KR100990572B1

KR100990572B1 - 전력 제어 시스템 및 제어 전력 결정 방법

Info

Publication number: KR100990572B1
Application number: KR1020037002737A
Authority: KR
Inventors: 바네르지데바라그엔
Original assignee: 엔엑스피 비 브이
Priority date: 2001-06-26
Filing date: 2002-06-21
Publication date: 2010-10-29
Also published as: KR20030025300A; DE60235300D1; EP1405437B1; JP4717348B2; CN1276593C; WO2003001700A1; US20030003939A1; ATE457557T1; JP2004533783A; EP1405437A1; CN1520649A; US7228146B2

Abstract

본 발명은 기본 트래픽 채널 상에서 수신된 PCB의 잡음 성분의 편차를 결정함으로써 Eb/Nt를 추정하는 전력 제어 시스템을 포함하는 휴대용 통신 디바이스를 제공한다. 상기 전력 제어 시스템은 기지국으로부터 제공된 BPSK 변조된 (또는 PAM) 제 1 신호를 복조하는 복조기와, 상기 복조된 신호의 잡음 편차를 결정하기 위해 상기 복조된 신호의 상기 수직 잡음 성분을 샘플링하는 잡음 편차 계산 회로와, 상기 복조된 신호의 전력값을 측정하고 상기 복조된 신호로부터 상기 잡음 편차를 제거함으로써 상기 제 1 신호의 상기 전력값의 추정치를 제공하는 전력 추정 회로와, 상기 전력 값 추정치와 상기 잡음 편차의 비율을 임계치와 비교하는 비교 회로를 포함한다. 상기 비교 회로 출력은 기지국으로의 전력 업 신호 또는 전력 다운 신호이다.

Description

전력 제어 시스템 및 제어 전력 결정 방법{ESTIMATING EB/NT IN A CDMA SYSTEM USING POWER CONTROL BITS}

본 발명은 특히 CDMA 통신 시스템에서 사용되는 휴대용 또는 무선 통신 디바이스에 관한 것이다.

연방 통신 위원회(Federal Communications Commission)가 다양한 산업 분야에서 만들어진 제한된 무선 주파수 스펙트럼의 사용을 통제하고 있다. 각 산업 분야에 할당된 작은 부분의 스펙트럼은 이 제한된 스펙트럼의 사용자의 수를 최대화하기 위해 효율적으로 사용되어야 한다. 따라서, 가용한 스펙트럼을 최대로 활용하기 위해 다양한 다중 액세스 변조 기술이 개발되고 있다. 가령, 몇몇 무선 통신 시스템은 정보 전송을 위해 스프레드 스펙트럼 기술(spread spectrum technique)을 사용하는 CDMA(Code Division Multiple Access)를 사용한다. 특히, 스프레드 스펙트럼 시스템은 신호를 전송하기 위해 필요한 대역폭보다 통상적으로 매우 큰 광역 주파수 대역에 걸쳐 전송된 신호를 분산시키거나 스프레딩하는 변조 방법을 사용한다. 이러안 변조 기술은 각 베이스대역 데이터 신호를 유일한 광대역 스프레딩 코드로 변조한다. 이로써, 일종의 코드 다양성이 성취된다. 오직 몇 백 킬로헤르쯔의 신호만이 주파수 선택적 페이드(frequency selective fade)에 의해 통상적으로 영향을 받기 때문에, 상기 신호의 잔여하는 내용은 송신되는 내용과 거의 동일하게 수신된다.

통상적인 CDMA 시스템에서는, 다중 신호가 동일한 주파수로 동시에 전송된다. 휴대용 통신 디바이스와 같은 수신기는 신호 내의 스프레딩 코드를 암호해독함으로써 상기 수신기에 대해 의도된 신호가 어느 신호인지를 결정한다. 상기 주파수에서의 다른 신호는 상기 디바이스에게 잡음처럼 인식되어 무시된다. 상기 기술은 가용한 주파수 스펙트럼을 효율적으로 사용하면서, 시스템 구성 요소들(즉, 기지국 및 휴대용 통신 디바이스)에 의해 출력된 신호의 최적의 전력 제어의 이점을 갖는다. 고전력 신호는 시스템 내의 다른 구성 요소가 받는 간섭의 정도를 증가시켜, 신뢰할만한 정보 전송을 위한 시스템 성능을 저하시킨다. 이로써, 불필요한 전력 신호를 전송하는 것을 방지하기 위해 각 구성 요소에 대해 전력 출력을 제어하는 방법이 필요하다.

