JP4177879B1 - 受信装置、送信装置および無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】定包絡ディジタル変調方式を用いる場合において、遅延等化器を容易に実装すること。
【解決手段】送信装置１００の帯域制限フィルタ１０２は、ナイキスト特性が１００％のナイキストフィルタで構成され、マッピング部１０１から出力されたディジタル信号に対して符号間干渉を抑えた帯域制限を行う。受信装置２００の直交検波器２０３は、無線部２０２から出力された信号に対して直交検波を行う。遅延等化器２０４は、直交検波器２０３で検波された信号に対して遅延等化処理を行う。ディジタル信号再生部２０５は、遅延等化器２０４の出力信号に対して閾値判定を行うことによりディジタル信号を得る。
【選択図】図１

Description

本発明は、定包絡ディジタル変調方式を用いた受信装置、送信装置および無線通信システムに関する。

０．技術の背景と課題
０．１．従来の装置構成
無線通信システムに用いられる変調方式の１つである定包絡ディジタル変調方式（例えば、４相ＰＳＫ変調）は、一般的な狭帯域ディジタル変調方式（π／４シフトＱＰＳＫ等）に比べ、変調効率が低い（４相ＰＳＫ：１bps/Hz、π／４シフトＱＰＳＫ：２bps/Hz）代わりに、信号増幅時の消費電力が少ない等の特徴を有する。

図２１は、定包絡ディジタル変調方式を用いた無線通信システムにおける従来の送信装置１０及び受信装置２０を示すブロック図である。図２１に示すように、送信装置１０は、マッピング部１１と、帯域制限フィルタ１２と、周波数変調器１３と、無線部１４と、アンテナ１５と、を有する。

マッピング部１１は、ディジタル信号の伝送ビット列をｎビット毎に２^ｎ値の変調シンボルにマッピングしてそのマッピング値に対応する送信ベースバンド信号を帯域制限フィルタ１２に出力する。ＰＳＫ方式の場合、帯域制限フィルタ１２は、代表的には第3基準を満足するルートナイキストフィルタで構成され、マッピング部１１から出力されたディジタル信号に対して復調時の符号間干渉を抑えた帯域制限を行い、周波数変調器１３に出力する。周波数変調器１３は、帯域制限フィルタ１２から出力された信号を用いて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）が発振する所定周波数の搬送波に周波数変調を掛け、変調されたアナログ信号を無線部１４に出力する。無線部１４は、周波数変調器１３から出力されたアナログ信号を無線周波数にアップコンバートし、Ｃ級増幅してアンテナ１５から無線送信する。

また、図２１に示すように、受信装置２０は、アンテナ２１と、無線部２２と、ディスクリ検波器２３と、帯域制限フィルタ２４と、シンボル積分器２５と、ディジタル信号再生部２６と、を有する。

無線部２２は、アンテナ２１に受信された無線周波数の信号を増幅し、ダウンコンバートし、ディスクリ検波器２３に出力する。ディスクリ検波器２３は、無線部２２から出力された信号をパルスカウント方式等により周波数検波し、帯域制限フィルタ２４に出力する。帯域制限フィルタ２４は、代表的には送信側と同一特性のフィルタで構成され、ディスクリ検波器２３で検波された信号に対して帯域制限を行い、シンボル積分器２５に出力する。離散時間系では、シンボル積分器２５は、帯域制限フィルタ２４から出力されたサンプリング信号を１シンボル区間毎に加算処理を行い（ｍ倍オーバーサンプルの系ではｍ個を加算）、加算結果をディジタル信号再生部２６に出力する。ディジタル信号再生部２６は、シンボル積分器２５の加算結果に対して閾値判定を行うことによりｎビットのディジタル信号を得る。

０．２．定包絡ディジタル変調方式の特徴
図２２は、定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調のマッピング例を示すコンスタレーション図である。図２２に示すように、４相ＰＳＫ変調では、時刻Ｔのシンボルを基準（位相０）として、次のシンボルの位相を、振幅は一定のまま、＋π／４、＋３π／４、−π／４、−３π／４のいずれかにシフトさせる。

定包絡ディジタル変調方式と狭帯域ディジタル変調方式とにおける１Ｗ送信時の消費電力の実測結果を比較すると、図２３に示すように、狭帯域ディジタル変調方式ではＡＢ級増幅器（原理的には線形増幅には電力効率の低いＡ級増幅器が必要。ここでは、送信リニアライザ回路を搭載することにより、AB級増幅器の使用を可能とした。）で効率よく増幅しても約７．１Ｗの電力を消費する（送信効率１４％）のに対し、定包絡ディジタル変調方式ではＣ級増幅器が利用可能なため約２．１Ｗしか電力を消費しない（送信効率４８％）。

０．３．帯域制限について
次に、定包絡ディジタル変調方式による無線通信システムの送信装置および受信装置で行われる帯域制限処理について説明する。

定包絡ディジタル変調方式の帯域制限は、搬送波振幅を一定に保ったまま、変調位相信号（即ち、搬送波の角度成分）に対して行われる。更に、ＰＳＫ方式で変調器としてＶＣＯを使用する場合は、位相を時間で微分した周波数成分に対して帯域制限を行わなければならないため、ＶＣＯ出力で位相変調となった場合に符号間干渉を発生させないために、ナイキストの第３基準を適用する。これは、１シンボル区間を積分すると、ナイキストの第１基準（あるシンボルの符号識別点では、他のシンボルのインパルス応答が必ず０となる特性。一般的に、これをナイキスト条件と呼んでいる。）を満足する特性となるもので、前述したシンボル積分器出力で、符号間干渉が発生しないようにすることができる。

