales de transmisión
aunque no es necesario que coincidan exactamente.
Además, se pueden conseguir unas mayores
resolución y robustez de las ponderaciones de transmisión, por
ejemplo, multiplexando diferentes señales de realimentación que se
deben combinar de una manera adecuada, por ejemplo, por medio de un
filtrado de Respuesta Impulsional Finita (FIR) o un filtrado de
Respuesta Impulsional Infinita (IIR), en el transmisor. El filtrado
también puede tener en cuenta la fiabilidad de las señales de
realimentación recibidas. A continuación, el filtro puede determinar
las ponderaciones basándose en una mayor ponderación de las señales
de realimentación fiables. De este modo, se puede conseguir la
presente resolución del modo TxAA 2, ya que la misma se puede
establecer basándose en, por ejemplo, el presente modo TxAA 1
multiplexando dos señales de realimentación diferentes y
filtrándolas adecuadamente. En este caso, se pueden mantener la
señalización de realimentación y la estimación de canales, aunque
variando ligeramente la determinación de las señales de
realimentación. No obstante, no se requiere ningún cambio en los
canales comunes.
La longitud de la respuesta impulsional del
filtro se debería adaptar a las características de los canales (por
ejemplo, ensanchamiento Doppler o autocorrelación) en el sentido que
se pueden utilizar filtros más largos cuando los cambios de canal
son lentos. El tipo de filtro se puede determinar a partir de la
señal recibida o se puede negociar entre el transmisor y el
receptor. Además, el demultiplexado y el filtrado subsiguiente se
pueden realizar en la señal de realimentación o en las ponderaciones
de transmisión con las que se corresponden las señales de
realimentación, o en ambas. En particular, la información de
ganancia y fase se puede filtrar por separado o conjuntamente. Para
reducir el retardo y aumentar la precisión de la ponderación, el
filtro puede funcionar como un predictor, de manera que las
ponderaciones de transmisión se pueden predecir basándose en la
información suavizada disponible hasta que se transmite la orden,
las ponderaciones actuales y/o las ponderaciones anteriores y/o las
órdenes de realimentación recibidas. Adicionalmente, el filtrado
puede ser lineal o no lineal. Además, se puede aplicar un filtrado
robusto, por ejemplo, utilizando un filtrado de mediana, el cual se
prefiere, ya que los errores de realimentación pueden provocar
ponderaciones "de valor extremo", es decir, ponderaciones
erróneas debido a un índice incorrecto en lugar de un error de
estimación en la determinación del índice/cuantificación.
Por lo tanto, el canal se cuantifica en una
pluralidad de constelaciones de cuantificación de señales de
realimentación, y cada valor cuantificado se transmite a través de
un subcanal de realimentación multiplexado diferente. De este modo,
un usuario puede utilizar constelaciones de cuantificación de
canales diferentes a intervalos de cuantificación diferentes los
cuales posiblemente se pueden superponer. Las constelaciones de
cuantificación diferentes pueden ser independientes, por ejemplo,
rotaciones mutuas adecuadas, o se pueden formar de una manera
dependiente o jerárquica por medio de una división fijada, en la que
las constelaciones dependientes se utilizan conjuntamente para
definir la señal de realimentación con un aumento de la precisión
(por ejemplo, los primeros dos bits transmitidos en un primer
subcanal pueden designar un cuadrante de ponderación, y el tercer
bit transmitido en un segundo subcanal puede especificar uno de
entre dos puntos de ponderación dentro del cuadrante de
ponderación). Además, se pueden proporcionar constelaciones de
cuantificación diferentes para diferentes usuarios.
Preferentemente, las señales de realimentación
multiplexadas pueden comprender una primera señal de realimentación
que tiene una primera constelación y una segunda señal de
realimentación que tiene una segunda constelación. La primera y la
segunda señales de realimentación se pueden transmitir en intervalos
de tiempo diferentes y/o utilizando códigos diferentes.
La primera señal de realimentación puede definir
una primera ponderación de fase determinada basándose en una
estimación de canal, y la segunda señal de realimentación puede
definir una segunda ponderación de fase basándose en una
constelación girada. En particular, la segunda ponderación de fase
se puede basar en una estimación de canal girada de la misma
constelación, o en una estimación de canal girada de otra
constelación, o basarse en una cuantificación de la estimación de
canal con respecto a la segunda constelación (girada). La primera y
la segunda señales de realimentación se pueden realimentar en
intervalos de tiempo sucesivos. Por otra parte, la primera señal de
realimentación puede definir una parte real de la información de
ponderación, y la segunda señal de realimentación puede definir una
parte imaginaria de la información de ponderación.
Como alternativa, la primera señal de
realimentación puede definir una primera información de
realimentación a utilizar para actualizar un primer haz del elemento
de transmisión, y la segunda señal de realimentación puede definir
una segunda información de realimentación a utilizar para actualizar
un segundo haz del elemento de transmisión. En este caso, la primera
señal de realimentación se puede realimentar durante intervalos de
tiempo impares y la segunda señal de realimentación durante
intervalos de tiempo pares. Los intervalos de tiempo impares y pares
se pueden utilizar para controlar la misma antena (cuando se utiliza
la diferencia de canales) o una primera antena y una segunda antena,
respectivamente, en instantes de tiempo diferentes. En este último
caso, la primera y la segunda antenas se utilizan de forma alternada
como referencia. El control de ambas antenas, por ejemplo,
transmitiendo órdenes de control de una manera alternada hacia el
elemento de transmisión, se prefiere en los casos en los que la
potencia de transmisión efectiva de la antena controlada se puede
reducir por medio del filtrado. Cuando ambas antenas son controladas
de forma general, la potencia de transmisión efectiva se distribuye
uniformemente y esto simplifica los diseños de un amplificador de
potencia proporcionado. Otra solución posible es la utilización de
técnicas de diversidad de transmisión en las que usuarios diferentes
pueden controlar antenas diferentes.
Además, la primera señal de realimentación puede
definir un cuadrante en una constelación 4-PSK, y la
segunda señal de realimentación puede definir una constelación
dentro de dicho cuadrante definido por dicha primera señal de
realimentación. La segunda señal de realimentación puede definir un
cambio diferencial, un subcuadrante codificado en Gray, o una
combinación de los mismos. Las señales de realimentación
multiplexadas pueden ser transmitidas por al menos dos usuarios que
tengan diferentes constelaciones de señales de realimentación. De
este modo, se puede conseguir un sistema de diversidad de
transmisión flexible y fácilmente adaptable. Los por lo menos dos
usuarios pueden comprender un primer conjunto de usuarios que
controlan ponderaciones en una primera antena del elemento de
transmisión, y un segundo conjunto de usuarios que controlan
ponderaciones en una segunda antena de dicho elemento de
transmisión. En este caso, se puede proporcionar un equilibrio útil
de la potencia de transmisión entre la primera y la segunda antenas,
ya que algunas técnicas de filtrado o demultiplexado pueden dar como
resultado requisitos de potencia de transmisión menores en la antena
controlada.
Además, los medios de control proporcionados en
el transmisor pueden comprender unos medios de conmutación para
conmutar alternativamente la primera señal de realimentación y la
segunda señal de realimentación en los medios de determinación. Los
medios de determinación pueden estar dispuestos de manera que
obtienen la información de ponderación a partir de la primera y la
segunda señal de realimentación.
Por otra parte, los medios de control pueden
estar dispuestos de manera que controlan los medios de transmisión
para actualizar alternativamente un primer haz del elemento de
transmisión utilizando una primera información de ponderación
determinada basándose en la primera señal de realimentación, y un
segundo haz del elemento de transmisión utilizando una segunda
información de ponderación determinada basándose en la segunda señal
de realimentación.
El elemento de transmisión puede ser una
agrupación de antenas. En este caso, la información de
realimentación se puede utilizar para controlar la dirección de
transmisión de la antena de la agrupación. La dirección de
transmisión se puede obtener a partir de por lo menos una de las
señales de realimentación multiplexadas. Además, la dirección de
transmisión se puede obtener a partir de una estimación de fase
obtenida a partir de por lo menos una señal de realimentación.