CDMA 시스템에서, 휴대용 통신 디바이스는 역방향 링크 상으로(휴대용 디바이스에서 기지국으로) 전력 제어 신호를 전송함으로써 기지국이 순방향 링크에서(기지국에서 휴대용 디바이스로의) 전력 제어하는 것을 돕는다. 일반적으로, 휴대용 디바이스는 그의 에러 동작을 측정하여 이 정보를 전력 제어 신호와 함께 기지국에 전송한다. 이어서, 기지국은 최소한으로 요구되는 전력 레벨에서의 양질의 정보 전송을 보장하기 위해 휴대용 디바이스로 전송될 전력 레벨에 대해서 임의의 필요한 조절을 한다.

IS-2000 규격 하에서 동작하는 CDMA 통신 시스템은 3 개 내지 9 개의 무선 구성들로 동작할 때 순방향의 기본적인 트래픽 채널(F-FCH) 및 전용 제어 채널(DCCH)에 대한 순방향 전력 링크 제어를 수행한다. 따라서, 휴대용 디바이스는 순방향 전력 제어 비트(FPC)를 전송해야 하며, 이에 응답하여 기지국은 관련 F-FCH 또는 DCCH에 대해 적합한 전력 할당량을 결정한다.

IS-2000 규격에서는 전력 제어가 네스트된, 폐쇄 루프 제어 시스템(a nested, closed-loop control system)으로 구현될 필요가 있다. 이 시스템의 외부 루프에 대해서 설정된 포인트는 수신된 채널(F-FCH 또는 DCCH) 상에서 예상되는 프레임 오차 레이트(frame error rate)(FER)이다. 상기 외부 루프는 내부 루프를 위해 효과적인 잡음 전력 스펙트럼 밀도에 대한 정보 비트 당 결합된 수신 에너지의 비율(Eb/Nt)에 대해 설정된 포인트를 출력한다. 내부 루프는 1.25 ms 듀레이션(duration)을 갖는 전력 제어 그룹(PCG)에 대해 상기 수신된 Eb/Nt를 추정하며 이어서 이 추정치를 Eb/Nt 설정 포인트와 비교한다. 이러한 비교의 결과는 역방향 링크 파일럿(reverse link pilot)의 역방향 링크 전력 제어 서브채널 상에서의 업 전력 제어 명령 또는 다운 전력 제어 명령이다. 따라서, 상기 시스템은 쌍형 폐쇄 루프 순방향 전력 제어 시스템(twin closed-loop forward power control system)의 수렴(convergence)을 허용하기에 충분한 정확도로 상기 1.25 ms 듀레이션을 갖는 전력 제어 그룹(PCG)에 대해 상기 수신된 Eb/Nt를 추정해야 한다.

수신된 간섭도(Nt)는 왈시 코드 직교도(Walsh code orthogonality)의 손실로 인해 발생하는 모든 채널로부터의 다중경로 간섭, 인접하는 셀들로부터의 상호 채널 간섭, 수신기 잡음, 채널 추정 에러로 인한 직교 회전을 포함하는 다양한 소스로부터 생성될 수 있다. 상기 Nt는 알려진 신호의 편차를 추정함으로써, 또는 (가용할 수 있다면) 수신된 신호의 관련이 없는(즉, 신호 정보를 운반하지 않는) 성분 상의 에너지를 추정함으로써 추정될 수 있다. IS-2000 시스템에서, 상기 알려진 신호는, 동일한 결합 비율을 갖는 수신기를 사용하여 수신될 때, 휴대용 디바이스로 F-FCH 및 DCCH를 제공하는 동일한 기지국들로부터의 파일럿 신호들이다. 이와 달리, 수신된 신호의 관련이 없는 성분은 PCB용의 IS-2000 시스템에서 이용가능한데, 그 이유는 그들이 동일한 쌍으로 항상 전송되어, 그렇지 않으면 수신기에서 이용가능할 1 자유도를 신호로부터 감소시키기 때문이다.

한편, 수신된 신호 전력(Eb)은 펑처된 전력 제어 심볼(punctured power control symbols)의 전력을 측정함으로써 추정되는데, 그 이유는 PCB는 언제나 풀 레이트 전력(full rate power)으로 전송되기 때문이다. 그러나, 트래픽 심볼은 수신된 신호 전력을 추정하는데 사용되지 않는데, 그 이유는 트래픽은 Eb/Nt를 추정할 시에는 알려지지 않은 가변 레이트를 가지며, 이로써 수신된 신호 전력의 감소가 실제 전력 강하로 인한 것인지 아니면 감소된 레이트(즉, 낮은 레벨에서 전송된 여분의 심볼)에 의해 유발된 것이지 정확하게 결정하기 못하게 하기 때문이다.