０．４．ナイキスト特性の配分について
無線伝送システムにおいて送受信での帯域制限特性の配分は、オーバーオールの特性をＨ(ｆ)とすると、送信装置側でSQRT[Ｈ(ｆ)]（比率５０％）、受信装置側でもSQRT[Ｈ(ｆ)]（比率５０％）とすることが一般的である。これは受信機の熱雑音の周波数特性がフラット（白色雑音）であった場合に、送信スペクトルと受信フィルタの形状が等しい場合にフィルタ出力のＳＮＲが最大となることによる。このような受信フィルタを整合フィルタと呼んでいる。定包絡ディジタル変調方式においても、ディスクリ検波後シンボル積分された熱雑音の周波数特性はフラットになるため、整合フィルタが使用される。なお、Ｈ(ｆ)はナイキストフィルタの場合、SQRT[Ｈ(ｆ)]は、ルートナイキストフィルタと呼ばれる。

０．５．複局同時送信システムにおける課題
ところで、無線通信システムの１つとして複局同時送信システムがある。複局同時送信システムは、複数の基地局から同一周波数・同一タイミングで同一情報（同一変調波形）を送信し、これを端末が受信するものであり、周波数の有効利用を図ることができ、サービスエリア拡大を可能とすることができるという特徴を有する。

ただし、複局同時送信システムには、複数の基地局から送信された電波の受信レベルがほぼ同じになるエリアにおいては、同レベルで搬送周波数が僅かずつ異なる複数の素波の合成波を受信することとなる。これは、レイリーフェージングモデルと似た状態であり、静止中の回線であっても、高速移動を行っているようなフェージングを受けることになってしまうという課題がある。同レベルの入射波が２波の場合は、それらの搬送周波数差が、例えば２０Ｈｚだった場合、周期５０ｍｓで周期的に深い落ち込みが現われる。

この課題は、各基地局の送信タイミングを複局同時送信の正規のタイミングから少しずつずらしてデータを送信し（送信タイミングオフセット）、一方、受信装置には遅延等化器を実装して遅延等化処理を行うことにより回避することができる。
特開２００２−１７１２１５号公報 特開２００２−２９０２９４号公報

しかしながら、一般的に遅延等化器を用いる位置は、そのアルゴリズムから線形受信出力後とすることが必須となるが、定包絡ディジタル変調方式では、受信装置の準同期検波出力等の線形受信出力に対して符号判定（復調）を行うことがでない。これは、角度成分に対して整合フィルタが適用されているため、線形受信出力では符号間干渉がまだ解消されていないためである。従って、このままでは、受信装置に遅延等化器を容易に実装することができない。

０．６．課題の解決方法
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、定包絡ディジタル変調方式を用いる場合において、遅延等化器を容易に実装することができる受信装置、これと通信を行う送信装置、およびこれらの装置からなる無線通信システムを提供することを目的とする。

かかる課題を解決するため、本発明の送信装置は、帯域制限フィルタ特性を全て（１００％）割当て、受信装置は、準同期検波出力後に遅延等化器を搭載する構成とする。

本発明によれば、送信装置においてナイキスト特性が１００％割当てられることにより、受信装置では準同期検波出力において符号間干渉を解消することが可能となり、受信装置に遅延等化器を容易に実装することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

（実施の形態１）
１．実施の形態１（送信側100%帯域制限フィルタ）
１．１．実施の形態１の送信装置の構成
図１は、本発明の実施の形態１に係る送信装置１００および受信装置２００の構成を示すブロック図である。図１に示すように、送信装置１００は、マッピング部１０１と、帯域制限フィルタ１０２と、周波数変調器１０３と、無線部１０４と、アンテナ１０５と、を有する。

マッピング部１０１は、ディジタル信号の伝送ビット列をｎビット毎に２^ｎ値の変調シンボルにマッピングしてそのマッピング値に対応する送信ベースバンド信号を帯域制限フィルタ１０２に出力する。帯域制限フィルタ１０２は、ナイキスト特性が１００％のナイキストフィルタで構成され、マッピング部１０１から出力されたディジタル信号に対して復調時の符号間干渉を抑えた帯域制限を行い、周波数変調器１０３に出力する。周波数変調器１０３は、帯域制限フィルタ１０２から出力された信号を用いて、電圧制御発振器（ＶＣＯ）が発振する所定周波数の搬送波に周波数変調を掛け、変調されたアナログ信号を無線部１０４に出力する。無線部１０４は、周波数変調器１０３から出力されたアナログ信号を無線周波数にアップコンバートし、Ｃ級増幅してアンテナ１０５から無線送信する。

１．２．実施の形態１の受信装置の構成
また、図１に示すように、受信装置２００は、アンテナ２０１と、無線部２０２と、直交検波器２０３と、遅延等化器２０４と、ディジタル信号再生部２０５と、を有する。