Además, los medios de obtención del receptor
pueden comprender medios de extracción para extraer una señal de
sondeo transmitida con una potencia conocida, medios de estimación
de canales para realizar una estimación de canal basándose en la
señal de sondeo extraída, y medios de generación para generar las
señales de realimentación multiplexadas basándose en la estimación
del canal. Los medios de generación pueden estar dispuestos de
manera que generan la primera y segunda señal de realimentación, en
los que los medios de realimentación pueden estar dispuestos de
manera que realimentan la primera y segunda señales de
realimentación como señales de realimentación multiplexadas. La
primera y segunda señales de realimentación pueden ser realimentadas
alternativamente por los medios de realimentación, en los que una
cuantificación de la información de realimentación se basa en la
última estimación de canal y una disponible de entre la primera y la
segunda constelación.
Por otra parte, los medios de generación pueden
estar dispuestos de manera que generan la primera señal de
realimentación basándose en la estimación de canal y la segunda
señal de realimentación basándose en una rotación de la estimación
de canal un ángulo predeterminado. Esto se puede implementar también
cuantificando la misma estimación de canal en dos constelaciones en
las que, en este caso, la segunda es una copia girada de la
primera.
Como alternativa, los medios de generación pueden
estar dispuestos de manera que generan la primera señal de
realimentación basándose en una parte real de la información de
realimentación, y la segunda señal de realimentación basándose en
una parte imaginaria de la información de realimentación.
Como alternativa adicional, los medios de
extracción pueden estar dispuestos de manera que extraen de forma
alternada una señal de sondeo correspondiente a un primer haz y una
señal de sondeo correspondiente a un segundo haz, y los medios de
generación pueden estar dispuestos de manera que generan de forma
alternada la primera señal de realimentación basándose en una
estimación de canal para el primer haz, y la segunda señal de
realimentación basándose en una estimación de canal para el segundo
haz.
Además, la información de ponderación de
transmisión se puede determinar cuantificando la información de
realimentación filtrada en una constelación de cuantificación
deseada. En este caso, la información de realimentación filtrada
puede comprender cuatro puntos o estados de constelación y la
constelación de cuantificación puede comprender, por ejemplo, ocho o
dieciséis puntos o estados de constelación. La operación de filtrado
de señales de realimentación se puede realizar por medio de un
filtro de media móvil de una longitud de N muestras, en el que N es
mayor que el número de dichas señales de realimentación
multiplexadas. De este modo, la constelación de ponderación de
transmisión se puede mejorar utilizando una cuantificación
subsiguiente en una constelación deseada con más
estados.
estados.
Además, el objetivo anterior se alcanza mediante
un método de diversidad de transmisión para un sistema de
comunicaciones inalámbricas que comprende un elemento de transmisión
y por lo menos un receptor, comprendiendo dicho método las
siguientes etapas:
transmisión desde dicho elemento de transmisión
hacia dicho por lo menos un receptor, de una señal de transmisión
según una información de ponderación determinada en respuesta a una
información de realimentación;
obtención de dicha información de realimentación
a partir de la respuesta en dicho por lo menos un receptor a dicha
señal de transmisión;
realimentación de dicha información de
realimentación hacia dicho elemento de transmisión; y
determinación de dicha información de ponderación
filtrando dicha información de realimentación y cuantificando la
información de realimentación filtrada en una constelación de
cuantificación deseada.
Adicionalmente, el objetivo anterior se alcanza
mediante un transmisor para un sistema de comunicaciones
inalámbricas, que comprende:
medios de extracción para extraer una información
de realimentación de una señal recibida;
medios de transmisión para transmitir una señal
de transmisión desde un elemento de transmisión según una
información de ponderación;
medios de determinación para determinar la
información de ponderación en respuesta a dicha información de
realimentación extraída; y
medios de control para filtrar dicha información
de realimentación extraída, y para cuantificar la información de
realimentación filtrada en una constelación de cuantificación
deseada.
Por consiguiente, la constelación de ponderación
de transmisión se puede mejorar en un cierto modo de realimentación
realizando una cuantificación subsiguiente de la señal de
realimentación filtrada, mientras que se mantiene la capacidad del
canal de realimentación. De este modo, no es necesario que el
terminal de usuario o estación móvil sepan qué constelación se
utiliza. De este modo, la constelación de cuantificación en el
receptor puede ser diferente con respecto a la constelación de
transmisión. La constelación de transmisión puede cambiar debido a
la carga del amplificador de potencia, por ejemplo, de manera que en
un intervalo determinado se utilizan solamente ponderaciones
perfectamente equilibradas en potencia (omitiendo de este modo la
señalización de ganancia en la constelación de 16 estados).
Preferentemente, los medios de control comprenden
un filtro de media móvil para realizar la operación de filtrado de
señales de realimentación.
A continuación se describirá más detalladamente
la presente invención basándose en una forma de realización
preferida y haciendo referencia a los dibujos adjuntos, en los
cuales:
la Fig. 1 muestra un diagrama de bloques
principal de un sistema de diversidad de transmisión de bucle
cerrado que comprende una estación base y una estación móvil,
la Fig. 2 muestra una tabla que indica parámetros
característicos de los modos STD y TxAA,
las Figs. 3A a 3C muestran tablas que indican
parámetros característicos referentes al control de realimentación
de los modos STD y TxAA, respectivamente,
la Fig. 4 muestra tablas que indican parámetros
característicos del concepto de diversidad de transmisión según un
primer ejemplo de la forma de realización preferida de la presente
invención,
la Fig. 5 muestra un diagrama de bloques
principal de una estación base y una estación móvil según la forma
de realización preferida de la presente invención,
la Fig. 6 muestra un diagrama de parámetros de
ponderación complejos según el primer ejemplo de la forma de
realización preferida,
la Fig. 7 muestra tablas que indican parámetros
característicos del concepto de diversidad de transmisión de acuerdo
con un segundo ejemplo de la forma de realización preferida,
la Fig. 8 muestra un diagrama de parámetros de
ponderación complejos de acuerdo con el segundo ejemplo de la forma
de realización preferida.
A continuación, se describirá la forma de
realización preferida del método y el sistema según la presente
invención basándose en una conexión entre la BS 10 y la MS 20 del
UMTS, tal como se muestra en la Fig. 1.
Según la forma de realización preferida de la
presente invención, la información de realimentación se transmite
desde la MS 20 a la BS 10 utilizando un concepto de realimentación
basado en el multiplexado en el tiempo. Esto significa que la
constelación de cuantificación utilizada en la obtención de las
señales de realimentación se cambia y se señaliza hacia la BS 10 en
intervalos de tiempo diferentes. No obstante, se puede utilizar
cualquier otro esquema de multiplexado tal como multiplexado de
frecuencia o multiplexado de código también en el canal de
realimentación.
En particular, la constelación de señales de
realimentación se puede cambiar con respecto a la codificación, el
tipo, la división o la asignación de la información de
realimentación. De este modo, con los presentes subcanales de
realimentación multiplexados en el tiempo, se puede mantener la
capacidad de señalización requerida en el canal de realimentación,
mientras que la información de realimentación como tal se extiende
sobre los ejes de tiempo, es decir, se transmite en dos o más
(conjuntos de) intervalos de tiempo que se pueden asignar según una
regla predefinida, conocida tanto para la BS 10 como para la MS
20.
A continuación se describen ejemplos de la forma
de realización preferida haciendo referencia a las Figs. 4 a 8, en
las que la información de realimentación se extiende sobre
intervalos de tiempo sucesivos.
La Fig. 4 muestra dos tablas que indican un
concepto del modo TxAA 1 más preciso. Según este ejemplo, en la MS
20 se utilizan dos canales de referencia, es decir, para la
estimación de canal y una estimación de canal girada, para obtener
la información de realimentación. De este modo, se puede implementar
una señalización de 8 fases utilizando la señalización de
realimentación del modo TxAA 1, es decir, dos bits de
realimentación. En particular, una primera información de
realimentación referente a la estimación del canal se transmite en
dos intervalos de tiempo sucesivos, y una segunda información de
realimentación referente a la estimación del canal girada se
transmite en los dos siguientes intervalos de tiempo sucesivos.