통상적인 휴대용 디바이스는 본 명세서에서 참조로 인용되는, 2000년 3월 2일에 공보된, John Reagan에 의한, 버전 1.0의 "Generalized Eb/Nt Estimation for IS-2000)에서 개시된 바와 같이 Eb/Nt를 추정하기 위해 파일럿 결합 방식을 사용한다. 파일럿 심볼은 트래픽 채널 상에서의 심볼과 같이 동일한 방식으로 결합되는 경우에만 간섭도 추정을 위해 사용될 수 있다. 이로써, 레이크 수신기(rake receiver)의 각 핑거 요소(each finger element)의 하드웨어는 복잡한 승산(즉, 2 요소 내적(dot product))을 수행해야 하며, 이는 복잡성을 더하게 한다. 또한, 디바이스 펌웨어는 최대 비율 결합(Maximal Ratio Combining)(MRC)을 사용하여 각 핑거 요소로부터 획득된 샘플들로부터의 파일럿 신호들을 결합해야 한다. 이러한 추정을 수행하는 프로세스 및 알고리즘은 본 기술 분야에서 잘 알려져 있다.

이들 시스템들은 결합된 파일럿 신호의 값이 등식 I=Q=+p/2 에 따라 항상 양의 값이 된다는 사실의 이점을 이용한다. 파일럿 신호가 항상 I-Q 축을 따라 위치하고 공칭적으로는 일정한 진폭값 p를 갖기 때문에, 상기 축에 따르는 편차는 잡음 편차를 생성한다. 그러나, 상기 시스템은 파일럿 신호가 존재해야 한다는 이유로 인해 보다 부족한 면을 갖고 있다.

Eb/Nt를 추정하는 몇몇 통상적인 시스템은 직교 위상 시프트 키 방식(quadrature phase shift keying)(QPSK)를 사용하여 기지국에서 변조된 데이터 비트를 사용한다. 본 기술 분야에서 잘 알려진 바처럼, QPSK 심볼은 4 개의 값을 가지며, 각 값은 I-Q 좌표도의 각각의 사분면 내에 위치한다. 2000년 11월 28일에 Jalali 등에게 허여된 미국 특허 번호 6,154,659에서 개시된 바와 같은 시스템은 Eb/Nt를 추정하기 전에 의도된 전송 신호에 대한 결정에 의존하기 때문에 단점을 갖는다. 그러나, 실제로는 상기 의도된 신호는 알 수 없으며(unknown) 프레임 기반 코딩 정보를 사용하지 않고 이루어진 심볼 단위의 경판정(hard decision)은 높은 판정 오차를 생성하여, 전체적인 Eb/Nt 추정 정확도를 저하시킬 가능성이 높다. 또한, QPSK 심볼의 잡음 성분은 상기 심볼이 사분면 경계를 교차하도록 하게 할 가능성이 많은데, 그 이유는 무잡음 심볼들 간의 거리 및 결정 경계들 간의 거리가 보다 짧기 때문이다. 또한, 모든 사분면은 정보를 포함하기 때문에, 경계 교차의 가능성이 더 커서 부정확한 잡음 추정을 하게 한다.

발명의 개요

본 발명은 기본 트래픽 채널 상에서 수신된 BPSK 변조된 PCB의 잡음 성분의 편차를 결정함으로써 Eb/Nt를 추정하는 휴대용 통신 디바이스를 제공한다. 상기 잡음 편차는 무잡음 전송 신호를 생성하기 위해 Eb 계산 시에 조절된다. 마지막으로, 비율 Eb/Nt가 Eb/Nt 임계치와 비교되며 이로써 순방향 전력 제어 결정을 제공한다. 본 발명의 일 실시예에서, 신호 PCB의 I-Q 라인에 수직인 잡음 성분이 잡음 편차를 결정하기 위해 샘플링된다. 이와 달리, PCG 내의 각 PCB가 샘플링되며, 수단이 잡음 편차를 생성하기 위해 결정된 잡음 성분을 제공한다. 또한, 잡음 편차를 결정하기 위해 히스토그램 기반 방식(a histogram-based approach)이 사용될 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에서, PAM 신호 컨스텔레이션(constellation) 내의 (PCB에 반대되는) 데이터 비트의 잡음 성분의 편차가 상기 데이터 비트의 수직 잡음 성분을 상술한 바와 같이 계산함으로써 결정된다.

본 발명은 첨부 도면을 참조하여 다음의 발명의 상세한 설명 부분으로부터 보다 상세하게 기술될 것이다.

도 1은 CDMA 무선 통신 시스템의 구성 요소의 블록도,

도 2는 PCB의 전송 프레임을 도시한 도면,

도 3은 I 축 및 Q 축 및 45°I-Q 라인(또는 패드 라인) 상의 수신된 신호 지점을 도시한 그래프,

도 4는 잡음 편차를 계산하는 히스토그램을 나타내는 그래프,

도 5는 수신된 신호 및 PAM 신호 컨스텔레이션을 도시한, 도 3과 유사한 도면.