無線部２０２は、アンテナ２０１に受信された無線周波数の信号を増幅し、ダウンコンバートし、直交検波器２０３に出力する。直交検波器２０３は、無線部２０２から出力された信号に対して直交検波を行い、検波した信号を遅延等化器２０４に出力する。遅延等化器２０４は、直交検波器２０３で検波された信号に対して遅延等化処理を行い、ディジタル信号再生部２０５に出力する。ディジタル信号再生部２０５は、遅延等化器２０４の出力信号に対して複素平面上での象限判定を行うことによりディジタル信号を得る。

遅延等化器２０４は、判定帰還型等化器(ＤＦＥ:Decision Feedback Equalizer)の構成であり、第１遅延等化フィルタ（Feed Forward）２１１と、第２遅延等化フィルタ（Feed Back）２１２と、加算器２１３と、データ判定部２１４と、誤差推定部２１５と、タップ利得更新部２１６と、を有する。

第１遅延等化フィルタ２１１は、ＦＩＲ(Finite Impulse Response)型フィルタであり、直交検波器２０３から出力された信号に対してフィルタリングを行い、加算器２１３に出力する。第２遅延等化フィルタ２１２は、ＩＩＲ(Infinite Impulse Response)型フィルタであり、データ判定部２１４から出力された信号に対してフィルタリングを行い、加算器２１３に出力する。加算器２１３は、第１遅延等化フィルタ２１１の出力信号と第２遅延等化フィルタ２１２の出力信号とを加算し、データ判定部２１４に出力する。

データ判定部２１４は、加算器２１３の出力信号に対してデータ判定を行う。データ判定部２１４は、トレーニングモードとトラッキングモードがある。トレーニングモードは既知シンボル受信中、既知シンボルを用いて判定を行うモードである。トラッキングモードは既知シンボル以外を受信中、想定される位相（マッピング値）を用いて判定を行うモードである。また、データ判定部２１４は、トレーニングモードで動作中の期間では、既知シンボルを第２遅延等化フィルタ２１２に出力し、トラッキングモードで動作中の期間では、判定後の信号を第２遅延等化フィルタ２１２およびディジタル信号再生部２０５に出力する。また、データ判定部２１４は、データ判定前後の信号の誤差を示す情報を誤差推定部２１５に出力する。

誤差推定部２１５は、データ判定部２１４のデータ判定時に得られた誤差から最適なフィルタ係数を算出し、タップ利得更新部２１６に出力する。タップ利得更新部２１６は、誤差推定部２１５が算出したフィルタ係数に基づいて、第１遅延等化フィルタ２１１および第２遅延等化フィルタ２１２のタップ利得を更新する。

１．３．実施の形態１の効果
このように、本実施の形態によれば、送信装置１００においてナイキスト特性が１００％の帯域制限を行うことにより、受信装置２００では角度成分に対してルートナイキストフィルタを掛ける必要がなくなり、直交検波出力を直接遅延等化することが可能となる。

また、遅延等化器２０４を用いることにより、ベースバンド帯域（ＢＢ）でのフィルタリングが可能なディスクリ検波ではなく、ＩＦ帯域（Ｂ＝２ＢＢ）でのフィルタリングのみとなる直交検波器２０３による同期検波を行っても、受信装置２００の性能を劣化させることは殆どない。

（実施の形態２）
２．実施の形態２（α＝１、ナイキスト第２基準フィルタの採用）
２．１．実施の形態２の概要
実施の形態２は、実施の形態１に加え、送信装置１００の帯域制限フィルタ１０２（ナイキスト特性が１００％のナイキストフィルタ）のロールオフ率α＝１にすることにより、遅延等化器２０４のデータ判定部２１４におけるデータ判定を、シンボルの中間点でも行うことができるようにする。なお、本実施の形態において、送信装置および受信装置の構成は、実施の形態１で説明した図１のものと共通する。

２．２．信号のボーレートと帯域との関係
π/４シフトＱＰＳＫは、例えば、信号のボーレートが１６ｋＨｚであれば帯域も１６ｋＨｚであり、ボーレート＝帯域となる。しかし、定包絡ディジタル変調方式（例えば、４相ＰＳＫ）は、信号のボーレートが４ｋＨｚであるのに対し、帯域はその２倍の８ｋＨｚであり、ボーレートは帯域より狭く、信号を復元するためには標本化定理を満足しない。

そこで、本実施の形態では、ナイキスト第２基準であるロールオフ率α＝１とすることにより、中間点においてもシンボルを収束させ、信号の判定に使用する。

図２、図３、図４は、それぞれ、ロールオフ率α＝０．５における、フィルタ特性、インパルス応答波形、ＥＹＥパターンを示す図である。また、図５、図６、図７は、それぞれ、ロールオフ率α＝１における、フィルタ特性、インパルス応答波形、ＥＹＥパターンを示す図である。

図２、図３と図５、図６との比較から明らかなように、ロールオフ率α＝０．５の方がロールオフ率α＝１よりも狭帯域となっている。また、図４に示すように、ロールオフ率α＝０．５の場合には、シンボル識別点でのみインパルス応答が１点に収束するが、図７に示すように、ロールオフ率α＝１の場合には、２つのシンボル識別点の中間点でもインパルス応答が１点に収束する。