De este modo, toda la información de
realimentación se transmite en cuatro intervalos de tiempo
sucesivos. Por consiguiente, la diferencia de fase referente a la
estimación del canal se transmite en los intervalos S1 = {1, 2, 5,
6, 9, 10, ...} que definen un primer subcanal de realimentación, y
la diferencia de fase cuantificada en la constelación girada se
transmite en los intervalos S2 = {3, 4, 7, 8, 11, 12, ...} que
definen un segundo subcanal de realimentación, en el que la
estimación del canal girada se refiere a una estimación de canal
girada 45º, considerando que se utiliza una constelación de 4
fases.
De este modo, las diferencias de fase efectivas
para los bits de fase transmitidos en los intervalos S1 se indica
por medio de la tabla superior de la Fig. 4, y la diferencia de fase
definida por los bits de fase transmitidos en los intervalos S2 se
indica en la tabla inferior de la Fig. 4. Por consiguiente, la
diferencia de fase se puede cuantificar en 8 valores aunque
utilizando solamente dos bits de información de realimentación al
mismo tiempo, como en el modo TxAA 1. La resolución de
realimentación resultante obtenida mediante una operación de
filtrado o demultiplexado en la BS 10 se corresponde con un modo de
realimentación de 16 estados, con la excepción de que se utiliza una
potencia constante para cada una de las antenas A1 y A2. De este
modo, la resolución de realimentación se puede aumentar al mismo
tiempo que se mantiene la capacidad de la señalización de
realimentación del modo TxAA 1.
La Fig. 5 muestra un diagrama de bloques
principal de la MS 20 y la BS 10 según la forma de realización
preferida de la presente invención.
Según la Fig. 5, la BS 10 comprende un
transceptor (TRX) 11 dispuesto para alimentar las dos antenas A1 y
A2 y conectado a una unidad 12 de extracción proporcionada para
extraer la información de realimentación transmitida desde la MS 20
a través del (de los) canal(es) de realimentación
correspondiente(s). La información de realimentación extraída
se suministra a un conmutador 13 el cual es controlado por una
unidad 15 de control de temporización según el esquema de
temporización que subyace bajo el esquema de multiplexado de la
constelación de señales de realimentación utilizada por la MS 20. De
este modo, se proporciona una función de demultiplexado o filtrado
para extraer la información de realimentación. En el presente
ejemplo, el conmutador 13 es controlado por la unidad 15 de control
de temporización para suministrar la información de realimentación
relacionada con los intervalos S1 a uno de sus terminales de salida
y la información de realimentación transmitida en los intervalos S2
al otro de sus terminales de salida.
Se observa que la función anterior de
demultiplexado o filtrado se puede conseguir de forma alternativa
proporcionando una unidad de filtro o demodulación o una unidad de
descodificación, en el caso de que se utilice un esquema de
multiplexado de frecuencia, o respectivamente, código.
Los terminales de salida del conmutador 13 están
conectados a los terminales de entrada respectivos de una unidad 14
de determinación de ponderaciones la cual determina una señal de
ponderación basándose en las tablas mostradas en la Fig. 4. En
particular, la unidad 14 de determinación de ponderaciones determina
la diferencia de fase requerida entre las antenas A1 y A2
promediando la información de realimentación de los dos tipos de
intervalo S1 y S2 recibidos a través de los terminales de entrada
respectivos. No obstante, se puede proporcionar cualquier otra
combinación de las dos informaciones de realimentación.
La señal de ponderación determinada, por ejemplo,
la diferencia de fase, se suministra al TRX 11 el cual realiza un
control de fase correspondiente de las antenas A1 y A2 para de este
modo establecer la diferencia de fase requerida que conduce a una
coherencia óptima de las señales de transmisión en la MS 20.
La MS 20 comprende un transceptor (TRX) 21 para
recibir las señales de transmisión de las antenas A1 y A2 de la BS
10 a través de una antena conectada al mismo. Además, el TRX 21 está
conectado a una unidad 22 de extracción proporcionada para extraer
la señal del canal piloto y suministrar la señal del canal piloto
extraída a una unidad 23 de estimación de canales la cual calcula
las estimaciones requeridas de los canales. En los sistemas WCDMA,
se pueden obtener estimaciones de canal bastantes precisas
utilizando las señales piloto de los canales comunes (CPICH)
transmitidas continuamente desde las dos antenas A1 y A2 que
utilizan un código de modulación por ensanchamiento ortogonal
específico. En particular, la unidad 23 de estimación de canales
está dispuesta de manera que calcula la estimación del canal y la
estimación del canal girada que se corresponden ambas con la señal
del canal piloto recibida. La unidad 23 de estimación de canales da
salida a las dos estimaciones de canal en sus terminales de salida
respectivos los cuales están conectados a los terminales de entrada
correspondientes de una unidad 24 de obtención y cuantificación de
diferencia de canales para obtener una diferencia de fase basándose
en la estimación del canal y la estimación del canal girada obtenida
a partir de la unidad 23 de estimación de canales y realizar una
cuantificación correspondiente. Tal como ya se ha mencionado, la
estimación de canal girada se obtiene girando la estimación del
canal un ángulo de 45º.
Además, se proporciona una unidad 25 de
temporización de realimentación la cual controla la unidad 24 de
obtención y cuantificación de diferencias de fase para dar salida a
una de las diferencias de fase obtenidas a partir de la estimación
de canal y la estimación de canal girada según la temporización de
realimentación predeterminada. En el presente caso, a la diferencia
de fase correspondiente a la estimación de canal, es decir, el modo
TxAA 1 convencional, se le da salida durante los intervalos S1 de
tiempo, y a la diferencia de fase correspondiente a la estimación de
canal girada se le da salida durante los intervalos S2 de tiempo.
Las diferencias de fase se suministran como señal de realimentación
multiplexada al TRX 21 para ser transmitidas a través del canal de
realimentación correspondiente hacia la BS 10.
Se debe indicar que el concepto de diversidad de
transmisión según el primer ejemplo de la forma de realización
preferida es compatible con el modo TxAA 1 conocido, en el caso de
que la BS 10 considere cada información de realimentación como
obtenida solamente a partir de la estimación de canal que no ha sido
girada, es decir, la BS 10 conocida controlada según el modo TxAA
1.
En el caso de que se utilice un esquema de
realimentación de multiplexado por frecuencia o código, la unidad 25
de temporización de realimentación se puede sustituir por una unidad
de modulación o, respectivamente, una unidad de codificación.
La Fig. 6 muestra un esquema de las ponderaciones
complejas o puntos extremos de los vectores de ponderación
utilizados como información de realimentación en el primer ejemplo
de la forma de realización preferida. En particular, los círculos
del esquema de la Fig. 6 indican las ponderaciones obtenidas en los
intervalos S1, es decir, la ponderación del modo TxAA 1
convencional, y las cruces indican las ponderaciones adicionales
obtenidas en los intervalos S2 de tiempo. De este modo, se puede
obtener una cuantificación de diferencias de fase como la
proporcionada en el modo TxAA 2 sin aumentar la capacidad de la
señalización de los canales de realimentación.
La Fig. 7 muestra un segundo ejemplo de la forma
de realización preferida, en la que se obtiene la resolución de
realimentación del modo TxAA 1 aunque utilizando solamente un único
bit de realimentación. De este modo, este ejemplo se refiere a un
modo STD más preciso. En particular, la MS 20 realiza una medición o
estimación de canal continua, por ejemplo, basándose en una ventana
deslizante, y la unidad 24 de obtención de diferencias de fase
cuantifica la diferencia de fase según la constelación de fases del
modo TxAA 1. En el presente caso, los bits de realimentación
correspondientes a la parte real e imaginaria de la ponderación
compleja, determinados por la diferencia de fase, se transmiten en
intervalos sucesivos, por ejemplo, el bit de la parte real en los
intervalos impares utilizados como primer subcanal de realimentación
y el bit de la parte imaginaria en los intervalos pares utilizados
como segundo subcanal. La unidad 25 de temporización de
realimentación de la MS 20 realiza un control correspondiente.
De forma correspondiente, la unidad 15 de control
de temporización de la BS 10 controla el conmutador 13 para
suministrar la parte real e imaginaria sucesiva de la información de
realimentación a los terminales de entrada respectivos de la unidad
14 de determinación de ponderaciones la cual determina la señal de
ponderación correspondiente suministrada al TRX 11 para establecer
la diferencia de fase requerida.
