CN1276593C

CN1276593C - 利用功率控制位在CDMA系统中估算Eb/Nt

Info

Publication number: CN1276593C
Application number: CNB028127765A
Authority: CN
Inventors: D·N·巴纳吉
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Desella Advanced Technology Co
Priority date: 2001-06-26
Filing date: 2002-06-21
Publication date: 2006-09-20
Anticipated expiration: 2022-06-21
Also published as: WO2003001700A1; DE60235300D1; KR20030025300A; ATE457557T1; US20030003939A1; US7228146B2; KR100990572B1; CN1520649A; EP1405437B1; JP2004533783A; JP4717348B2; EP1405437A1

Abstract

一种便携式通信设备，包括通过确定在基本业务信道上接收到的PCB的噪声分量的方差来估算E_b/N_t的功率控制系统。此功率控制系统包括：解调器，用于解调来自基站的BPSK调制(或PAM)的第一信号；噪声方差计算电路，用于对被解调信号的垂直噪声分量进行抽样，以确定噪声方差；功率估算电路，用于测量被解调信号的功率并通过从被解调信号中消除噪声方差来提供第一信号的功率的估算值；和比较器，用于将功率估算值和噪声方差之比值与一个阈值进行比较。比较器输出是传送给基站的功率增加或功率降低信号。

Description

利用功率控制位在CDMA系统中估算Eb/Nt

技术领域

本发明涉及一种特别用在CDMA通信系统中的便携式或无线通信设备。

背景技术

联邦通信委员会管理各个产业对有限的无线电频谱的使用。分配给每个产业的小部分频谱必须被有效地使用，以使有限频谱的用户数为最大。因此，各种多址联接调制技术已被研制出来，以便充分地利用可得到的频谱。例如，某些无线通信系统采用码分多址(CDMA)调制，使用扩频技术进行信息传输。更具体而言，扩频系统使用这样一种调制方法，即，将发送的信号分布或扩展在宽的频带上，此频带典型情况下要比发送此信号所需的带宽大得多。这种调制技术利用唯一的宽带扩展码来调制每个基带数据信号。结果，获得一种类型的代码分集。因为典型情况下一个信号只有几百千赫受到频率选择性衰落的影响，所以此信号的其余内容基本上如同发送的那样被接收。

在一种常规的CDMA系统中，在同一频率上同时发送多个信号。诸如便携式通信设备的接收机通过解密信号中的扩展码来确定哪个信号打算发送给此接收机。该频率上的其他信号对此设备来说似乎是噪声，并且被忽略。虽然这种技术有效利用可得到的频谱，但此技术也需要对系统组成部分(即，基站和便携式通信设备)输出的信号进行最佳功率控制。高功率信号增加了系统中的其他组成部分遭受到的干扰，从而降低了系统对于可靠信息传输的能力。因此，需要一种用于控制每个组成部分的功率输出的方法，以防止传送不必要的强信号。

在一种CDMA系统中，便携式通信设备通过在反向链路(从便携式设备到基站)上发送功率控制信号来帮助基站控制前向链路(从基站到便携式设备)上的功率。通常，便携式设备利用此功率控制信号来测量其误码性能并将此信息提供给基站。然后，基站对发送到此便携式设备的功率电平进行任何必要的调节，以保证在最低要求的功率电平上的质量信息传输。

在IS-2000标准下操作的CDMA通信系统当操作在无线电配置3-9中时对于前向基本业务信道(F-FCH)和专用控制信道(DCCH)执行前向功率链路控制。因此，此便携式设备必须发送前向功率控制位(FPC)，基站从这些控制位中确定对于相关F-FCH或DCCH的适当的功率分配。

IS-2000标准要求在一种鸟巢状的闭环控制系统中实施功率控制。用于此系统外环的设置点是预期的接收信道(F-FCH或DCCH)上的帧差错率(FER)。外环输出用于内环的每个信息位的组合接收能量与有效的噪声功率谱密度之比(E_b/N_t)的设置点。内环估算在具有1.25ms持续时间的功率控制组(PCG)上的接收E_b/N_t，并将此估算值与E_b/N_t设置点进行比较。此比较的结果是反向链路导频的反向链路功率控制子信道上的增加或降低功率控制命令位。因此，这样的系统必须充分准确地估算在1.25ms持续时间PCG上的接收E_b/N_t，以允许成对的闭环前向功率控制系统的会聚(convergence)。

