KR100483387B1

KR100483387B1 - 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법

Info

Publication number: KR100483387B1
Application number: KR10-2002-0025299A
Authority: KR
Inventors: 이광복; 남승훈
Original assignee: 재단법인서울대학교산학협력재단
Priority date: 2002-05-08
Filing date: 2002-05-08
Publication date: 2005-04-14
Also published as: KR20030087296A

Abstract

본 발명은 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 통신 방법에 관한 것으로서, 송신측에서는 수신측으로부터 피드백된 제어 신호를 이용하여 송신 데이터에 각각 그에 상응하는 송신 전력을 할당하는 전력 할당부를 구비하며, 송신 전력이 할당된 신호를 다중의 송신 안테나를 사용하여 송신하는 송신부 및 다중의 수신 안테나를 통하여 수신된 신호들이 무선 채널을 통하여 전파되는 동안 경험한 채널 반응을 추정하는 채널 반응 추정부, 추정된 채널 반응을 이용하여 기송신 전력값을 추출하고 수신된 신호를 이용하여 최적의 송신 전력값을 계산하는 전력 계산부, 최적의 송신 전력값을 송신부에 전송하는 전송부 및 계산된 송신 전력값과 추정된 채널 반응을 이용하여 데이터를 복원하는 데이터 복원부를 구비하는 수신부를 포함하는 다중 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법을 제공한다.

특히, 본 발명은 계층화된 검출기 구조를 갖는 다중 안테나 무선 통신 시스템에 있어서, 검출 계층간의 비트수신오율이 다른 점을 고려하여, 수신부에서 생성된 최적의 송신 전력값을 송신부로 피드백하고, 이 값을 이용하여 송신 데이터의 전력을 제어함으로써, 비트수신오율 성능이 더 열악한 검출 계층에 해당하는 송신 안테나에 보다 큰 전력을 할당함으로써 전체 비트수신오율 성능을 개선한다.

Description

다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법{WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM EMPLOYING MULTI-ELEMENT ANTENNAS AT BOTH THE TRANSMITTER AND RECEIVER AND METHOD THEREOF}

본 발명은 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법에 관한 것으로서, 보다 상세하게는 수신측에서 가공한 채널 반응 정보를 이용하여 송신측이 데이터를 전송함으로써, 비트수신오율을 개선한 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법에 관한 것이다.

일반적으로, 다중 송수신 안테나를 이용한 무선 통신 시스템은 제한된 대역폭 내에서 큰 비트 전송율을 달성하기 위하여 개발된 통신 시스템으로서, 송수신단에서 다중의 안테나를 사용하고 이에 따른 적절한 송수신기 구조를 채택함으로써 높은 전송률을 달성할 수 있도록 한다.

이때, 최대의 전송률을 얻기 위해서는 송신부와 수신부 모두가 송신부와 수신부 사이의 채널 반응 정보를 알아야 하는데, 일반적으로 수신부에서는 정보신호의 변조없이 송수신부 사이에 미리 약속된 신호로 전송되는 파일롯 채널(pilot channel) 또는 프리앰블(preamble) 신호를 통하여 채널 반응 정보를 추정할 수 있으나, 송신부에서는 이를 알 수가 없다.

따라서, 수신부에서 송신부로 채널 반응 정보를 피드백하여 주는 것이 필요하다. 또한, 최대의 전송률을 달성하기 위해서는 이러한 피드백 정보 이외에 송신부에서 각각의 송신 안테나로 전송되는 신호들의 변조방식을 채널 반응 정보에 따라 바꾸어 주는 적응변조 방식을 채택하는 것도 필요하다.

그러나, 수신부에서 송신부로 피드백하는 채널 반응 정보의 양은 송신 안테나와 수신 안테나의 개수의 곱에 비례하여 증가하기 때문에, 채널 반응 정보를 피드백하는 것은 채널 효율성을 저하시킬 수 있으며, 적응 변조 방식을 채택하는 것은 송수신기 구조를 더욱 복잡하게 하는 문제가 있다.