En el caso de que la BS 10 no se controle según
este esquema de control de tiempo, es decir, se utiliza el modo STD
actual, se obtiene el control convencional. Si se proporciona el
control de temporización nuevo, la unidad 14 de determinación de
ponderaciones realiza un promedio a través de dos intervalos y
cambia la señal de ponderación de forma correspondiente.
De este modo, se obtiene una resolución de cuatro
estados con una capacidad de realimentación de modo STD. Por otra
parte, se puede incorporar por separado una verificación de
ponderaciones para los bits sucesivos, lo cual se corresponde con el
concepto STD.
De este modo, tal como puede deducirse a partir
de la Fig. 7, la información de realimentación proporcionada en los
intervalos impares S_{impar} indica una diferencia de fase de 0º ó
180º, y la información de realimentación proporcionada en los
intervalos pares S_{par} indica una diferencia de fase de -90º ó
+90º.
La Fig. 8 muestra un diagrama de las
ponderaciones complejas que se pueden realimentar en cada intervalo
del segundo ejemplo de la forma de realización preferida, en el que
las cruces indican la información de ponderación transmitida en los
intervalos S_{par} y los círculos indican las ponderaciones
transmitidas en los intervalos S_{impar}.
En el segundo ejemplo mencionado, la unidad 23 de
estimación de canales de la MS 20 está dispuesta de manera que
determina estimaciones de canales utilizando el canal piloto común
(CPICH). A continuación un fasor exp(i\hat{\Phi})
(\Phi=\pi\Delta\varphi/180) que indica la fase de la
ponderación compleja se determina por medio de la unidad 24 de
obtención y cuantificación de diferencias de canales y se cuantifica
en las constelaciones indicadas en la Fig. 7, es decir, S_{1}={1,
-1} (para intervalos impares) y S_{2}={i, -i} (para intervalos
pares). Los mensajes de realimentación correspondientes (bits de
fase) son "0" y "1", en los que "0" indica que el
primer punto de la constelación está más cerca del fasor. De forma
similar, el mensaje de realimentación "1" indica que el segundo
punto de la constelación está más cerca del fasor. Tal como ya se ha
mencionado, la utilización de las dos constelaciones de referencia
anteriores da como resultado un concepto en el que un terminal (MS
20) señaliza la parte imaginaria y la parte real de la estimación
más reciente del canal de enlace descendente en intervalos sucesivos
(o en dos subcanales).
En el segundo ejemplo, la BS 10 puede filtrar
(promediar) las ponderaciones/fases de realimentación en dos
intervalos consecutivos al mismo tiempo que mantiene la potencia
transmitida de manera que es igual en ambas antenas A1 y A2. A
continuación, la constelación de ponderaciones resultantes tiene
cuatro estados (de forma similar a la QPSK (Modulación por
Desplazamiento de Fase en Cuadratura)). El promediado introduce un
retardo de medio intervalo en la salida de manera que el retardo de
señalización total resulta un intervalo y medio. De este modo, el
retardo de control global se reduce medio intervalo cuando se
compara con un concepto en el que la ponderación se aplica solamente
después de que se haya recibido la palabra de realimentación
completa.
Como existen solamente cuatro ponderaciones
posibles, las señales piloto de los canales especializados (y la
estimación de los canales) se pueden utilizar eficazmente para
verificar cuál de las ponderaciones se transmitió realmente. Una vez
que se conoce la ponderación, se puede obtener el vector del canal
recibido entre la antena de diversidad y el terminal basándose en
una multiplicación de la ponderación y la estimación del canal
determinada a partir del canal común. De este modo, la verificación
permite utilizar la estimación continua del canal común en una
combinación de relación máxima.
Según un tercer ejemplo de la forma de
realización preferida, el esquema de realimentación puede adoptar un
concepto de diversidad de haces para proporcionar una robustez
mejorada contra una señalización errónea. En el tercer ejemplo, se
considera que se utiliza una codificación espacio temporal (STTD) en
la MS 20, en la que los símbolos de canal codificados se dividen en
bloques de dos elementos y se transmiten como b[2n],
b[2n+1] y
-b*[2n+1], b*[2n] desde las antenas A1 y A2, respectivamente, durante los instantes de tiempo 2n y 2n+1 utilizando el mismo código de modulación por ensanchamiento. Este esquema de codificación ortogonal sencillo a nivel de símbolos dobla la diversidad temporal, en la que el receptor utiliza una simple descodificación lineal para detectar los símbolos transmitidos. En el presente caso, se utilizan dos vectores de ponderación, los cuales son una función de la señalización recibida. En el caso de la señalización de realimentación del modo STD, se realiza el siguiente procesado.
-b*[2n+1], b*[2n] desde las antenas A1 y A2, respectivamente, durante los instantes de tiempo 2n y 2n+1 utilizando el mismo código de modulación por ensanchamiento. Este esquema de codificación ortogonal sencillo a nivel de símbolos dobla la diversidad temporal, en la que el receptor utiliza una simple descodificación lineal para detectar los símbolos transmitidos. En el presente caso, se utilizan dos vectores de ponderación, los cuales son una función de la señalización recibida. En el caso de la señalización de realimentación del modo STD, se realiza el siguiente procesado.
Las antenas A1 y A2 de la BS 10 transmiten dos
haces B1 y B2 en cada intervalo de tiempo. La velocidad de
actualización de los haces B1 y B2 es 800 Hz, es decir, el TRX 11 se
actualiza cada dos intervalos de tiempo. En particular, el haz B1 se
modifica durante intervalos impares y el haz B2 durante intervalos
pares, en los que cada modificación de las ponderaciones es eficaz
durante dos intervalos de tiempo, es decir, se proporciona un cambio
de ponderaciones de ventana deslizante. Por lo tanto, la unidad 22
de extracción de la MS 20 está dispuesta de manera que extrae las
correspondientes señales de sondeo o piloto recibidas desde los
haces B1 y B2, y de manera que las suministra sucesivamente a la
unidad 23 de estimación de canales. A continuación, la unidad 25 de
temporización de realimentación controla la unidad 24 de obtención
de diferencias de fase para dar salida a las respectivas diferencias
de fase en temporizaciones correspondientes a sus intervalos de
tiempo asignados.
Se debe indicar que, si el TRX 11 está dispuesto
de manera que determina y asigna correspondientemente a sus
respectivos haces B1 ó B2 señales de ponderación recibidas de forma
sucesiva, en el presente caso no se requiere la función de filtrado
proporcionada por la unidad 13 de conmutación (o unidad de filtro) y
la unidad 15 de control de temporización de la BS 10. No obstante,
si no es éste el caso, la unidad 15 de control de temporización
controla la unidad 13 de conmutación para conmutar la señal de
ponderación del haz B1 (transmitido en un intervalo impar) a uno de
sus terminales de salida y la señal de ponderación del haz B2
(transmitido en un intervalo par) al otro terminal de salida y la
unidad 14 de determinación de ponderaciones determina la
correspondiente señal de ponderación. Además, la unidad 15 de
control de temporización está dispuesta de manera que controla el
TRX 11 para asignar la señal de ponderación recibida al
correspondiente de entre los haces B1 y B2. Esta característica de
control está indicada por el error a trazos mostrado en el diagrama
de bloques de la BS 10 de la Fig. 5.
El concepto de cuantificación y señalización en
el modo STD conocido, descrito inicialmente, el cual no comprende
ningún filtrado de la señal de realimentación en la BS 10 posibilita
solamente una conformación de haces rudimentaria con una resolución
de ponderación efectiva de 180 grados.
En el segundo ejemplo descrito anteriormente de
la forma de realización preferida, el filtrado (o promediado) de dos
bits de realimentación sucesivos (es decir, parte real e imaginaria)
aumenta el número de estados a cuatro e impone memoria a las
ponderaciones de transmisión.
Según otro planteamiento del filtrado, la
resolución de ponderación se puede mejorar adicionalmente aumentando
el número de estados en la constelación de ponderación.
Preferentemente, se puede obtener un único modo de realimentación,
el cual adapta a ciegas las ponderaciones de transmisión
(constelación) a un canal determinado.