可以从各种各样的源中生成接收干扰(N_t)，包括由于Walsh码正交性的丧失而引起的来自所有信道的多径干扰、来自邻近小区的同信道干扰、接收机噪声或由于信道估算值误差而引起的正交旋转。通过估算已知信号的方差或估算在接收信号的不相关(即，不携带信号信息)分量(如果可得到的话)上的能量可以估算N_t。在一种IS-2000系统中，已知信号是利用具有相同组合比的接收机接收的来自提供F-FCH和DCCH给便携式设备的相同基站的导频信号。另一种方案是，接收信号的不相关分量在IS-2000系统中可用于PCB，这是因为这些PCB总是在相同的对中被发送，从而减少在其他情况下接收机可利用的信号的一个自由度。

另一方面，通过测量紧缩的功率控制符号的功率来估算接收信号功率(E_b)，这是因为PCB始终以全速率功率进行发送。然而，业务符号并不用于估算接收信号功率，这是因为业务具有在估算E_b/N_t时并不知道的可变速率，从而妨碍了准确确定接收信号功率的降低是由于实际的功率降低还是由于速率降低(即，在较低电平上发送冗余符号)而引起的。

常规的便携式设备采用导频组合来估算E_b/N_t，如进一步描述在专门引入在此供参考的于2000年3月2日公开的John Reagan的“Generalized E_b/N_t Estimation for IS-2000”中。导频符号只在以与业务信道上的符号相同的方式进行组合时才可用于干扰估算。因此，瑞克(rake)接收机的每个指状元件的硬件必须执行复杂的乘法(即，两元素点积)，这导致复杂性增加。另外，设备固件必须利用最大比率组合(MRC)来组合从每个指状元件获得的样本的导频信号。用于实施这种估算的处理过程和算法在本领域中是众所周知的。

这些系统利用这样的事实，即组合的导频信号的值总是正的，遵循等式I＝Q＝+P/2。因为导频信号始终沿着I-Q轴，并且名义上具有恒定幅度，p，沿着这个轴的方差得出噪声方差。然而，这样的系统还是有欠缺的，因为这些系统需要导频信号的存在。

某些用于估算E_b/N_t的常规系统使用在基站上利用正交相移键控(QPSK)调制的数据位。正如在本领域中众所周知的那样，QPSK符号有四个值，每个值位于I-Q图表的独立象限(quadrant)中。诸如在2000年11月28日授予Jalali等人的美国专利No.6154659中所描述的系统是有缺陷的，这是因为这些系统在估算E_b/N_t之前依靠有关预定的发送信号的判定。然而，实际上，预定的信号是未知的，并且这样的并不利用基于帧的编码信息进行的逐个符号的艰难判定有可能产生高的判定误差率，这导致低的总E_b/N_t估算准确度。而且，QPSK符号的噪声分量很有可能使符号穿过象限边界，因为在无噪声符号和判定边界之间的距离较短。也因为所有四个象限都包含信息，所以存在穿过边界的更大可能性，导致不准确的噪声估算值。

发明内容

特别地，本发明提供一种无线设备，包括：解调器，用于解调具有功率值的接收信号，解调的信号包括与接收信号的信号轴垂直的噪声分量；和估算器，耦合到解调器，用于接收解调的信号，用于从垂直的噪声分量中确定解调信号的噪声方差，和用于通过从解调的信号中消除垂直的噪声分量的噪声方差来提供接收信号的功率值的估算值，和用于计算功率值估算值和噪声方差之比值，其特征在于：估算器被安排用于通过确定沿着信号轴具有线性信号星座(constellation)的选择数据符号的噪声分量的方差来确定解调信号的噪声方差。

本发明还提供一种用于进行控制功率判定的方法，包括以下步骤：解调具有功率值的接收信号，解调的信号包括与接收信号的信号轴垂直的噪声分量；从垂直的噪声分量中，确定解调信号的噪声方差；通过从解调信号中消除垂直的噪声分量的噪声方差，提供接收信号的功率值的估算值；和计算功率值估算值和噪声方差之比值，其特征在于，该方法包括以下步骤：通过确定沿着信号轴具有线性信号星座的选择数据符号的噪声分量的方差，确定解调信号的噪声方差。