なお、ナイキスト第３基準のフィルタを用いた場合、ナイキストインターバルをＴと置くと、Ｈ（ｆ）は、以下の式（１）により表される。

そして、上記式（１）において、ロールオフ率α＝１とすると、Ｈ（ｆ）は、以下の式（２）となる。

図８は、本実施の形態のデータ判定部２１４の入出力を詳細に説明する図である。また、図９は、本実施の形態に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１のマッピング例を示すコンスタレーション図である。また、図１０は、本実施の形態に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１のシンボル位相遷移を示す図である。

なお、図９、図１０において、●で表された｛θ_０，θ_１，・・・，θ_７｝は中間点を示し、○で表された｛φ0_０，φ0_１，φ0_２，φ0_３｝および｛φ1_０，φ1_１，φ1_２，φ1_３｝はシンボル点を示す。

図８において、データ判定部２１４は、加算器２１３より入力した受信シンボルθ_ｘ(I[n],Q[n])に対して、ｎ＝２ｍ−１のときには中間点についてデータ判定を行い、ｎ＝２ｍのときにはシンボル点についてデータ判定を行う。

具体的には、データ判定部２１４は、Ψ＝arg(I[n]+jQ[n])を算出する。そして、中間点の場合、データ判定部２１４は、図９、図１０の｛θ_０，θ_１，・・・，θ_７｝の中から一番Ψに近いものを選択し、θ[2m-1]とする。また、ｍが偶数のシンボル点の場合、データ判定部２１４は、図９、図１０の｛φ0_０，φ0_１，φ0_２，φ0_３｝の中から一番Ψに近いものを選択し、θ[2m]とする。また、ｍが奇数のシンボル点の場合、データ判定部２１４は、図９、図１０の｛φ1_０，φ1_１，φ1_２，φ1_３｝の中から一番Ψに近いものを選択し、θ[2m]とする。なお、図１０において、ｍ＝ｎ＝０の時点のシンボルを同期ワードの最後のシンボルとすると、ｍ＝ｎ＝１の時点およびｍ＝１，ｎ＝２の時点では、候補が限定される。

そして、データ判定部２１４は、トレーニングモードで動作中の期間では、既知シンボル（cos(θ[n]),sin(θ[n])）を第２遅延等化フィルタ２１２に出力し、トラッキングモードで動作中の期間では、判定後の信号（I[2m]cos(θ[2m-2])−Q[2m]sin(θ[2m-2]),I[2m]sin(θ[2m-2])＋Q[2m]cos(θ[2m-2])）を第２遅延等化フィルタ２１２およびディジタル信号再生部２０５に出力する。また、データ判定部２１４は、データ判定前後の信号の誤差を示す情報（I[n]−cos(θ[n]),Q[n]sin(θ[n])）を誤差推定部２１５に出力する。なお、直前のシンボル値として硬判定値を使う場合には、データ判定部２１４は、判定後の信号（I[2m]I[2m-2]−Q[2m]Q[2m-2],I[2m]Q[2m-2])＋Q[2m]I[2m-2]）を第２遅延等化フィルタ２１２およびディジタル信号再生部２０５に出力する。

２．３．実施の形態２の効果
通常、遅延等化フィルタには、シンボル間隔で信号が入力され、遅延等化フィルタからシンボル間隔で信号が出力される。このため、遅延等化処理は、１シンボル間隔で行われる。

これに対し、本実施の形態によれば、ロールオフ率α＝１とすることにより、中間点およびシンボル識別点でもインパルス応答が１点に収束することから、データ判定部２１４は、０．５シンボル間隔でデータ判定を行うことができる。即ち、ボーレート周波数（＝ベースバンド帯域）の２倍の周波数帯域（＝ＩＦ帯域）に対して遅延等化を行うことができるので、遅延等化性能の向上を図ることができる。

２．４．パーシャルレスポンス（第２基準フィルタの代替手段）
なお、本実施の形態において、ナイキストフィルタの代わりにパーシャルレスポンスフィルタを用い、中間点（０．５シンボル時間）であったところを符号点として（８ｋＨｚ帯域、ボーレート８ｋＨｚ）、遅延等化器を動作させても、同様に、遅延等化性能の向上を図ることができる。

パーシャルレスポンスとは、理想ＬＰＦの帯域内のスペクトラム形状を変形することにより、帯域制限伝送を実現するものであり、「ディジタル無線通信の変復調、斉藤洋一著、電子情報通信学会」の５８頁から６３頁に説明されている。

（実施の形態３）
３．実施の形態３（適応的な候補シンボル制限）
３．１．実施の形態３の概要
実施の形態３では、受信環境に応じて、データ判定方法を適応的に切り替える場合について説明する。なお、本実施の形態において、送信装置の構成は、実施の形態１で説明した図１のものと共通する。

３．２．実施の形態３の受信装置の構成
図１１は、本実施の形態に係る受信装置３００の構成を示すブロック図である。なお、図１１において、図１と共通する構成部分には、図１と同一の符号を付して説明を省略する。図１１に示す受信装置３００は、図１に示した受信装置２００に対して、受信環境判定部３０１を追加した構成を採る。