본 명세서에서 개시된 본 발명의 실시예는 개시된 형태로만 본 발명을 한정하는 것이 아니다. 이 보다는, 설명을 위해 선택된 실시예들은 본 기술의 당업자가 본 발명을 실행하는 것을 가능하게 하도록 선택되었다.

도 1은 휴대용 통신 디바이스(12)의 전력 제어 시스템(10)의 블록도이다. 휴대용 디바이스(12)가 차량 내에 포함되는 디바이스로 도시되었지만, 본 명세서의 전력 제어 시스템은 오직 무선 시스템에서 사용되는 휴대용 통신 디바이스(12)에만 사용되는 것은 아니다. 일반적으로, 디바이스(12)는 무선 디바이스이다. 시스템(10)은 휴대용 디바이스(12)가 "업 전력" 신호 아니면 "다운 전력" 신호를 기지국(14)으로 전송할지를 결정한다. 도시된 바처럼, 휴대용 디바이스(12)는 기지국(14)으로부터 정보를 수신한다. 이 정보는 본 기술 분야에서 잘 알려진 바처럼 (도 2의 Tf와 같은) 데이터 프레임의 스트림으로서 제공된다. 상기 정보는 먼저 복조되고(블록 16), 이어서 Eb/Nt 추정이 도 2의 PCG의 1.25 ms 듀레이션과 같은 PCG를 걸쳐 수행된다(블록 18). 이와 동시에, 데이터의 각 프레임의 품질이 본 기술 분야에서 잘 알려진 원리에 따라 결정되며(블록 20), 타겟 Eb/Nt가 필요하다면 조절된다(블록 22). 타겟 Eb/Nt의 조절은 요구된 FET를 유지하기 위해 수행되어야 한다.

추정된 Eb/Nt는 블록(24)의 비교기에서 타겟 Eb/Nt와 비교된다. 일반적으로, 추정된 Eb/Nt가 타겟 Eb/Nt보다 작다면, 휴대용 디바이스(12)는 기지국(14)에게 사전결정된 양만큼 전력을 증가시키록 명령하는 "업 전력 신호"를 기지국(14)에 전달한다(블록 26). 이와 반대로, 추정된 Eb/Nt가 타겟 Eb/Nt보다 크다면, 휴대용 디바이스(12)는 기지국(14)에게 사전결정된 양만큼 전력을 감소시키록 명령하는 "다운 전력 신호"를 기지국(14)에 전달한다.

종래 기술 분야에서 잘 알려진 바처럼, 블록(16)에서 복조된 정보는 통상적으로 QPSK 변조된 신호이다. 본 발명에 따라 Eb/Nt를 추정하는 PCB 단독 방식(PCB only scheme)은 각 PCG에서 전송된 PCB 심볼은 I 성분 및 Q 성분 모두에서 동일한 부호를 취하고, 동일한 전력을 가지며, 두 직각 위상으로 동시에 전송된다는 사실을 이용한다. 본 기술 분야에서 잘 알려진 바처럼, 심볼은 N 개의 비트를 포함하며, 여기서 BPSK 시스템에서는 N이 1이며 QPSK 시스템에서는 N이 2이다. 따라서, 3 개 내지 5 개의 IS-2000 무선 구성들에 대한 QPSK 신호는 PCB 심볼에 대해서 BPSK의 특정한 경우로 제한된다. 그러나, 표준 QPSK는 상기 심볼을 복조하는데 사용될 수 있다. 이러한 특정 경우의 선형 신호 컨스텔레이션 상황은 이후에 기술될 Nt 추정에 있어서 가용한 신호 축에 대해 수직인 잡음 신호의 성분을 생성한다.