本发明提供一种通过确定在基本业务信道上接收的二进制相移键控(BPSK)调制的PCB的噪声分量的方差来估算E_b/N_t的便携式通信设备。然后，在E_b计算中调节此噪声方差，以生成无噪声发送信号。最后，将E_b/N_t之比与E_b/N_t阈值进行比较，以提供前向功率控制判定。在本发明的一种实施方案中，与单个PCB的I-Q线垂直的噪声分量被采样，以确定噪声方差。另一种方案是，PCG内的每个PCB可被采样，并确定均方噪声分量，从而得到噪声方差。另外，可以采用一种用于确定噪声方差的基于直方图的方法。在本发明的另一种实施方案中，通过以上述方法计算数据位的垂直噪声分量来确定PAM信号星座(constellation)中数据位(与PCB相对)的噪声分量的方差。

附图说明

通过参考以下的结合附图考虑的描述将更好地理解本发明，其中：

图1是CDMA无线通信系统的组成部分的一种概念方框图。

图2是说明PCB的传输帧的图表。

图3是说明I与Q轴以及在45°I-Q线(或衰落线)上的接收信号点的图表。

图4是说明用于计算噪声方差的直方图的图表。

图5是类似于图3的说明接收信号和PAM信号星座的图表。

具体实施方式

在此所描述的本发明的实施方案并不是穷尽的或将本发明限制到所公开的精确形式。更确切地说，选择这些实施例并且描述这些实施例，以使本领域的技术人员能够实践本发明。

图1是一种便携式通信设备12的功率控制系统10的功能方框图。虽然将便携式设备12表示为包括在一辆车辆中，但应该理解，此公开的功率控制系统并不打算只应用于在无线系统中使用的便携式通信设备12。因此，设备12通常是一种无线设备。系统10确定便携式设备12是发送“增加功率”信号还是“降低功率”信号到基站14。如所示的，便携式设备12从基站14接收信息。该信息被提供为一种数据帧流(诸如图2的T_f)，如本领域中众所周知的。该信息首先被解调(方框16)，然后在诸如图2的PCG的1.25ms持续时间的PCG上执行E_b/N_t估算(方框18)。同时，依据本领域中众所周知的原理来确定每个数据帧的质量(方框20)，并且在必要时调节目标E_b/N_t(方框22)。应进行目标E_b/N_t的调节，以保持所要求的FER。

在方框24，在一个比较器上将所估算的E_b/N_t与目标E_b/N_t进行比较。通常，如果估算的E_b/N_t小于此目标值，便携式设备12发送(方框26)“增加功率”信号到基站14，以指示基站14将功率增加一个预定量。相反，如果估算的E_b/N_t大于此目标值，便携式设备12发送“降低功率”信号到基站14，这导致预定的功率降低。

正如在本领域中众所周知的那样，在方框16被解调的信息一般是QPSK调制的信号。用于依据本发明估算E_b/N_t的PCB唯一方案利用这样的一个事实，即，在每个PCG中发送的PCB符号在I和Q分量及功率中具有相同的极性符号，并同时在两个90度相位差上进行发送。正如在本领域中众所周知的那样，符号包含数量为N的位，其中在二进制相移键控(BPSK)系统中N＝1，而在QPSK系统中N＝2。因此，用于IS-2000无线电配置3到5的QPSK信号缩减到用于PCB符号的一种BPSK的特殊情况。然而，一个标准的QPSK接收机可用于解调这些符号。这种特殊情况的线性信号星座状况得到与信号轴垂直的噪声信号分量，正如以下要进一步描述的那样，这可用于N_t估算。