El procesado a ciegas considerado en el presente
documento se basa en el hecho de que la señal de enlace ascendente
recibida tiene la misma característica típica que la señal de enlace
descendente, aunque los canales no son recíprocos en dichos sistemas
FDD (Dúplex por División de Frecuencia). Esta información típica
(por ejemplo, número de trayectos, estimaciones Doppler, etcétera)
se puede utilizar para adecuarse al filtrado en la BS 10 de manera
que, por ejemplo, en canales que se desvanecen rápidamente, el
filtro es más corto, y, en canales que se desvanecen muy lentamente,
se utiliza un filtro con un ancho de banda más estrecho. A
continuación, la MS 20 siempre puede transmitir las señales de
realimentación (por ejemplo, de acuerdo con el segundo ejemplo) y no
es necesario que la MS 20 conozca con precisión el concepto de
filtrado real. Las técnicas posibles de filtrado incluyen FIR, IIR u
operaciones de filtrado no lineales (por ejemplo, filtrado de
mediana).
Además, es posible tener en cuenta la fiabilidad
de cada orden de realimentación recibida (y obtener, por ejemplo,
una ponderación media a posteriori) para mitigar los efectos
de canales de realimentación no fiables.
A continuación se proporcionan otros ejemplos de
la forma de realización preferida como generalizaciones del segundo
ejemplo mencionado. No obstante, se debe indicar que los siguientes
ejemplos también se pueden implementar de forma ventajosa en los
modos conocidos STD y TxAA en los que se utiliza solamente una señal
de realimentación.
Según un cuarto ejemplo, se aplican las
mediciones de realimentación que utilizan una constelación girada
(partes reales e imaginarias) del segundo ejemplo, en las que la
operación de filtrado en la BS 10 se aplica sobre N órdenes (o
intervalos) de realimentación, en lugar de dos. En este caso, las
ponderaciones de transmisión vienen dadas por:
W_{2}(t)=exp(i\Phi(t))
\Phi(t)=arg
(\sum\limits^{t-N+1}_{t'=t}
i^{t'mod2}sgn(z(t')))
en la que z(t)=b(t)+n(t)
indica la señal de realimentación recibida, n(t) la señal de
ruido en la BS 10, b(t) la orden de realimentación recibida
en la BS 10 para el intervalo t (correspondiente a los estados
\pmi^{tmod2} en términos formales), y w2(t) indica la
ponderación compleja aplicada en las antenas A1 y A2 de
diversidad.
Según un quinto ejemplo de la forma de
realización preferida, en la MS 10 se proporcionan cuatro
constelaciones diferentes, de tal manera que la unidad 24 de
obtención y cuantificación de diferencias de canales cuantifica
la
ponderación compleja (diferencia de fase) en cuatro intervalos sucesivos S_{1}={1, -1}, S_{2}={i, -i}, S_{3}={i^{1/2}, -i^{1/2}}, y S_{4}={i^{-1/2}, -i^{-1/2}} de enlace descendente. La BS 10 filtra la constelación con un filtro de media móvil de N muestras de longitud. Cuando N=4, esto da origen a una constelación 8-PSK que varía con el tiempo. Las ponderaciones de transmisión vienen dadas por:
ponderación compleja (diferencia de fase) en cuatro intervalos sucesivos S_{1}={1, -1}, S_{2}={i, -i}, S_{3}={i^{1/2}, -i^{1/2}}, y S_{4}={i^{-1/2}, -i^{-1/2}} de enlace descendente. La BS 10 filtra la constelación con un filtro de media móvil de N muestras de longitud. Cuando N=4, esto da origen a una constelación 8-PSK que varía con el tiempo. Las ponderaciones de transmisión vienen dadas por:
W_{2}(t)=exp(i\Phi(t))
\Phi(t)=arg
(\sum\limits^{t-N+1}_{t'=t}
i^{(t'mod4)/2}sgn(z(t')))
Según un sexto ejemplo de la forma de realización
preferida, se considera un caso con tres constelaciones giradas
utilizando una resolución de 60 grados en la cuantificación del
terminal. En tal caso, S_{1}={1, -1}, S_{2}={i^{1/3},
-i^{1/3}}, y S_{3}={i^{2/3}, -i^{2/3}} y las ponderaciones
de transmisión filtradas vienen dadas por:
W_{2}(t)=exp(i\Phi(t))
\Phi(t)=arg
(\sum\limits^{t-2}_{t'=t}
i^{(t'mod3)/3}sgn(z(t')))
Según un séptimo ejemplo de la forma de
realización preferida, las anteriores tres constelaciones según el
sexto ejemplo se utilizan de forma adicional con la fiabilidad de
los símbolos recibidos en la definición del haz de transmisión, en
la que en el filtrado son posibles diferentes alternativas, por
ejemplo, la función f(x)=x podría sustituir a sgn(x),
ó tanh(x) podría utilizarse en la anterior ecuación que
define \Phi(x), y la ponderación compleja se puede
cuantificar en cuatro estados (QPSK) después del filtrado. Se debe
indicar que, en los ejemplos proporcionados anteriormente, en primer
lugar se toma una decisión firme (sgn(z(t'))) sobre
las señales de realimentación, antes de realizar la operación de
promediado. Esto conduce a una constelación QPSK aunque no expuesta
explícitamente. No obstante, puede que la cuantificación no sea
deseable, a no ser que el número de estados se vaya a reducir para
aplicar algoritmos eficaces de verificación de las
ponderaciones.
Evidentemente, en el presente séptimo ejemplo es
posible una cuantificación en cualquier constelación (en lugar de
QPSK). Cuando se proporciona la limitación de potencia, se puede
utilizar, por ejemplo, una constelación de 16 estados. En estos
casos, la verificación de la ponderación no es práctica, aunque en
la estimación de los canales se pueden utilizar pilotos
especializados. A tal caso, la ponderación viene dada, por ejemplo,
por:
W_{2}(t)=
(\sum\limits^{t-2}_{t'=t} i^{(t'mod3)/3}
tanh(z(t')|a|\sigma^{2})
en la que \sigma^{2} indica la varianza del
ruido del canal en z(t'), y |a| indica la amplitud de
la orden z(t') de realimentación
recibida.
Se debe indicar que, en el caso descrito
anteriormente, no es necesario que la ponderación de transmisión
tenga una amplitud constante. Por ejemplo, cuando la amplitud del
canal es cero (o la varianza del ruido es \infty), la amplitud de
la ponderación será cero,
tanh(z(t')|a|/\sigma^{2})\rightarrow
0, es decir, la antena respectiva se desactiva automáticamente en
los casos en los que la realimentación tiene ruido. En general, la
amplitud de la ponderación tiende a ser menor que uno. El valor
máximo (potencia Tx) es el mismo que para la antena principal (no
diversidad). Se observa que también sería posible que la MS 20
interrumpiera eficazmente la transmisión de diversidad o que
controlara las ponderaciones enmascarando la orden de
realimentación, por ejemplo, utilizando un código de Walsh w_{k}
en la transmisión, cuando la BS 10 espera w_{k'}, k' \neq k. Si
todos los terminales hacen esto, sería beneficioso disponer de
diferentes usuarios controlando diferentes antenas para promediar la
carga en los amplificadores de potencia. Cuando 0 \leq
w_{k}^{T}c_{k}\leq 1, también se puede utilizar una
máscara c_{k} con correlación parcial.
El anterior concepto de conformación de haces
según el séptimo ejemplo se puede aplicar para eliminar el modo TxAA
2. Esto supondría los siguientes cambios en el concepto. Cada bit de
realimentación (y fiabilidad de los bits) se calcula tal como se ha
definido anteriormente, por ejemplo, utilizando la constelación de
tres estados (rotación de 60 grados). La fase de transmisión para el
intervalo t es una combinación lineal de las ponderaciones
alternativas en una ventana específica. Subsiguientemente, el estado
filtrado se cuantifica en el punto de la constelación más cercano
que se puede transmitir, el cual no es necesario que pertenezca a
los permitidos en ese momento en el modo TxAA 2. En el caso de la
resolución de fase del modo TxAA 1, se utiliza el siguiente
algoritmo:
W_{2}(t)= 8PSK
(\sum\limits^{t-3}_{t'=t}(i^{(t'mod2)/2}P(b(t')=1|z(t'))+(-i)^{(t'mod2)/2}
P(b(t')=-1|z(t')))v_{t'}
en la que 8PSK indica una cuantificación en los
estados 8-PSK, v_{t'} indica coeficientes FIR, por
ejemplo, del filtro de media móvil, y P(b=1|z) y
P(b=-1|z) indican probabilidades condicionales para los casos
b=1 y b=-1, respectivamente. Estas probabilidades se pueden obtener,
por ejemplo, a partir de la estadística que minimiza el MSE (Error
Cuadrático
Medio).