直交検波器２０３は、無線部２０２から出力された信号に対して直交検波を行い、検波した信号を遅延等化器２０４および受信環境判定部３０１に出力する。

受信環境判定部３０１は、直交検波器２０３で検波された信号に基づいて受信環境の良し悪しを判定する。例えば、受信環境判定部３０１は、直交検波器２０３で検波された信号のＣ／Ｎ（Carrier to Noise Ratio）が所定の閾値未満の場合に受信環境が悪いと判定し、閾値以上の場合に受信環境が良いと判定する。そして、受信環境判定部３０１は、判定結果を遅延等化器２０４のデータ判定部２１４に出力する。

データ判定部２１４は、受信環境判定部３０１の判定結果に基づいてデータ判定方法を適応的に切り替え、データ判定を行う。

３．３．実施の形態３のデータ判定の具体的説明
以下、本実施の形態に係るデータ判定方法について具体的に説明する。図１２は、本実施の形態に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１のマッピング例を示すコンスタレーション図である。

ロールオフ率α＝１とした場合、０．５シンボル時間ごとに位相が確定するため、図１２に示すように、Ｔ＋０．５シンボル時間において、シンボルは、位相｛θ_０，θ_１，・・・，θ_７｝の８箇所のいずれかであると推測することができる。

時刻Ｔにおけるシンボルの位相がφ0_０のとき、受信環境が良い場合には、時刻Ｔにおけるシンボルの位相φ0_０が正しいと推測されるので、データ判定部２１４は、図１２の位相｛θ_０，θ_１，θ_６，θ_７｝の４箇所についてデータ判定を行う。一方、受信環境が悪い場合には、時刻Ｔにおけるシンボルの位相φ0_０が間違っている可能性があると推測されるので、データ判定部２１４は、図１２の位相｛θ_０，θ_１，・・・，θ_７｝の８箇所についてデータ判定を行う。

例えば、受信シンボルθ_ｘ４１１を入力したとすると、データ判定部２１４は、受信環境が良い場合には、位相｛θ_０，θ_１，θ_６，θ_７｝の４箇所の中で最も近い位相θ_６であると判定し、受信環境が悪い場合には、位相｛θ_０，θ_１，・・・，θ_７｝の８箇所の中で最も近い位相θ_５であると判定する。

３．４．実施の形態３の効果
このように、本実施の形態によれば、受信環境に応じて、データ判定方法を切り替えることができるので、受信環境が良い場合には、遅延等化処理における演算量、消費電力を削減することができ、受信環境が悪い場合には、誤り波及を抑えて遅延等化性能の向上を図ることができる。

（実施の形態４）
４．実施の形態４（最適変調度設定）
４．１．実施の形態４の概要
実施の形態４では、ロールオフ率α＝１とすることにより帯域が広がってしまうことに対する対策として、帯域制限フィルタの出力信号の変調度を抑制する場合について説明する。なお、本実施の形態において、受信装置の構成は、実施の形態１で説明した図１のものと共通する。

４．２．実施の形態４の送信装置の構成
図１３は、本実施の形態に係る送信装置５００の構成を示すブロック図である。なお、図１３において、図１と共通する構成部分には、図１と同一の符号を付して説明を省略する。図１３に示す送信装置５００は、図１に示した送信装置１００に対して、変調度抑制部５０１を追加した構成を採る。

帯域制限フィルタ１０２は、ナイキスト特性が１００％のナイキストフィルタで構成され、マッピング部１０１から出力されたディジタル信号に対して符号間干渉を抑えた帯域制限を行い、変調度抑制部５０１に出力する。

変調度抑制部５０１は、ロールオフ率α＝１とすることにより帯域が広がってしまうことに対する対策として、帯域制限フィルタ１０２の出力信号の変調度を抑制し、周波数変調器１０３に出力する。

なお、受信装置では、変調度抑制部５０１における変調度の抑制に応じて、位相角を補正してデータ判定を行う。変調度抑制率は、予め通信プロトコルで規定する方法と、受信装置で自動的に変調度抑制率を算出する方法がある。受信装置で自動的に変調度抑制率を算出する方法は、送信装置から送信されるビーコン波やプリアンブルシンボルパターンのような既知パターンを用いて予測を行う。

図１４、図１５は、本実施の形態に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１のシンボル位相遷移を示す図である。図１４は、変調度約８９％（シンボル位相遷移 ±2π/9（±π/4×(8/9））および±6π/9(±3π/4×(8/9）)）、図１５は、変調度８０％（シンボル位相遷移 ±2π/10（±π/4×(8/10））、±6π/10(±3π/4×(8/10）)）の場合をそれぞれ示す。

例えば、図１５では、中間点の場合、データ判定部２１４は、｛θ_０，θ_１，・・・，θ_９｝の中から一番Ψに近いものを選択し、θ[2m-1]とする。また、ｍが偶数のシンボル点の場合、データ判定部２１４は、｛φ0_０，φ0_１，φ0_２，φ0_３，φ0_４｝の中から一番Ψに近いものを選択し、θ[2m]とする。また、ｍが奇数のシンボル点の場合、データ判定部２１４は、｛φ1_０，φ1_１，φ1_２，φ1_３，φ1_４｝の中から一番Ψに近いものを選択し、θ[2m]とする。このように、変調度を前記のような倍率(8/Ｎ倍、ただしＮは自然数)にすると、シンボル点位置と中間点位置が任意の場所とならずに特定の場所となる。

このように、本実施の形態によれば、ナイキストフィルタのロールオフ率を大きくする（α＝１）ことによって広がってしまう帯域を、変調度抑制処理によって狭めることができるので、周波数のリソースを有効に活用することができる。