现在参考图3，I和Q信道被表示为限定象限50，52，54和56的垂直轴。因为I和Q信道一起衰落，所以无噪声接收信号点可以位于45或135度线(I-Q线或衰落线)上，这取决于发送的QPSK数据符号。如果PCB的无噪声接收信号分量58具有绝对值a，则该信号的配置是{I，Q}＝{±a/2，±a/2}。当然，接收信号60既包括无噪声接收信号分量58，又包括使点64偏移到点66的增加的噪声信号62。假定I和Q是在多径组合之后PCB符号的I分量和Q分量样本，则x和y可被定义为x＝I+Q和y＝I-Q。因而，得到在x和y轴中的配置为{x，y}＝{±a/2，0}。当n_x和n_y噪声分量被沿着x和y方向增加时，噪声信号的配置是{x，y}＝{±a/2+n_x，n_y}。正如在本领域中已知的那样，n_x和n_y噪声分量是相互独立的。知道一个噪声分量的大小并不可能导出另一噪声分量的值。然而，这些分量的分布及其方差是相同的。对n_x噪声分量的测量或采样是不可能的，这是因为由n_x所贡献的x的部分是未知的。换句话说，n_x噪声分量可以在第一抽样期间叠加到无噪声接收信号分量58的大小a上，但在第二抽样期间从a中减去。然而，可对一个特定的符号或在许多符号上对垂直噪声分量n_y抽样，以得到噪声方差，这是N_t的瞬时估算值。因此，所估算的瞬时噪声谱密度就是n_y的方差。即：

{\hat{N}}_{t} = Var (n_{y}) = E (n_{y}^{2}) = E ({(I - Q)}^{2})

(等式1)

在CDMA系统中，噪声处理是准稳态的，噪声的缓慢变化由于衰落而随时发生。因此，最好利用一种单极点滤波器(或“泄漏”估算器(“leaky”estimator))来估算噪声功率。这导致利用以下等式表征的N_t估算值：

{\hat{N}}_{t} (k) = β \cdot {\hat{N}}_{t} (k - 1) + (1 - β) \cdot {(I_{k} - Q_{k})}^{2}

(等式2)

也可以使用其他的平均方式(例如，FIR滤波，ARMA等)。

E_b估算值、无噪声接收信号58的估算功率可以随时被采样。如果无噪声接收信号58的极性符号可以逐个样本而改变，则这些样本必须被单独地平方。此平方运算操作导致每个样本中的偏置。更具体而言，噪声信号62的平方产生偏置。平方(a/2+n_x)的结果是2a^2+n_x^2+2/an_x。平方项当然总是正的。然而，2/2an_x项可能是任何极性的。幸运的是，因为a和n_x两者同样有可能是正或负的，所以在足够的样本被相加时，正的和负的2an_x项抵消。只有无噪声接收信号58的功率平方(即，a^2)和噪声偏置n_x^2还存在。如上所述，垂直于I-Q线的噪声分量n_y的方差与平行于I-Q线的噪声分量n_x的方差相同。因此，通过利用已计算的噪声分量n_y的方差替代噪声分量n_x的方差，噪声偏置n_x^2的值可以容易地被确定和消除，从而得到估算的E_b。因此，E_b估算值是

{\hat{E}}_{b} = \frac{x^{2}}{2} - {\hat{N}}_{t} = \frac{{(I + Q)}^{2}}{2} - {\hat{N}}_{t}

(等式3)

在此，N_t是从等式2获得的噪声功率谱密度估算值。

例如，如果对于一组大小为M的样本来说无噪声接收信号58的极性符号已知是相同的，则所有的样本可被简单地相加在一起。此相加的和被除以这些样本的数量，并然后取平方，以得到接收信号功率E_b加噪声偏置。在这种情况下，E_b估算值变为

{\hat{E}}_{b} = \frac{{(Σ_{l = 1}^{M} x_{l} / M)}^{2}}{2} - \frac{{\hat{N}}_{t}}{M} = \frac{{(Σ_{l = 1}^{M} (I_{l} + Q_{l}) / M)}^{2}}{2} - \frac{{\hat{N}}_{t}}{M}

(等式4)

在此，N_t也具有与等式2中相同的含义。

应该理解，a的值并不是常数。衰落和F-FCH功率控制对于每个PCG得到不同的a值。因此，对于前向信道功率控制，只能使用一个瞬时估算值(使用PCB的一个样本)，得到利用等式3表征的E_b估算值。因为噪声分量n_x和n_y是IID，所以N_t估算只需要一个这样的分量，如等式1中所示。

某些无线电配置在同一PCG中发送多对PCB。幸运的是，PCB的极性符号总是是相同的。因此，在这样的无线电配置中，每个PCB对的I和Q分量能够被叠加在一起，以得到每个正交分量的和。在利用PCB分量的数量将每个正交分量的和定标之后，可以利用上述的等式4来估算E_b。