이러한 문제점들을 극복하기 위하여 다양한 시도들이 행해지고 있으며, 일 예로서 'G. J. Foschini' 등이 ["Wireless communications system having a space-time architecture employing multi-element antennas at both the transmitter and receiver," U.S. Patent No.6317466, Nov. 13, 2001.] 에서 제안한 계층화된 검출기 구조를 갖는 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템을 들 수 있다.

제안된 시스템은 수신부에서 송신부로 채널 반응 정보를 피드백하지도 않으며, 송신단에서 각각의 송신 안테나로 전송하는 신호들에 대하여 모두 동일한 변조 방식을 사용하기 때문에 적응 변조 방식을 필요로 하지도 않는다. 이 시스템은 비록 무선 통신 채널의 채널 용량에 해당하는 최대의 전송률을 달성할 수는 없으나, 최대 전송률을 달성하기 위한 방법보다 훨씬 간단한 송수신기 구조를 가지며, 피드백 정보 없이 상당한 전송률을 얻을 수 있다는 큰 장점이 있다. 이러한 종래의 시스템의 가장 큰 특징은 계층화된 검출기 구조에 있다고 할 수 있다.

상기 'Foschini' 등의 특허에 의한 종래의 무선 통신 시스템은 전송하고자 하는 데이터를 M 개의 병렬 신호로 분배하고, 각각의 분배된 신호들을 미리 정해진 동일한 변조방식에 따라 변조시켜 M 개의 다중 안테나를 통해 송신하는 송신부와, N 개의 수신 안테나로 수신된 신호로부터 송신한 신호들이 수신부에 수신될 때까지 경험하는 채널 반응을 추정하고, 추정된 채널 반응과 수신 신호들을 이용하여 데이터를 복원하는 수신부로 이루어진다.

여기서, 송신부의 송신 안테나의 개수 M 은 수신부의 수신 안테나의 개수 N보다 작거나 같아야 한다. 이하에서는 도 1 및 도 2를 참조하여 종래의 시스템을 설명한다.

도 1 은 종래의 계층화된 검출기 구조를 갖는 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템의 블록 구성도이다. 도 1 에 도시된 바와 같이, 종래의 시스템은 다중의 송신 안테나에 의해 신호를 전송하는 송신부 (100) 와 무선 채널을 통과한 전송 신호를 수신 안테나로 수신하여 데이터를 복원하는 수신부 (130) 로 구성된다.

송신부 (100) 는 전송하고자 하는 데이터를 M 개의 병렬 신호로 분배하는 디멀티플렉서 (demultiplexer) (102) 와 디멀티플렉서 (102) 를 거친 신호들에 대하여 채널 부호화 (channel coding) 및 펄스 형성 (pulse shaping) 등의 기저대역 처리를 수행하는 기저대역 처리부 (104), 상기 기저대역 처리를 거친 신호들을 반송파에 싣는 고주파 처리부 (106) 및 M 개의 송신 안테나를 사용하여 고주파 신호를 전송하는 송신 안테나부 (108) 로 구성된다.

수신부 (130) 는 송신부 (100) 에서 전송된 신호를 다중 안테나를 사용하여 수신하는 수신 안테나부 (132) 와 수신 안테나를 통해 수신된 신호들에 대하여 고주파 및 기저대역 처리를 수행하는 고주파 및 기저대역 처리부 (134), 고주파 및 기저대역 처리부 (134) 를 거친 신호들로부터 신호들이 전파 도중 경험한 채널 반응을 추정하는 채널 추정부 (136) 와 상기 고주파 및 기저대역 처리를 거친 신호들과 상기 채널 추정부에서 추정된 채널 반응을 통해 데이터를 복원하는 데이터 복원부 (138) 로 구성된다.

종래의 시스템이 계층화된 검출기 구조를 갖는다는 것은 데이터를 복원하는 데이터 복원부가 계층화된 구조를 갖는다는 것을 뜻한다. 이하에서는 종래의 계층화된 정보신호 복원부의 동작을 'P. W. Wolniansky', 'G. J. Foschini', 'G. D. Golden' 및 'R. A. Valenzuela'에 의해 "V-BLAST: An Architecture for Realizing Very High Data Rates Over the Rich Scattering Wireless Channel" 이라는 제목으로 International Symposium on Signals, Systems and Electronics에 1998년도 발표된 논문을 참조하여 설명한다.