（実施の形態５）
５．実施の形態５（回線自動切換え）
５．１．実施の形態５の概要
実施の形態５では、キャリアを監視し、キャリアを検出した場合、端末の受信方法を適応的に切り替える場合について説明する。

５．２．実施の形態５のシステムの構成
図１６は、本実施の形態に係る無線通信システムの構成を示す図である。図１６において、各端末は、他の端末と直接通信を行う場合（以下、「直接通信」という）と、基地局と通信を行う場合（以下、「対基地局通信」という）とがあり、各々のキャリアを監視し、どちらか一方のキャリアを検出した場合、受信方法を適応的に切り換える。なお、図１６において、端末同士の直接通信では周波数ｆａが用いられ、対基地局通信の上り回線ではｆｕが用いられ、対基地局通信の下り回線ではｆｄが用いられるものとする。

直接通信のキャリアの検出時には、上記複局同時送信システムにおける課題が存在しないので、従来通り、ナイキスト特性の配分を送信側５０％、受信側５０％とし、遅延等化処理を行わない受信検波方式を採用する。

一方、対基地局通信の下り回線のキャリアの検出時には、上記実施の形態１から４に説明したように、ナイキスト特性の配分を送信側１００％、受信側０％とし、遅延等化処理を行う受信検波方式を採用する。

５．３．実施の形態５の受信装置の構成
図１７は、本実施の形態に係る端末の受信装置６００の構成を示すブロック図である。なお、図１７において、図１と共通する構成部分には、図１と同一の符号を付して説明を省略する。また、本実施の形態において、端末の送信装置の構成は、背景技術で説明した図２１のものと共通するので、説明を省略する。

無線部２０２は、キャリア監視部６０１の制御に基づいて、アンテナ２０１に受信された周波数ｆａあるいは周波数ｆｄの信号を選択する。具体的には、無線部２０２は、キャリア監視部６０１において、周波数ｆａのチャネルが選択され、直接通信回線にキャリアがあるかどうか監視し、前記キャリアがなければ、周波数ｆｄのチャネルが選択され、対基地局通信の下り回線にキャリアがあるかどうか監視する。そして、無線部２０２は、選択した信号について、増幅およびダウンコンバートを行い、直交検波器２０３に出力する。

直交検波器２０３は、無線部２０２から出力された信号に対して直交検波を行い、検波した信号をキャリア監視部６０１および切り替えスイッチ６０２に出力する。

キャリア監視部６０１は、直交検波器２０３で検波された信号に基づいて、直接通信のキャリアあるいは対基地局通信のキャリアが存在するかを監視する。キャリア検出時は、前記キャリアに基づいて切り替えスイッチ６０２を制御する。

切り替えスイッチ６０２は、キャリア監視部６０１の制御に基づいて、直交検波器２０３で検波された信号を直接通信回線用受信部６０３あるいは基地局通信の下り回線（遅延等化器２０４）のいずれかに出力する。具体的には、切り替えスイッチ６０２は、キャリア監視部６０１において、直接通信のキャリアを検出した場合は、直接通信回線用受信部６０３に出力し、対基地局通信のキャリアを検出した場合は、基地局通信の下り回線（遅延等化器２０４）に出力する。

基地局通信の下り回線（遅延等化器２０４）は、直交検波器２０３で検波された信号に対して遅延等化処理を行い、ディジタル信号再生部２０５に出力する。

直接通信回線用受信部６０３は、内部に、図２１に示したディスクリ検波器２３と、帯域制限フィルタ２４と、シンボル積分器２５と、を有し、他の端末から送信された信号に対して受信処理を行い、ディジタル信号再生部２０５に出力する。

５．４．実施の形態５の効果
このように、本実施の形態によれば、検出したキャリアに応じて、受信方法を適応的に切り替えることにより、ナイキスト特性が異なる２つの回線（直接通信回線と基地局通信の下り回線）が混在しても、端末は受信処理を行うことが可能となる。

（実施の形態６）
６．実施の形態６（受信処理の自動切換え）
６．１．実施の形態６の概要
実施の形態６では、受信環境が良い場合には、遅延等化器を用いずに受信処理を行い、受信環境が悪い場合には、遅延等化器を用いて受信処理を行う場合について説明する。

６．２．実施の形態６の受信装置の構成
図１８は、本実施の形態に係る受信装置７００の構成を示すブロック図である。なお、図１８において、図１と共通する構成部分には、図１と同一の符号を付して説明を省略する。また、本実施の形態において、送信装置の構成は、実施の形態１で説明した図１のものと共通するので、説明を省略する。

直交検波器２０３は、無線部２０２から出力された信号に対して直交検波を行い、検波した信号を受信環境判定部７０１および切り替えスイッチ７０２に出力する。

受信環境判定部７０１は、直交検波器２０３で検波された信号に基づいて受信環境の良し悪しを判定する。例えば、受信環境判定部７０１は、直交検波器２０３で検波された信号を用いて同期ワードの相関分析により遅延波の存在を探索し、遅延波の存在を確認した場合、受信環境が悪いと判定し、遅延波の存在を確認できなかった場合に受信環境が良いと判定する。そして、受信環境判定部７０１は、判定結果を切り替えスイッチ７０２に出力する。