도 3에서, I 채널 및 Q 채널이 도시되는데, 상기 두 채널은 서로 수직으로 배치되어 사분면(50,52,54,56)을 규정한다. I 채널 및 Q 채널이 함께 페이드(fade)하기 때문에, 무잡음 수신 신호 포인트는 전송된 QPSK 데이터 심볼에 따라 45 도 라인 또는 135 도 라인(I-Q 라인 또는 페이드 라인) 상의 어느 지점에 존재한다. PCB의 상기 무잡음 수신 신호 성분(58)이 절대값 a를 갖는다면, 이 신호의 구성은 {I,Q} = {±a/2, ±a/2}이다. 물론, 수신된 신호(60)는 무잡음 수신 신호 성분(58) 및 포인트(64)를 포인트(66)로 시프트하는 추가된 잡음 신호(62)를 모두 포함한다. 다중경로 결합 후에 I 및 Q가 PCB 심볼의 I 성분 샘플 및 Q 성분 샘플이라고 가정하면, x 및 y는 x=I+Q 및 y=I-Q로 규정될 수 있다. 이로써, x 축 및 y 축에서의 구성은 {x,y} = {±a/2, 0}이 된다. n_x 잡음 성분 및 n_y 잡음 성분이 x 방향 및 y 방향에 따라 추가될 때, 잡음 신호의 구성은 {x,y} = {±a/2 + n_x ,n_y}이 된다. 본 기술 분야에서 알려진 바처럼, n_x 잡음 성분 및 n _y잡음 성분은 서로 무관한다. 하나의 잡음 성분의 크기에 대한 지식이 다른 잡음 성분의 크 기를 유도하지 못한다. 그러나, 상기 성분들의 분산 즉 편차는 동일하다. n_x 잡음 성분 측정 또는 샘플링은 n_x 잡음 성분 만큼 추가된 x의 부분을 알 수 없기 때문에 불가능하다. 달리 말하면, n_x 잡음 성분은 제 1 샘플링 동안 무잡음 수신 신호 성분(58)의 크기 a에 가산되지만, 제 2 샘플링 동안에는 상기 크기 a로부터 감산된다. 그러나, n_x 잡음 성분에 수직인 n_y잡음 성분은 특정 심볼 또는 수 많은 심볼에 대해 샘플링될 수 있으며 이로써 잡음 성분의 편차를 생성하며, 상기 편차가 Nt의 순간 추정치이다. 추정된 순간 잡음 스펙트럼 밀도

는 n_y의 편차이다. 즉,

CDMA 시스템에서, 잡음 프로세스는 준고정형(quasi-stationary) 프로세스이다. 잡음에서의 느린 변화는 페이딩으로 인해 시간에 걸쳐 발생한다. 단일 주 필터(single-pole filter)(또는 "리키(leaky)" 추정기)를 사용하여 잡음 전력을 추정하는 것이 바람직하다. Nt 추정의 결과는 다음과 같다.

다른 평균 수단(가령, FIR 필터링, ARMA 등)이 사용될 수 있다.

Eb 추정치, 무잡음 수신 신호(58)의 추정된 전력은 시간에 걸쳐 샘플링될 수 있다. 무잡음 수신 신호(58)의 부호가 샘플 간에서 변한다면, 샘플들은 개별적으로 제곱되어야 한다. 이러한 제곱 연산은 각 샘플에서의 오프셋을 생성한다. 특히, 잡음 신호(62)의 제곱 연산도 오프셋을 생성한다.

제곱의 결과는

이다. 물론, 제곱 항은 항상 양의 값이 된다. 그러나, 2/2an_x는 임의의 부호를 가질 수 있다. 다행히, a 및 an_x값이 둘다 동일하게 음 값이 되거나 양 값이 될 가능성이 있기 때문에, 충분한 개수의 샘플들이 더해지면, 양의 2an_x 항 및 음의 2an_x 항은 소거된다. 오직 무잡음 수신 신호(58)의 전력의 제곱 항(

) 및 잡음 바이어스 항(

)만이 남는다. 상술한 바와 같이, I-Q 라인에 수직인 잡음 성분 n_y의 편차는 I-Q 라인에 평행인 잡음 성분 n_x의 편차와 동일하다. 이로써, 잡음 성분 n_x의 편차를 이미 계산된 잡음 성분 n_y의 편차로 대체함으로써, 잡음 바이어스 항(

)이 쉽게 결정되고 제거되어 추정된 Eb를 생성한다. 따라서, Eb 추정치는

이다. 여기서, Nt는 등식 2에서 획득된 바와 같은 잡음 전력 스펙트럼 밀도 추정치이다.

가령 크기 M의 샘플 그룹에 대해, 무잡음 수신 신호(58)의 부호가 동일하다면, 모든 샘플들이 함께 간단하게 가산될 수 있다. 이러한 가산의 합계는 상기 샘플의 개수로 나누어지며 다음에 제곱되어 (수신된 신호 전력 Eb + 잡음 바이어스)를 생성한다. 이 경우에, Eb 추정치는

된다. 여기서, Nt는 등식 2에서의 의미와 동일한 의미를 갖는다.

값 a는 일정하지 않음을 이해해야 한다. 페이딩 및 F-FCH 전력 제어는 각 PCG에 대해 상이한 값 a를 생성한다. 따라서, 순방향 채널 전력 제어의 경우에 는, (PCB 중 하나의 샘플만을 사용하는) 순간적 추정만이 사용될 수 있으며, 이로써 등식 3과 같은 Eb 추정치를 생성한다. 잡음 성분 n_x및 잡음 성분 n_y는 IID이기 때문에, Nt 추정은 등식 1에서와 같이 오직 하나의 잡음 성분만을 필요로 한다.