最后的E_b/N_t估算值是所估算的E_b和N_t值之比。此估算值在与内环E_b/N_t设置点进行比较之后能够按照下面的等式进行前向功率控制判定：

FPC (k) = sgn [\frac{E_{b}}{N_{t}} |_{Tuget} - \frac{E_{b}}{N_{t}} (k)]

应该理解，可以采用各种各样的平均技术之中任何一种来增加E_b/N_t估算值的准确度。一种这样的技术是基于直方图的方法，其中在一个或多个相邻PCG内PCB的E_b/N_t估算值在一个时间周期上被存储，以建立如图4中所示的直方图。通过确定在具有位于预定阈值之上或之下的E_b/N_t估算值的特定PCG中的PCB的数量来构成此直方图。图4中所示的一种特殊情况表示一种两列直方图，每列包含多(6)个相邻PCB之中其E_b/N_t超出或高于预定阈值的PCB的数量。在此示例中，方框90指示超过预定阈值的两个PCB的E_b/N_t估算值。方框92指示四个PCB具有超出预定阈值的E_b/N_t估算值。在对多个PCG采样的周期之后，此示例指示具有超过阈值的E_b/N_t估算值的PCB要多于其E_b/N_t估算值未超过此阈值的PCB。因此，需要发送降低功率控制命令。此示例能够与IS-2000中的增加/降低功率控制操作相关联。然而，这种方法同样也可推广用于多电平功率控制操作。

本发明的便携式设备12也可被适配成利用在PAM系统中发送的数据位来估算E_b/N_t。一种典型的PAM信号星座被示于图5中。如图所示，数据位被成对发送(70，72，74，76和78，80)，每对具有相关的噪声分量。虽然上述的计算是对每个样本(每对)进行的，但只有一个这样的计算被示于图5中。无噪声发送的数据位70，72分别具有大小a与-a。与数据位70对应的接收信号84由于如上所述的噪声分量n_x和n_y的贡献而位于点82上。从前面的叙述中应该明白，用于从垂直噪声分量n_y中确定N_t的计算以及后续的用于确定E_b和估算E_b/N_t的计算基本上与参考图3所述的相同，这是因为图5的图表基本上与图3的图表相同，但顺时针旋转了45度。

在CDMA系统中，当便携式设备12从基站14的覆盖区域移动到相邻小区(或若干小区)中的另一个基站(或若干基站)的覆盖区域时，发生软切换。在仍然与基站14进行通信的同时，便携式设备12与其他基站建立通信链路。通常在CDMA系统中需要这种与两个或多个基站的同时通信，这是因为在相邻小区中的基站在同一RF频带中发送，并且在两个覆盖区域边界上的两个前向链路信号之间的干扰不可预计地起伏着。此干扰引起衰落，这表现为在便携式设备12上差的接收信号噪声比。差的信号噪声比导致来自基站之一的较高要求的发送功率、较高的差错率或两者的组合。因此，依据本发明的便携式设备12分别对由正在通信的基站发送的PCB执行E_b/N_t估算，这是因为来自不同基站的PCB的极性符号可能不同。然后，E_b/N_t估算值被叠加，以获得利用MRC可达到的E_b/N_t估算值。

因此，一种提供上述只用PCB的用于估算E_b/N_t的方法的便携式通信设备与导频组合方法相比需要非常少的计算开销。只进行两次取平方运算、一次滤波运算和一次除法运算。另外，整个估算可以在固体中进行，而不对系统中的其他硬件/固件或软件块增加要求。而且，导频组合一般牵涉多个复杂的乘法运算(对每个路径进行一次乘法运算)和加法运算，在软切换期间对于来自基站的每个导频信号分别执行这些运算。这需要附加的芯片级的专用硬件块，并因此不是一种自包含的解决方案。最后，导频组合方法依赖于导频信号的方差估算，同时估算其平均值。这需要使用带有2N计算单元的附加块，其中N是在方差估算器中使用的导频“符号”的数量，而这在使用上述的只用PCB的技术时并不要求。

虽然本发明已经作为一种示范设计进行了描述，但本发明可以在本公开内容的精神和范畴内被进一步修改。因此，本申请指望覆盖利用本发明一般原理的任何变型、使用或适配。而且，本申请指望覆盖落入本发明所涉及领域中已知的或常规的实践内的从本公开内容中推导出的这样的变型。