切り替えスイッチ７０２は、受信環境判定部７０１において受信環境が良いと判定された場合には、直交検波器２０３で検波された信号を遅延検波部７０３に出力し、対基地局通信の受信環境の方が良いと判定された場合には遅延等化器２０４に出力する。

遅延等化器２０４は、直交検波器２０３で検波された信号に対して遅延等化処理を行い、ディジタル信号再生部２０５に出力する。

遅延検波は、前時点のシンボル点と現時点のシンボル点との位相差を算出する方式であり、遅延検波部７０３は、入力された信号に対して遅延検波を含む受信処理を行い、ディジタル信号再生部２０５に出力する。

６．３．実施の形態６の効果
このように、本実施の形態によれば、受信環境が良い場合には、遅延等化器を用いずに受信処理を行い、受信環境が悪い場合には、遅延等化器を用いて受信処理を行うことができるので、受信環境が良い場合には、遅延等化処理における演算量、消費電力を削減することができ、受信環境が悪い場合には、遅延等化性能を発揮することができる。

（実施の形態７）
７．実施の形態７（出力データの自動選択）
７．１．実施の形態７の概要
実施の形態７では、遅延等化器を用いない受信処理と、遅延等化器を用いた受信処理とで、受信品質が良い（データ誤りが少ない）方を選択する場合について説明する。

７．２．実施の形態７の受信装置の構成
図１９は、本実施の形態に係る受信装置８００の構成を示すブロック図である。なお、図１９において、図１と共通する構成部分には、図１と同一の符号を付して説明を省略する。また、本実施の形態において、送信装置の構成は、実施の形態１で説明した図１のものと共通するので、説明を省略する。

直交検波器２０３は、無線部２０２から出力された信号に対して直交検波を行い、検波した信号を遅延検波部８０１および遅延等化器２０４に出力する。

遅延等化器２０４は、直交検波器２０３で検波された信号に対して遅延等化処理を行い、誤り判定部８０２および出力データ選択部８０３に出力する。

遅延検波部８０１は、前時点のシンボル点と現時点のシンボル点との位相差を算出する方式であり、入力された信号に対して受信処理を行い、誤り判定部８０２および出力データ選択部８０３に出力する。

誤り判定部８０２は、遅延検波部８０１の出力信号および遅延等化器２０４の出力信号それぞれについて誤り率を計算し、誤り率が少なかった方を示す情報を出力データ選択部８０３に出力する。

出力データ選択部８０３は、誤り判定部８０２から出力された情報に基づいて、遅延検波部８０１の出力信号あるいは遅延等化器２０４の出力信号のうち、誤り率が少ない方の出力信号を選択して、ディジタル信号再生部２０５に出力する。

７．３．実施の形態７の効果
このように、本実施の形態によれば、遅延等化器を用いない受信処理と、遅延等化器を用いた受信処理とで、受信品質が良い方を選択することができるので、受信品質の向上を図ることができる。

（実施の形態８）
８．実施の形態８（変調精度の向上方法）
８．１．実施の形態８の概要
実施の形態８では、送信装置において、変調器として、ＶＣＯの代わりに直交変調器を用いる場合について説明する。

一般に、遅延等化器は、複局同時送信システムにおいて基地局間の周波数偏差が大きいと、著しく等化性能が損なわれる。周波数偏差は、無線設備規則の１／１０以下の精度で有ることが望ましく、変調器として直交変調器を用いることにより、この精度を容易に確保することができる。

しかしながら、直交変調器を用いて直交変調処理を行うために、帯域制限フィルタの出力信号を加算（和分演算）して位相変調信号を生成する場合、サンプリングレートが高くないと変調精度が劣化する。

このため、本実施の形態では、所望の変調精度を確保するために、帯域制限フィルタに、和分・積分変換のための補正フィルタ特性を付加する。

８．２．実施の形態８の送信装置の構成
図２０は、本実施の形態に係る送信装置９００の構成を示すブロック図である。なお、図２０において、図１と共通する構成部分には、図１と同一の符号を付して説明を省略する。図２０に示す送信装置９００は、図１に示した送信装置１００に対して、帯域制限フィルタ１０２および周波数変調器１０３を削除し、マッピング部１０１（２値４値変換部９０１）、帯域制限／和分補正フィルタ９０２、和分器９０３および直交変調器９０４を追加した構成を採る。

マッピング部１０１は、２値のディジタル信号を４値に変換し、帯域制限／和分補正フィルタ９０２に出力する。帯域制限／和分補正フィルタ９０２は、マッピング部１０１から出力されたディジタル信号に対して符号間干渉を抑えた帯域制限処理を行い、さらに、和分器９０３の和分演算によって生じる誤差を予め補正する処理を行い、処理後の信号を和分器９０３に出力する。和分器９０３は、帯域制限／和分補正フィルタ９０２の出力信号を加算（和分演算）して位相変調信号を生成し、直交変調器９０４に出力する。直交変調器９０４は、和分器９０３の出力信号に対して直交変調を行い、変調されたアナログ信号を無線部１０４に出力する。

８．３．実施の形態８の効果
このように、本実施の形態によれば、直交変調器を用いて直交変調処理を行うために、帯域制限フィルタの出力信号を加算（和分演算）して位相変調信号を生成する場合に、帯域制限フィルタに、和分・積分変換のための補正フィルタ特性を付加することにより、所望の変調精度を確保することができる。