몇몇 무선 구성은 동일한 PCG 내의 다중 쌍의 PCB를 전송한다. 다행히, PCB의 부호는 항상 동일하다. 이로써, 이러한 무선 구성에서, 각 PCB 쌍의 I 성분 및 Q 성분은 각 직교 성분의 합을 생성하기 위해 함께 가산될 수 있다. 각 직교 성분의 합이 PCB 성분의 수에 의해 스케일링된 후에, 상술된 등식 4는 Eb를 추정하는데 사용될 수 있다.

최종 Eb/Nt 추정치는 추정된 Eb 값과 Nt 값의 비율이다. 이 추정값이 내부 루프 Eb/Nt 설정 포인트와 비교될 때 이는 등식

에 따른 순방향 전력 제어 결정을 가능하게 한다.

임의의 다양한 평균 기술이 Eb/Nt 추정의 정확도를 증가시키기 위해 사용될 수 있다. 하나의 실례는 히스토그램 기반 방식이며, 이 방식에서는 하나 또는 다수의 인접하는 PCG 내의 PCB의 Eb/Nt 추정치는 도 4에 도시된 바와 같은 히스토그램를 생성하기 위해 일정 기간에 걸쳐 저장된다. 상기 히스토그램는 사전결정된 임계치보다 큰 또는 임계치보다 작은 Eb/Nt 추정치를 갖는 특정 PCG 내의 PCB의 개수를 결정함으로써 구성된다. 도 4에 도시된 특정한 경우는 두 개의 행 도수 분포를 도시하는데, 각 행은 사전결정된 임계치보다 큰 또는 임계치보다 작은 Eb/Nt를 갖는, 다수의 (6) 인접하는 PCG 중의 PCB의 수를 포함한다. 본 실시예에서, 블록(90)은 두 개의 PCB에 대한 Eb/Nt 추정치가 사전결정된 임계치를 초과하였음을 나타낸다. 블록(92)은 4 개의 PCB가 사전결정된 임계치를 초과한 Eb/Nt 추정치를 가짐을 표시한다. 다수의 PCG를 샘플링한 후에, 상기 실례는 임계치를 초과하지 않은 Eb/Nt 추정치를 갖는 PCB보다 임계치를 초과하는 Eb/Nt 추정치를 갖는 PCB가 보다 많이 존재함을 표시한다. 따라서, 다운 전력 제어 명령이 전송되어야 한다. 이 실례는 IS-2000에서의 업/다운 전력 제어 동작과 상관될 수 있다. 그러나, 상기 방법은 다중 레벨 전력 제어 동작에서도 역시 일반적으로 사용될 수 있다.

본 발명의 휴대용 디바이스(12)는 또한 PAM 시스템 내의 전송된 데이터 비트를 사용하여 Eb/Nt를 추정하는데에도 적응될 수 있다. 통상적인 PAM 신호 컨스텔레이션은 도 5에 도시된다. 도시된 바처럼, 데이터 비트는 쌍(70,72,73,76,78,80)으로 전송되며, 각 쌍은 자신과 관련된 잡음 성분을 갖는다. 상술된 계산은 각 샘플(각 쌍)에 대해서 수행되며, 오직 하나에 대한 계산이 도 5에 도시된다. 무잡음 전송된 데이터 비트(70,72)는 각기 a, -a의 크기를 갖는다. 데이터 비트(70)에 대응하는 수신 신호(84)는 상술된 바와 같이 잡음 성분 n_x및 n_y가 가산됨으로 인해 지점(82)에 위치한다. 전술한 바로부터 분명한 바처럼, 수직 잡음 성분 n_y로부터 Nt를 결정하는 계산 및 이어서 Eb를 결정하여 Eb/Nt를 추정하는 계산은 도 3을 참조하여 설명된 계산과 실질적으로 동일한 계산인데, 그 이유는 도 5의 플롯은 도 3의 플롯과 실질적으로 동일하지만, 시계 방향으로 45 도 회전되었기 때문이다.