Con el ruido gaussiano n, la función
tanh(z(t')|a|/\sigma^{2}) aparece como la
ponderación de fiabilidad. Naturalmente, se puede realizar una
aproximación a la función tanh utilizando técnicas bien
conocidas.
Subsiguientemente, se puede utilizar la siguiente
ecuación:
W_{2}(t)= 8PSK
(\sum\limits^{t-3}_{t'=t}(i^{(t'mod3)/3}
tanh(z(t')|a|/\sigma^{2}))v_{t'}
Además, se puede enviar un bit de realimentación
adicional para designar la potencia relativa (por ejemplo, 0,8 ó
0,2) entre las ponderaciones w_{1} y w_{2} suministradas a las
antenas A1 y A2, respectivamente. Por otra parte, en la MS 20 se
puede utilizar una verificación de ponderación verificada y las
ponderaciones de transmisión se pueden definir, por ejemplo, como en
el modo STD ó el modo TxAA 2. La diferencia es solamente la forma en
la que la BS 10 interpreta las órdenes de realimentación y en qué
constelación se cuantifica la señal filtrada (por ejemplo, QPSK en
el caso de que se aplique una verificación, y QPSK, 8 ó 16 PSK en el
caso de que se utilice un piloto especializado). Este concepto hace
que el sistema resulte muy robusto. No es necesario que la MS 20
sepa qué modo está siendo utilizado por la BS 10 a no ser que
aplique una verificación. La constelación Tx se puede señalizar
hacia el terminal utilizando un canal especializado, o se puede
realizar una estimación de la constelación Tx a partir de la señal
recibida. Además, se puede adoptar un concepto de verificación
subóptima el cual también alivia este problema. El cambio de modo
sería solamente un cambio de la constelación de cuantificación en la
BS 10, lo cual no es crítico desde el punto de vista del equipo del
usuario.
De este modo, se pueden realizar técnicas de
filtrado eficaces y una cuantificación subsiguiente basándose en la
misma constelación de transmisión o en otra. No es necesario que la
MS 20 sepa qué constelación se utiliza si, por ejemplo, en la
dirección de enlace descendente se utilizan pilotos especializados
del modo TxAA 2. No obstante, si la MS 20 obtiene la constelación de
cuantificación (o se señaliza hacia la misma), esta puede aplicar
una verificación de ponderación como en el modo STD.
Adicionalmente, se puede aplicar una operación de
filtro no lineal. Dicho filtrado no lineal se puede conseguir
utilizando una determinación de ponderaciones basada en retículos
(trellis) (utilizando un retículo conocido), en la que la BS
20 utiliza una secuencia de órdenes de realimentación anteriores
(incluyendo una información de fiabilidad) y una estructura
reticular que indica posibles transiciones bien en el modo TxAA 1 ó
bien en el modo jerárquico TxAA 2. A continuación, la ponderación de
transmisión se puede calcular utilizando un estimador de secuencias
o un detector MAP, en el que la posibilidad de transición depende de
la fiabilidad de los bits de realimentación. De este modo, las
probabilidades P(b=1|z) y P(b=-1|z) descritas en la
ecuación anterior y la estructura reticular de ponderación se pueden
utilizar para colaborar en la determinación de ponderaciones no
lineal.
Se debe indicar que las unidades descritas
anteriormente del diagrama de bloques mostrado en la Fig. 5 también
se pueden establecer como características de software de un programa
de control que controle un microprocesador tal como una CPU
proporcionada en la BS 10 y la MS 20.
Además, para mejorar el rendimiento se puede
utilizar cualquier tipo de división de conjuntos de señales (por
ejemplo, para códigos reticulares). Además, las diferentes
constelaciones de señales de realimentación pueden ser dependientes
utilizando una señalización progresiva. Por ejemplo, se puede
utilizar un primer intervalo de tiempo o subcanal para realimentar
una información que indique un cuadrante en una constelación
4-PSK con una mayor fiabilidad, y se puede utilizar
un segundo intervalo de tiempo o subcanal subsiguiente para
realimentar una información que determine la constelación dentro de
este cuadrante. La información de realimentación del segundo
subcanal se puede basar en un cambio diferencial, un subcuadrante
codificado en Gray, o cualquier combinación de los mismos. En este
caso, las ponderaciones de transmisión se pueden cambiar tan pronto
como los bits de realimentación que especifican el cuadrante hayan
llegado a la BS 10, y seguidamente el subcuadrante precisado se
puede ajustar basándose en la estimación más reciente del canal, la
cual no estaba disponible cuando se transmitió el índice del
cuadrante (por ejemplo, utilizando codificación Gray). De este modo,
se puede evitar un retardo adicional provocado en el concepto actual
esperando la recepción de todos los bits de realimentación. Además,
no se producen cambios bruscos (180 grados en el caso de una
realimentación de un bit, 90 grados en el caso de una realimentación
de dos bits, y así sucesivamente), como en los conceptos actuales,
los cuales no pueden ser seguidos por la MS 20 que realiza una
estimación de los parámetros del canal especializado. Por lo tanto,
la aplicación de la información de realimentación de forma
incremental no solamente reduce el retardo, sino que también
posibilita una estimación del canal y un rendimiento del receptor
más eficaces. La información de realimentación también se puede
referir a la diferencia de fase de intervalos sucesivos.
Como ejemplo, en el modo TxAA 2 se puede utilizar
un código de Gray de 3 bits para indicar los estados de fase de la
ponderación de transmisión. De este modo, los estados sucesivos se
codifican 000 (estado 1), 001 (estado 2), 011 (estado 3), 010
(estado 4), 110 (estado 5), 111 (estado 6), 101 (estado 7), y 100
(estado 8). Por consiguiente, en relación con el primer bit de la
codificación anterior, en la estructura reticular se pueden definir
las siguientes posibles transiciones: estado 1 \rightarrow estado
1 u 8, estado 2 \rightarrow estado 2 ó 7, estado 3 \rightarrow
estado 3 ó 6, estado 4 \rightarrow estado 4 ó 5, estado 5
\rightarrow estado 5 ó 4, estado 6 \rightarrow estado 3 ó 6,
estado 7 \rightarrow estado 7 ó 2, y estado 8 \rightarrow estado
8 ó 1. De forma similar, se pueden obtener las posibles transiciones
para los bits 2 y 3. A continuación esta información de transiciones
se puede utilizar en la estimación de las ponderaciones de
transmisión con una fiabilidad aumentada.
La presente invención no se limita a dos antenas
A1 y A2, sino que se puede aplicar a cualquier transmisor de
múltiples antenas para proporcionar una realimentación con una mayor
resolución. Por otra parte, tal como ya se ha mencionado, se puede
utilizar cualquier tipo de esquema de multiplexado, siempre que la
BS 10 esté dispuesta de manera que filtre o seleccione de forma
correspondiente la información de realimentación.
Por otra parte, la presente invención se puede
aplicar a cualquier sistema inalámbrico de comunicaciones que
comprenda un concepto de diversidad de transmisión o de conformación
de haces de transmisión utilizado entre un elemento de transmisión y
por lo menos un receptor. Por esta razón, la anterior descripción de
la forma de realización preferida y los dibujos adjuntos están
destinados únicamente a ilustrar la presente invención. La forma de
realización preferida de la invención puede variar dentro del ámbito
de las reivindicaciones adjuntas.