９．産業上の利用可能性
本発明は、定包絡ディジタル変調方式を用いた受信装置、送信装置および無線通信システムに用いるに好適である。

本発明の実施の形態１に係る送信装置および受信装置の構成を示すブロック図 ロールオフ率α＝０．５におけるフィルタ特性を示す図 ロールオフ率α＝０．５におけるインパルス応答波形を示す図 ロールオフ率α＝０．５におけるＥＹＥパターンを示す図 ロールオフ率α＝１におけるフィルタ特性を示す図 ロールオフ率α＝１におけるインパルス応答波形を示す図 ロールオフ率α＝１におけるＥＹＥパターンを示す図 本発明の実施の形態２のデータ判定部の入出力を詳細に説明する図 本発明の実施の形態２に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１のマッピング例を示すコンスタレーション図 本発明の実施の形態２に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１のシンボル位相遷移を示す図 本発明の実施の形態３に係る受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態３に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１のマッピング例を示すコンスタレーション図 本発明の実施の形態４に係る送信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態４に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１、変調度約８９％のシンボル位相遷移を示す図 本発明の実施の形態４に係る定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調、ロールオフ率α＝１、変調度約８０％のシンボル位相遷移を示す図 本発明の実施の形態５に係る無線通信システムの構成を示す図 本発明の実施の形態５に係る受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態６に係る受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態７に係る受信装置の構成を示すブロック図 本発明の実施の形態８に係る送信装置の構成を示すブロック図 従来の送信装置および受信装置の構成を示すブロック図 定包絡ディジタル変調方式の４相ＰＳＫ変調のマッピング例を示すコンスタレーション図 定包絡ディジタル変調方式と狭帯域のディジタル変調方式とにおける１Ｗ送信時の消費電力を示す図

符号の説明

１００、５００、９００ 送信装置
１０１ マッピング部
１０２ 帯域制限フィルタ
１０３ 周波数変調器
１０４ 無線部
１０５ アンテナ
２００、３００、６００、７００、８００ 受信装置
２０１ アンテナ
２０２ 無線部
２０３ 直交検波器
２０４ 遅延等化器
２０５ ディジタル信号再生部
２１１ 第１遅延等化フィルタ
２１２ 第２遅延等化フィルタ
２１３ 加算器
２１４ データ判定部
２１５ 誤差推定部
２１６ タップ利得更新部
３０１、７０１ 受信環境判定部
５０１ 変調度抑制部
６０１ キャリア監視部
６０２、７０２ 切り替えスイッチ
６０３ 直接通信回線用受信部
７０３、８０１ 遅延検波部
８０２ 誤り判定部
８０３ 出力データ選択部
９０１ ２値４値変換部
９０２ 帯域制限／和分補正フィルタ
９０３ 和分器
９０４ 直交変調器

Claims (3)

1. 通信相手の送信装置においてナイキスト特性が１００％であってロールオフ率α＝１のフィルタによって帯域制限された信号で定包絡ディジタル位相変調され、無線送信された信号を受信する受信手段と、
   前記受信手段に受信された信号に対して直交検波を行う直交検波手段と、
   前記直交検波器で検波された信号を用いて受信環境の良し悪しを判定する受信環境判定手段と、
   前記直交検波器で検波された信号に対して遅延等化処理を行う遅延等化手段と、を具備し、
   前記遅延等化手段は、遅延等化処理におけるデータ判定を０．５シンボル間隔で行い、受信環境が相対的に良い場合には前シンボルの位相が正しいものとして現シンボルのデータ判定を行い、受信環境が相対的に悪い場合には前シンボルの位相が間違っている可能性があるものとして現シンボルのデータ判定を行う、
   受信装置。
2. ナイキスト特性が１００％であってロールオフ率α＝１のフィルタによってディジタル信号に対して帯域制限を行う帯域制限手段と、
   前記帯域制限手段にて帯域制限された信号の変調度を抑制する変調度抑制手段と、
   前記帯域制限手段にて帯域制限された信号で、定包絡ディジタル位相変調された信号を請求項１記載の受信装置に無線送信する送信手段と、
   を具備する送信装置。
3. ナイキスト特性が１００％であってロールオフ率α＝１のフィルタによってディジタル信号に対して帯域制限を行う帯域制限手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された信号の変調度を抑制する変調度抑制手段と、前記帯域制限手段にて帯域制限された信号で定包絡ディジタル位相変調された信号を通信相手の受信装置に無線送信する送信手段と、を具備する送信装置と、
   前記送信装置から無線送信された信号を受信する受信手段と、前記受信手段に受信された信号に対して直交検波を行う直交検波手段と、前記直交検波器で検波された信号を用いて受信環境の良し悪しを判定する受信環境判定手段と、前記直交検波器で検波された信号に対して遅延等化処理を行う遅延等化手段と、を具備し、前記遅延等化手段は、遅延等化処理におけるデータ判定を０．５シンボル間隔で行い、受信環境が相対的に良い場合には前シンボルの位相が正しいものとして現シンボルのデータ判定を行い、受信環境が相対的に悪い場合には前シンボルの位相が間違っている可能性があるものとして現シンボルのデータ判定を行う、受信装置と、
   からなる無線通信システム。

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