Claims

1.一种无线设备，包括：

解调器(16)，用于解调具有功率值的接收信号，解调的信号包括与接收信号的信号轴垂直的噪声分量；和

估算器(18)，耦合到解调器(16)，用于接收解调的信号，用于从垂直的噪声分量中确定解调信号的噪声方差，和用于通过从解调的信号中消除垂直的噪声分量的噪声方差来提供接收信号的功率值的估算值，和用于计算功率值估算值和噪声方差之比值，

其特征在于：该估算器(18)被安排用于通过确定沿着信号轴具有线性信号星座的选择数据符号的噪声分量的方差来确定解调信号的噪声方差。

2.权利要求1的设备，其中解调器(16)被安排用于根据正交相移键控(QPSK)来解调，并且估算器(18)被安排用于基于沿着I-Q线通过二进制相移键控(BPSK)调制的选择数据符号进行所述确定。

3.权利要求1的设备，其中解调器(16)被安排用于根据脉冲调幅(PAM)来解调，并且估算器(18)被安排用于基于沿着I线成对调制的数据符号进行所述确定。

4.权利要求1的设备，其中估算器(18)被安排用于对单个选择数据符号的解调信号进行抽样，以提供瞬时的噪声方差值。

5.权利要求1的设备，其中估算器(18)被安排用于对多个选择数据符号的解调信号进行抽样，以提供平均噪声方差值。

6.权利要求5的设备，其中多个选择数据符号是功率控制组(PCG)内的功率控制位符号(PCB)。

7.权利要求1的设备，其中估算器(18)被安排用于提供选择数据符号的功率值的瞬时估算值。

8.权利要求1的设备，其中估算器(18)被安排用于计算多个选择数据符号的功率值，以提供平均功率值估算值。

9.权利要求1的设备，其中估算器(18)被安排用于采用基于直方图的方法来确定平均功率值估算值是超过还是低于预定阈值。

10.权利要求1的设备，其中该设备包括耦合到估算器(18)的比较器(24)，用于将比值与阈值进行比较，以提供功率增加和功率降低信号之一给基站。

11.一种用于进行控制功率判定的方法，包括以下步骤：

解调具有功率值的接收信号，解调的信号包括与接收信号的信号轴垂直的噪声分量；

从垂直的噪声分量中，确定解调信号的噪声方差；

通过从解调的信号中消除垂直的噪声分量的噪声方差，提供接收信号的功率值的估算值；和

计算功率值估算值和噪声方差之比值，

其特征在于，该方法包括以下步骤：

通过确定沿着信号轴具有线性信号星座的选择数据符号的噪声分量的方差，确定解调信号的噪声方差。

12.权利要求11的方法，其中该方法包括：

解调来自基站的接收信号；

对解调信号之中与信号轴垂直的噪声分量进行抽样，以确定与选择数据符号相关的噪声方差(N_t)；

通过从解调信号的平方中消除被抽样的垂直噪声分量的方差，估算与选择数据符号相关的功率值估算值(E_b)；

计算功率值估算值和噪声方差的估算比值(E_b/N_t)；

将功率值估算值和噪声方差的估算比值(E_b/N_t)与一个阈值进行比较；和

根据功率值估算值和噪声方差的比值(E_b/N_t)是大于还是小于阈值，提供功率增加和功率降低信号之一给基站。

13.权利要求11的方法，其中解调是根据正交相移键控(QPSK)，并且确定是基于沿着I-Q线通过二进制相移键控(BPSK)调制的选择数据符号。

14.权利要求11的方法，其中解调是根据脉冲调幅(PAM)，并且确定是基于沿着I线成对调制的数据符号。

15.权利要求11的方法，其中单个选择数据符号的噪声分量被抽样，以提供被抽样的噪声分量的方差的瞬时估算值。

16.权利要求11的方法，其中多个选择数据符号被抽样，以提供被抽样的噪声分量的方差的多个估算值的平均值。

17.权利要求16的方法，其中多个选择数据符号是功率控制组(PCG)内的功率控制位符号(PCB)。

18.权利要求11的方法，其中估算多个选择数据符号的功率值估算值(E_b)，以提供功率值估算值(E_b)的平均估算值。