En resumen, la invención se refiere a un método
de diversidad de transmisión para un sistema inalámbrico de
comunicaciones que comprende un elemento de transmisión y por lo
menos un receptor, en el que una señal de transmisión se transmite
desde el elemento de transmisión hacia el por lo menos un receptor
según una información de ponderación determinada en respuesta a una
información de realimentación. La información de realimentación se
obtiene a partir de la respuesta en el por lo menos un receptor a la
señal de transmisión, y se realimenta utilizando señales de
realimentación multiplexadas. Como alternativa, la información de
ponderación se puede determinar en el elemento de transmisión
filtrando dicha información de realimentación y cuantificando la
información de realimentación filtrada en una constelación de
cuantificación deseada. De este modo, para el sondeo de los canales
se pueden utilizar múltiples constelaciones de cuantificación y
combinaciones de las mismas y/o subcanales de realimentación
específicos de la constelación, de tal manera que se puede mejorar
la resolución de realimentación total, al mismo tiempo que se
mantiene una capacidad de señalización baja del canal de
realimentación.
Claims (58)
1. Método de diversidad de transmisión para un
sistema de comunicaciones inalámbricas que comprende un elemento de
transmisión (10, A1, A2) y por lo menos un receptor (20),
comprendiendo dicho método las siguientes etapas:
a) transmisión desde dicho elemento de
transmisión (10, A1, A2) hacia dicho por lo menos un receptor (20),
de una señal de transmisión según una información de ponderación
determinada en respuesta a una información de realimentación;
b) obtención de dicha información de
realimentación a partir de la respuesta en dicho por lo menos un
receptor (20) a dicha señal de transmisión; y
c) realimentación de dicha información de
realimentación utilizando señales de realimentación
multiplexadas,
en el que dicha señal de realimentación
multiplexada comprende por lo menos una primera señal de
realimentación que tiene una primera constelación de cuantificación
y una segunda señal de realimentación que tiene una segunda
constelación de cuantificación.
2. Método según la reivindicación 1, en el que
dichas por lo menos primera y segunda señales de realimentación se
transmiten en intervalos de tiempo diferentes.
3. Método según la reivindicación 1 ó 2, en el
que dichas primera y segunda señales de realimentación se transmiten
utilizando códigos diferentes.
4. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 1 a 3, en el que dicha primera señal de
realimentación define una primera ponderación determinada basándose
en una estimación de canal cuantificada en dicha primera
constelación, y dicha segunda señal de realimentación define una
segunda ponderación determinada basándose en una estimación de canal
cuantificada en dicha segunda constelación.
5. Método según la reivindicación 4, en el que
dicha segunda constelación es una copia girada de dicha primera
constelación.
6. Método según la reivindicación 4, en el que
dicha segunda señal de realimentación se basa en una estimación de
canal girada cuantificada en dicha primera constelación.
7. Método según las reivindicaciones 1 ó 2, en el
que dichas primera y segunda señales de realimentación se
realimentan en intervalos de tiempo sucesivos.
8. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 1, 2 ó 7, en el que dicha primera señal de
realimentación define una parte real de dicha información de
ponderación, y dicha segunda señal de realimentación define una
parte imaginaria de dicha información de ponderación.
9. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 1, 2 ó 7, en el que dicha primera señal de
realimentación define una primera información de realimentación a
utilizar para actualizar un primer haz de dicho elemento de
transmisión (10, A1, A2), y dicha segunda señal de realimentación
define una segunda información de realimentación a utilizar para
actualizar un segundo haz de dicho elemento de transmisión (10, A1,
A2).
10. Método según la reivindicación 8 ó 9, en el
que dicha primera señal de realimentación se realimenta durante
intervalos de tiempo impares, y dicha segunda señal de
realimentación se realimenta durante intervalos de tiempo pares.
11. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 1, 2 ó 7, en el que dicha primera señal de
realimentación define un cuadrante en una constelación
4-PSK, y dicha segunda señal de realimentación
define un punto de la constelación dentro de dicho cuadrante
definido por dicha primera señal de realimentación.
12. Método según la reivindicación 11, en el que
dicha segunda señal de realimentación define un cambio diferencial,
un subcuadrante codificado en Gray, o una combinación de los
mismos.
13. Método según la reivindicación 1, en el que
dichas señales de realimentación multiplexadas son transmitidas por
al menos dos usuarios que tienen constelaciones de señales
diferentes.
14. Método según la reivindicación 13, en el que
dichos por lo menos dos usuarios comprenden un primer conjunto de
usuarios que controlan ponderaciones en una primera antena de dicho
elemento de transmisión, y un segundo conjunto de usuarios que
controlan ponderaciones en una segunda antena de dicho elemento de
transmisión.
15. Método según la reivindicación 1, en el que
dicha información de realimentación se utiliza para controlar una
ponderación de transmisión de una de entre dos antenas (A1, A2).
16. Método según la reivindicación 15, en el que
dicha información de realimentación contiene una primera información
sobre la potencia de transmisión de dichas dos antenas (A1, A2) y
una segunda información sobre la fase de dichas dos antenas (A1,
A2).
17. Método según la reivindicación 16, en el que
dicha primera información o dicha segunda información o ambas se
filtran por separado en dicho elemento de transmisión.
18. Método según la reivindicación 1, en el que
dicha información de realimentación se utiliza para controlar
ponderaciones de transmisión de dos antenas (A1, A2).
19. Método según la reivindicación 18, en el que
las órdenes de control para controlar dichas dos antenas (A1, A2) se
transmiten alternativamente hacia dicho elemento de transmisión.
20. Método según la reivindicación 1, en el que
dicho elemento de transmisión (10, A1, A2) comprende una agrupación
de antenas (A1, A2).
21. Método según la reivindicación 20, en el que
dicha información de realimentación se utiliza para controlar la
dirección de transmisión de dicha agrupación de antenas (A1,
A2).
22. Método según la reivindicación 21, en el que
la dirección de transmisión se obtiene a partir de por lo menos una
señal de realimentación.
23. Método según la reivindicación 22, en el que
la dirección de transmisión se obtiene a partir de una estimación de
fase de por lo menos una señal de realimentación extraída.
24. Método según la reivindicación 1, en el que
dicha información de ponderación y/o una dirección de transmisión se
determinan basándose en una operación de filtrado de las señales de
realimentación.
25. Método según la reivindicación 24, en el que
dicha información de ponderación se determina cuantificando la
información de realimentación filtrada en una constelación de
cuantificación deseada.
26. Método según la reivindicación 25, en el que
dicha constelación deseada depende de una carga del amplificador en
dicho elemento de transmisión.
27. Método según la reivindicación 25, en el que
dicha información de realimentación filtrada comprende cuatro puntos
de constelación y dicha constelación de cuantificación comprende
ocho o dieciséis puntos de constelación.
28. Método según cualquiera de las
reivindicaciones 24 a 27, en el que la operación de filtrado de las
señales de realimentación se realiza con un filtro de una longitud
de N muestras, en el que N es mayor que el número de dichas señales
de realimentación multiplexadas.
29. Método según la reivindicación 24, en el que
dicha operación de filtrado comprende un filtrado robusto, un
filtrado FIR, un filtrado IIR, un filtrado lineal, un filtrado no
lineal, o un suavizado y predicción.
30. Método según cualquiera de las
reivindicaciones anteriores, en el que para la determinación de la
ponderación se utiliza una fiabilidad de dichas señales de
realimentación multiplexadas.
31. Método según la reivindicación 24, en el que
un filtrado de la transmisión se adapta a una característica del
canal de transmisión y cambia dinámicamente.
32. Método según la reivindicación 24, en el que
la característica del filtro de dicha operación de filtrado se
controla basándose en una señalización entre dicho elemento de
transmisión (10, A1, A2) y dicho por lo menos un receptor (20).
33. Método de diversidad de transmisión según la
reivindicación 1, en el que dicha información de realimentación se
realimenta hacia dicho elemento de transmisión (10, A1, A2); y que
comprende además la etapa de
d) determinación de dicha información de
ponderación filtrando dicha información de realimentación y
cuantificando la información de realimentación filtrada en una
constelación de cuantificación deseada.
34. Método según la reivindicación 33, en el que
la constelación de cuantificación en dicho por lo menos un receptor
(20) tiene menos estados que la correspondiente a dicho elemento de
transmisión (10, A1, A2).