수신부 (130) 에서 N 개의 수신 안테나를 통해 수신되는 신호들의 기저대역 등가신호 (baseband equivalent signals) 를 벡터 형태로 표현하면 다음과 같다.

y = Hx + n

여기서, x = 는 M 개의 송신 안테나를 통해 전송된 데이터를 벡터로 나타낸 것이고, H 는 M 개의 송신 안테나로부터 N 개의 수신 안테나까지의 채널 반응을 나타내는 N x M 차원의 채널 반응 행렬이며, n = 은 수신단에서 각각의 수신 안테나를 통해 수신된 신호들에 더해지는 잡음 신호를 나타낸다. 채널 반응 행렬 H 은 채널 추정부에서 추정된 값들로부터 얻어진다.

데이터 복원부는 선형 결합 널링 (linear combinational nulling) 과정과 심볼 상쇄 (symbol cancellation) 과정을 통하여 데이터를 복원한다. 선형 결합 널링은 최소 자승 평균 오차 (minimum mean-square error: MMSE) 방법이나 강제 영화 (zero forcing) 방법을 이용하여 검출하고자 하는 신호 이외의 간섭신호들을 널링한다. 이하에서는 선형 결합 널링의 방법으로서 강제 영화 방법을 채택한 경우를 예로 들어 설명하도록 한다.

선형 결합 널링의 방법으로 강제 영화 방법을 채택할 경우 i 번째 송신 안테나에서 송신된 심볼을 검출하기 위해서는 수학식 2 에 나타낸 바와 같은 성질을 갖는 가중치 벡터 w _i 와 수신 신호 벡터 y 를 내적하면 된다.

여기서 는 행렬 H 의 j번째 열을 나타내고, δ 는 델타 함수를 나타낸다. 는 색인 i,j가 같은 값일 때, 1 이고, i,j가 다른 값일 때는 0 이라고 정의한다. 수학식 2 를 만족시키는 가중치 벡터 w _i 는 다음과 같이 구해진다.

수학식 3 에서 G 를 널링 행렬이라 부르고, 채널 반응 행렬 H 의 의사 역행렬 (pseudo inverse matrix) 을 취하여 얻는다. H ⁺ 는 행렬 H의 의사 역행렬을 나타내고, ( ) ^T 는 괄호 안의 행렬의 전치 행렬을 나타낸다. 즉, 가중치 벡터는 널링 행렬의 i 번째 행을 선택함으로써 얻을 수 있다.

상술한 바에 의하여 i 번째 송신 안테나에서 송신된 심볼을 선택할 수 있는데, 데이터 복원부에서는 우선 M 개의 송신 안테나로부터 송신된 심볼들 가운데 신호대잡음비가 가장 큰 심볼을 선택하며, 각 심볼들의 신호대잡음비는 채널 반응 정보로부터 구할 수 있다.

수신 신호 벡터 (y) 와 선택된 심볼에 상응하는 가중치 벡터를 내적하는 선형 결합 널링 처리를 수행함으로써 선택된 심볼을 검출한다. 선형 결합 널링 처리를 통해 검출된 심볼은 재생성되고, 이를 수신 신호 벡터 (y) 로부터 제거하는 심볼 상쇄 처리를 수행한다.

심볼 상쇄 처리를 통해 앞서 검출된 심볼에 의한 간섭신호가 제거되기 때문에, 수신 벡터에서 유효한 간섭 신호의 개수가 줄어드는 결과를 가져온다. 이러한 심볼 상쇄 처리는 판정 귀환 등화기 (decision feedback equalizer) 와 유사한 역할을 수행한다고 할 수 있다. 상술한 과정에서 새로 얻어진 수신 신호 벡터에서 신호대잡음비가 다음으로 큰 심볼에 대하여 다시 선형 결합 널링 처리와 심볼 상쇄 처리를 반복하게 되고, 모든 심볼이 검출될 때까지 이를 반복한다.