CDMA 시스템에서, 휴대용 디바이스(12)가 기지국(14)의 감당 범위로부터 인접하는 셀(또는 셀들) 내의 다른 기지국(또는 다른 기지국들)의 감당 범위로 이동할 때 소프트 핸드오프(soft-handoffs)가 발생한다. 휴대용 디바이스(12)는 기지국(14)과 여전히 통신하면서, 다른 기지국과의 통신 링크를 확립한다. 이러한 두 개 이상의 기지국과의 동시 통신이 일반적으로 CDMA 시스템에서는 필요한데 그 이유는 인접하는 셀들 내의 기지국들은 동일한 RF 대역으로 전송하기 때문이며, 또한 상기 CDMA 시스템에서는 두 감당 범위의 경계에서의 두 순방향 링크 신호들 간의 간섭이 예측할수 없게 변한다. 이러한 간섭은 휴대용 디바이스(12)에서의 빈약한 수신 신호 대 잡음 비율에서 명백한 바처럼 페이딩을 유발한다. 이러한 빈약한 신호 대 잡음 비는 기지국들 중 하나의 기지국으로부터 요구되는 높은 전송 전력 및 보다 높은 에러 레이트 또는 상기 두 단점 모두를 야기할 수 있다. 이로써, 본 발명에 따른 휴대용 디바이스는 통신 중인 다수의 기지국에 의해 전송된 PCB의 Eb/Nt 추정을 개별적으로 수행할 수 있는데, 그 이유는 상이한 기지국들로부터의 PCB 신호의 부호가 상이할 수 있기 때문이다. MRC를 사용하여 성취가능한 Eb/Nt 추정치를 획득하기 위해 상기 Eb/Nt 추정치들이 가산된다.

따라서, Eb/Nt를 추정하기 위한 상술된 PCB 단독 방식(PCB-only method)을 제공하는 휴대용 통신 다비이스는 파일럿 결합 방식과 비교하여 상당히 적은 계산적 오버헤드만 요구한다. 오직 두 번의 제곱 연산, 하나의 필터링 동작, 하나의 나누기 연산이 수행될 뿐이다. 또한, 시스템 내의 다른 하드웨어/펌웨어 또는 소프트웨어 블록부에 다른 요소를 추가할 필요 없이 펌웨어 내부에서 전체 추정이 수행될 수 있다. 또한, 파일럿 결합 방식은 통상적으로 다수의, 복잡한 승산 연산(각 경로에 대해 하나의 승산 연산) 및 가산 연산을 포함하며, 상기 각 연산은 소프트 핸드오프 동안 여러 기지국들로부터의 각 파일럿 신호에 대해 개별적으로 수행된다. 이는 칩 레벨에 있어서 추가적인 전용 하드웨어 블록을 요구하며, 이로써 자기 만족형 해법이 되지 않는다. 마지막으로, 상기 파일럿 결합 방식은 동시에 추정되는 평균을 갖는 파일럿 신호의 편차 추정에 의존한다. 이는 2N 개의 계산 유닛을 갖는 추가적인 블록의 사용을 요구하며, 상기 N은 편차 추정기 내에서 사용되는 파일럿 심볼의 수이며, 상기와 같은 추가적인 블록의 사용은 본 발명의 상술된 PCB 단독 기술을 사용할 시에는 필요하지 않다.

본 발명은 예시적인 실시예로 기술되었지만, 본 발명은 본 명세서의 사상 및 범위 내에서 수정될 수 있다. 그러므로, 본 출원은 자신의 일반적인 원리를 사용하는 본 발명의 임의의 변경 및 사용 또는 여러 적응 사항을 포함한다. 또한, 본 출원은 본 발명과 관련된 기술 분야에서 통상적으로 실행되거나 알려져 있는 본 발명의 파생 사항도 포함한다.

Claims

전력 제어 시스템에 있어서,

전력 값을 갖는 전력 제어 비트(PCB)를 복조하는 복조기━복조된 상기 PCB는 상기 PCB의 신호 축에 수직인 잡음 성분을 포함함━와,

상기 복조기에 접속되어 상기 복조된 PCB를 수신하고, 상기 수직 잡음 성분으로부터 상기 복조된 PCB의 잡음 편차를 결정하며, 상기 복조된 PCB로부터 상기 수직 잡음 성분의 상기 잡음 편차를 제거함으로써 상기 PCB의 상기 전력 값의 추정치를 제공하며, 상기 전력 값 추정치와 상기 잡음 편차의 비율을 계산하는 추정기를 포함하는

전력 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는 상기 비율을 임계치와 비교하여 전력 업 신호 및 전력 다운 신호 중 하나의 신호를 기지국에 제공하는

전력 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는 단일 복조된 PCB를 샘플링하여 순시(instantaneous) 잡음 편차 값을 제공하는

전력 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는 다수의 복조된 PCB를 샘플링하여 평균 잡음 편차 값을 제공하는

전력 제어 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 다수의 복조된 PCB는 전력 제어 그룹(PCG; power control group) 내에 있는

전력 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는 상기 PCB의 상기 전력 값의 순시 추정치를 제공하는

전력 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 추정기는 다수의 PCB에 대한 전력 값을 계산하여 평균 전력 값 추정치를 제공하는