35. Método según la reivindicación 34, en el que
dicha información de realimentación comprende cuatro puntos de
constelación y dicha constelación de cuantificación comprende ocho o
dieciséis puntos de constelación.
36. Método según una cualquiera de las
reivindicaciones 33 a 35, en el que la operación de filtrado de las
señales de realimentación se realiza por medio de un filtro de media
móvil.
37. Método según una cualquiera de las
reivindicaciones 33 a 36, en el que la operación de filtrado de las
señales de realimentación se aplica a una secuencia de señales de
realimentación anteriores, y la información de ponderación se
calcula por medio de una estimación utilizando una estructura
reticular.
38. Método según la reivindicación 37, en el que
dicha estimación se realiza utilizando un estimador de secuencias o
un detector MAP.
39. Sistema de diversidad de transmisión para un
sistema de comunicaciones inalámbricas, que comprende:
a) medios de transmisión (10) para transmitir una
señal de transmisión desde un elemento de transmisión (A1, A2) según
una información de ponderación determinada en respuesta a una
información de realimentación; y
b) por lo menos un receptor (20) para recibir
dicha señal de transmisión y obtener dicha información de
realimentación a partir de la respuesta a dicha señal de
transmisión;
c) en el que dicho por lo menos un receptor (20)
comprende medios de realimentación (24, 25) para realimentar dicha
información de realimentación utilizando señales de realimentación
multiplexadas,
en el que dichos medios de realimentación (24,
25) están dispuestos de manera que generan una primera señal de
realimentación que tiene una primera constelación de cuantificación
y una segunda señal de realimentación que tiene una segunda
constelación.
40. Sistema según la reivindicación 39, en el que
dicha primera señal de realimentación define una primera ponderación
de fase determinada basándose en una estimación de canal, y dicha
segunda señal de realimentación define una segunda ponderación de
fase determinada basándose en una constelación girada de dicha
primera señal de realimentación.
41. Sistema según la reivindicación 39, en el que
dicha primera señal de realimentación define una parte real de dicha
información de ponderación, y dicha segunda señal de realimentación
define una parte imaginaria de dicha información de ponderación.
42. Sistema según la reivindicación 39, en el que
dicha primera señal de realimentación define una primera información
de realimentación a utilizar por dichos medios de transmisión (10)
para actualizar un primer haz de dicho elemento de transmisión (A1,
A2), y dicha segunda señal de realimentación define una segunda
información de realimentación a utilizar por dichos medios de
transmisión (10) para actualizar un segundo haz de dicho elemento de
transmisión (A1, A2).
43. Sistema según la reivindicación 41 ó 42, en
el que dichos medios de realimentación (24, 25) están dispuestos de
manera que realimentan dicha primera señal de realimentación durante
intervalos de tiempo impares y dicha segunda señal de realimentación
durante intervalos de tiempo pares.
44. Transmisor para un sistema de comunicaciones
inalámbricas, que comprende:
a) medios de extracción (12) para extraer una
información de realimentación de una señal recibida;
b) medios de transmisión (11) para transmitir una
señal de transmisión desde un elemento de transmisión (A1, A2) según
una información de ponderación;
c) medios de determinación (14) para determinar
dicha información de ponderación en respuesta a dicha información de
realimentación extraída; y
d) medios de control (13, 15) para controlar
dichos medios de determinación (14) de manera que se determine dicha
información de ponderación según señales de realimentación
multiplexadas utilizadas para realimentar dicha información de
realimentación,
en el que dichos medios de control (13, 15)
comprenden unos medios de conmutación (13) para conmutar
alternativamente una primera señal de realimentación que tiene una
primera constelación y una segunda señal de realimentación que tiene
una segunda constelación hacia dichos medios de determinación
(14).
45. Transmisor según la reivindicación 44, en el
que dichos medios de determinación (14) están dispuestos de manera
que obtienen dicha información de ponderación a partir de dichas
primera y segunda señales de realimentación.
46. Transmisor según la reivindicación 44, en el
que dichos medios de control (13, 15) están dispuestos de manera que
controlan dichos medios de transmisión (11) para actualizar
alternativamente un primer haz de dicho elemento de transmisión (A1,
A2) utilizando una primera información de ponderación determinada
sobre la base de dicha primera señal de realimentación, y un segundo
haz de dicho elemento de transmisión (A1, A2) utilizando una segunda
información de ponderación sobre la base de dicha segunda señal de
realimentación.
47. Transmisor según cualquiera de las
reivindicaciones 44 a 46, en el que dicho elemento de transmisión es
una agrupación de antenas (A1, A2).
48. Transmisor según la reivindicación 44, en el
que dichos medios (13) de control están dispuestos de manera que
realizan una operación de filtrado de señales de realimentación.
49. Transmisor según la reivindicación 48, en el
que dichos medios de control (13, 15) están dispuestos de manera que
cuantifican la información de realimentación filtrada en una
constelación de cuantificación deseada.
50. Transmisor según la reivindicación 48 ó 49,
en el que dichos medios de control (13, 15) comprenden un filtro de
media móvil para realizar la operación de filtrado de señales de
realimentación.
51. Transmisor según la reivindicación 48, en el
que dicha operación de filtrado comprende un filtrado robusto, un
filtrado FIR, un filtrado IIR, un filtrado lineal, un filtrado no
lineal, o un suavizado y una predicción.
52. Transmisor según la reivindicación 44, en el
que dichos medios de control (13, 15) están adaptados para filtrar
dicha información de realimentación extraída, y para cuantificar la
información de realimentación filtrada en una constelación de
cuantificación deseada.
53. Transmisor según la reivindicación 52, en el
que dichos medios de control (13, 15) comprenden un filtro de media
móvil para realizar la operación de filtrado de la señal de
realimentación.
54. Receptor para un sistema de comunicaciones
inalámbricas, que comprende:
a) medios de recepción (21) para recibir una
señal de transmisión;
b) medios de obtención (22, 23, 24) para obtener
una información de realimentación a partir de la respuesta a dicha
señal de transmisión; y
c) medios de realimentación (24, 25) para
realimentar dicha información de realimentación utilizando señales
de realimentación multiplexadas,
en el que dichos medios de obtención (22, 23, 24)
comprenden medios de extracción (22) para extraer una señal de
sondeo transmitida con una potencia conocida, medios (23) de
estimación de canales para realizar una estimación de canal
basándose en dicha señal de sondeo extraída, y medios de generación
(24) para generar dichas señales de realimentación multiplexadas
basándose en dicha estimación del canal,
en el que dichos medios de generación (24) están
dispuestos de manera que generan una primera señal de realimentación
que tiene una primera constelación y una segunda señal de
realimentación que tiene una segunda constelación, en los que dichos
medios de realimentación (24, 25) están dispuestos de manera que
realimentan dichas primera y segunda señales de realimentación como
dichas señales de realimentación multiplexadas.
55. Receptor según la reivindicación 54, en el
que dichos medios de realimentación (24, 25) están dispuestos de
manera que realimentan alternativamente dichas primera y segunda
señales de realimentación, en el que una cuantificación de la
información de realimentación se basa en la última estimación de
canal y una disponible de entre dicha primera y segunda
constelación.
56. Receptor según la reivindicación 54, en el
que dichos medios de generación (24) están dispuestos de manera que
generan dicha primera señal de realimentación basándose en dicha
estimación de canal y dicha segunda señal de realimentación
basándose en una rotación de dicha estimación de canal en un ángulo
predeterminado.
57. Receptor según la reivindicación 54, en el
que dichos medios de generación (24) están dispuestos de manera que
generan dicha primera señal de realimentación basándose en una parte
real de dicha información de realimentación, y dicha segunda señal
de realimentación basándose en una parte imaginaria de dicha
información de realimentación.
58. Receptor según la reivindicación 54, en el
que dichos medios de extracción (22) están dispuestos de manera que
extraen alternativamente una señal de sondeo correspondiente a un
primer haz y una señal de sondeo correspondiente a un segundo haz, y
dichos medios de generación (24) están dispuestos de manera que
generan alternativamente dicha primera señal de realimentación
basándose en una estimación de canal para dicho primer haz, y dicha
segunda señal de realimentación basándose en una estimación de canal
para dicho segundo haz.
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