도2는 상술한 종래 시스템에서의 계층화된 데이터 복원부 (138) 의 동작을 나타내는 블록 구성도이다. 종래의 계층화된 데이터 복원부 (138) 는 고주파 및 기저대역 처리부 (134) 와 채널 추정부 (136) 로부터 각각 수신 신호 벡터 y 와 채널 반응 행렬 H 를 입력받아 동작한다.

데이터 복원부는 상술한 바와 같이, 송신 심볼들의 검출 순서와 가중치 벡터를 구하고, 수신 신호 벡터 (y) 와 선택된 심볼의 가중치 벡터 w _i 를 내적하여 판정 변수 (decision statistic) 를 구하는 M 개의 선형 결합 널링 단계 (200-1 ~ 200-M) 와 판정 변수로부터 데이터를 복원하는 M 개의 슬라이서 (210-1 ~ 210-M) 및 복원된 데이터를 채널 반응을 거친 신호로 재생성하여 수신 신호 벡터로부터 감산하는 M-1 개의 재생성부로 이루어진다.

이상을 요약하면, 계층화된 데이터 복원부는 추정된 채널 반응으로부터 각 심볼에 해당하는 신호대잡음비와 가중치 벡터를 계산하고, 신호대잡음비가 가장 큰 송신 심볼에 해당하는 가중치 벡터와 수신 신호 벡터를 내적하여 해당 심볼의 판정 변수를 얻어내고 (200-1), 이 판정 변수를 통해 데이터를 복원하고 (210-1), 복원된 데이터를 재생성하여 수신 신호 벡터로부터 감산한다 (220-1). 이러한 과정을 신호대잡음비가 두번째로 큰 송신 심볼에 대하여 다시 수행하고 (200-2,210-2,220-2), M 개의 송신 심볼이 모두 복원될 때까지 반복한다 (200-M,210-M).

이와 같이, 계층화된 구조의 검출기는 검출 계층이 하나씩 증가함에 따라 심볼 상쇄 공정에 의해 수신 신호에서 간섭 신호의 개수가 하나씩 감소하므로, 후순위 검출 계층으로 갈수록 다이버시티 이득은 증가하게 된다. 즉, 최초 검출 계층에서는 수신 신호로부터 N-1 개의 신호를 널링한 후에 다이버시티를 위한 결합을 하기 때문에 다이버시티 이득이 M-(N-1) 이지만, 다음 검출 계층에서는 널링할 신호가 N-2 개이므로 다이버시티 이득은 M-(N-2) 로 1 만큼 증가한다. 따라서 최종 검출 단계에서는 M 의 다이버시티 이득을 얻게 된다. 이와 같이 계층화된 구조의 검출기를 사용하면, 일률적으로 신호를 널링시키는 다른 선형 검출기에 비하여 높은 다이버시티 이득을 얻을 수 있다. 따라서, 채널 반응 정보를 피드백하지 않더라도, 상당한 정도로 낮은 비트수신오율을 담보할 수 있다. 또한, 채널 반응 정보의 량이 많다는 점을 감안할 때, 이를 피드백하지 않는 것은 채널 사용 효율을 높일 수 있다.

그러나, 검출 계층의 순서가 빠를수록 선형 결합 널링 공정에서 상대적으로 많은 수의 간섭 신호를 널링하여야 하므로, 검출 순서가 빠른 심볼은 상대적으로 낮은 다이버시티 이득 (diversity gain)을 얻게 된다. 이러한 이유로 인하여, 일반적으로, 검출 계층의 순서가 빠른 심볼일수록 비트수신오율 (bit error rate) 측면에서 더 열등한 성능을 나타내게 되고, 각 검출 계층은 그 순서에 따라 차등적인 성능을 보이게 된다.

또한, 전체 비트수신오율은 가장 열등한 검출 계층에서의 비트수신오율에 의하여 크게 영향을 받는다는 점을 감안하면, 종래의 계층화된 구조의 다중 송수신 안테나 통신 시스템은 비트수신오율 측면에서 볼 때, 여전히 개선의 여지를 갖고 있다.