전력 제어 시스템.
제 7 항에 있어서,

상기 추정기는 히스토그램 기반 방식(a histogram-based approach)을 사용하여 상기 평균 전력 값 추정치가 사전결정된 임계치보다 큰지 또는 작은지의 여부를 판단하는

전력 제어 시스템.
내부 루프 순방향 제어 전력 결정을 수행하고 기지국으로의 전송을 위한 대응하는 전력 제어 신호를 생성하는 전력 제어 시스템에 있어서,

상기 기지국으로부터의 전력 제어 비트(PCB)를 복조하는 복조기━상기 PCB는 전력값을 가지며, 복조된 상기 PCB는 상기 PCB의 신호 축에 수직인 잡음 성분을 포함함━와,

상기 복조기에 접속되어 상기 복조된 PCB를 수신하고, 상기 수직 잡음 성분을 샘플링하여 상기 복조된 PCB의 잡음 편차를 결정하며, 상기 복조된 PCB로부터 상기 수직 잡음 성분의 상기 잡음 편차를 제거함으로써 상기 PCB의 상기 전력 값의 추정치를 제공하고, 상기 전력 값 추정치와 상기 잡음 편차의 비율을 계산하는 추정기와,

상기 비율을 임계치와 비교하고 전력 업 신호 및 전력 다운 신호 중 하나의 신호를 상기 기지국에 제공하는 비교기를 포함하는

전력 제어 시스템.
제어 전력 결정을 수행하는 방법에 있어서,

기지국으로부터의 PCB를 복조하는 단계와,

페이드 라인(fade line)에 수직인 상기 복조된 PCB의 잡음 성분을 샘플링하여 상기 복조된 PCB와 연관된 Nt를 결정하는 단계와,

상기 복조된 PCB의 제곱값으로부터 상기 샘플링된 수직 잡음 성분의 편차를 제거함으로써 상기 PCB와 연관된 Eb를 추정하는 단계와,

추정된 Eb/Nt를 계산하는 단계와,

상기 추정된 Eb/Nt를 임계치와 비교하는 단계와,

상기 Eb/Nt가 상기 임계치보다 큰지 또는 작은지의 여부에 따라 전력 업 신호 및 전업 다운 신호 중 하나의 신호를 상기 기지국에 제공하는 단계를 포함하는

제어 전력 결정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 PCB는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조되는

제어 전력 결정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 PCB는 데이터 비트인

제어 전력 결정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 샘플링된 잡음 성분의 편차의 순시 추정치를 제공하기 위해 단일 복조된 PCB의 잡음 성분이 샘플링되는

제어 전력 결정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 샘플링된 잡음 성분의 편차의 다수의 추정치에 대한 평균치를 제공하기 위해 다수의 복조된 PCB가 샘플링되는

제어 전력 결정 방법.
제 14 항에 있어서,

상기 다수의 복조된 PCB는 PCG 내에 있는

제어 전력 결정 방법.
제 10 항에 있어서,

상기 Eb의 평균 추정치를 제공하기 위해 상기 Eb는 다수의 PCB에 대해 추정되는

제어 전력 결정 방법.
제 1 항에 있어서,

상기 PCB는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조된 신호인

전력 제어 시스템.
제 1 항에 있어서,

상기 PCB는 PAM 신호인

전력 제어 시스템.
제 9 항에 있어서,

상기 PCB는 BPSK(Binary Phase Shift Keying) 변조된 신호인

전력 제어 시스템.
제 9 항에 있어서,

상기 PCB는 PAM 신호인

전력 제어 시스템.
제 9 항에 있어서,

상기 추정기는 단일 복조된 PCB를 샘플링하여 순시(instantaneous) 잡음 편차 값을 제공하는

전력 제어 시스템.
제 9 항에 있어서,

상기 추정기는 다수의 복조된 PCB를 샘플링하여 평균 잡음 편차 값을 제공하는

전력 제어 시스템.
제 22 항에 있어서,

상기 다수의 복조된 PCB는 전력 제어 그룹(PCG; power control group) 내에 있는

전력 제어 시스템.
제 9 항에 있어서,

상기 추정기는 상기 PCB의 상기 전력 값의 순시 추정치를 제공하는

전력 제어 시스템.
제 9 항에 있어서,

상기 추정기는 다수의 PCB에 대한 전력 값을 계산하여 평균 전력 값 추정치를 제공하는

전력 제어 시스템.
제 25 항에 있어서,

상기 추정기는 히스토그램 기반 방식(a histogram-based approach)을 사용하여 상기 평균 전력 값 추정치가 사전결정된 임계치보다 큰지 또는 작은지의 여부를 판단하는

전력 제어 시스템.