따라서, 본 발명의 목적은 수신측에서 채널 반응 정보를 가공하여 송신측에 피드백함으로써, 피드백 데이터 량을 감소시키고, 송신측에서는 이 피드백 데이터를 이용하여 데이터를 전송함으로써, 비트수신오율이 보다 개선된 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 다른 목적은 피드백 데이터로서 송신측의 전력을 제어할 수 있는 제어 신호를 수신측에서 피드백해줌으로써, 보다 개선된 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법을 제공하는 것이다.

본 발명의 또 다른 목적은 수신측에서 송신측으로 송신측의 전력을 제어할 수 있는 제어 신호를 피드백해줌으로써, 보다 개선된 계층화된 구조의 검출기를 갖는 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법을 제공하는 것이다.

상술한 목적을 달성하기 위하여, 본 발명의 제 1 태양은 M 개의 안테나로 이루어진 제 1 안테나 세트를 통하여, 데이터를 병렬 송수신하는 제 1 송수신 장치 및 N 개의 안테나로 이루어진 제 2 안테나 세트를 통하여 데이터를 송수신하는 제 2 송수신 장치를 포함하는 무선 통신 시스템에 있어서, 제 2 송수신 장치는, 수신된 신호가 전파 도중에 겪은 채널 반응을 추정하는 채널 반응 추정부, 추정된 채널 반응에 의하여, M 개의 수신된 신호 각각에 대응하는 기송신 전력값을 추출하고 M 개의 수신된 신호로부터 최적의 송신 전력값을 계산하는 전력 계산부, 최적의 송신 전력값을 제 1 송수신 장치로 전송하는 전송부 및 추정된 채널 반응 및 기송신 전력값을 이용하여, 수신된 신호로부터 데이터를 복원하는 데이터 복원부를 포함하며, 제 1 송수신 장치는, 피드백된 제어 신호에 따라, 전송하고자 하는 M 개의 병렬 신호에 각각 전력을 할당하기 위한 전력 할당부를 포함하는 다중 안테나 무선 통신 시스템 및 그 방법을 제공한다.

이때, 최적의 송신 전력값을 계산하는 방법에는 여러 가지가 있을 수 있으며, 그 일예로서 수신된 신호 각각에 대한 신호대잡음비를 이용하여 무선 통신 시스템 전체 비트수신오율이 최소가 되도록 하는 방법으로 최적의 송신 전력값을 계산할 수도 있다.

종래의 다중 안테나 무선 통신 시스템에서는 전송 신호가 전파 도중에 겪는 채널 반응에 관한 정보가 송수신 안테나 수의 곱에 비례하여 증가하기 때문에, 이를 피드백하게 되면 오히려 채널 효율이 떨어지는 문제가 있으므로, 이 정보를 피드백하지 않고 전송율 및 비트수신오율을 개선하고자 노력하여 왔다.

그러나, 본 발명에서는 채널 반응에 관한 정보를 그대로 피드백하는 대신 이를 가공하여 피드백 데이터 량을 현저히 감소시킴으로써, 피드백에 따른 채널 효율 저하를 최소화하고, 송신측에서는 이 피드백 신호를 사용하여 데이터를 전송함으로써, 전송율 및 비트수신오율을 보다 개선할 수 있게 한다.

본 발명의 제 1 태양은 채널 반응에 관한 정보를 가공하는 일 예로서, 채널 반응 정보로부터 각 안테나에서 전송되는 데이터에 대한 신호대잡음비를 산출하고 이것으로부터 최적의 송신 전력량을 계산하여, 이 값을 송신측에 피드백함으로써, 송신측이 이 값을 토대로 송신측의 전력을 제어할 수 있도록 하는 시스템을 제공한다. 이하에서는 도 3 을 참조하여 본 발명의 제 1 태양에 따른 일 실시예를 설명한다.

도 3 은 본 발명의 제 1 태양에 따른 일 실시예를 도시한 구성도이다. 이 시스템은 피드백 데이터로부터 얻어진 전력 할당 정보에 의해 송신 전력을 할당하고, 이렇게 할당된 송신 전력으로 데이터를 다중의 안테나를 통해 전송하는 제 1 송수신 장치 (300) 와 무선 채널을 통과한 전송신호를 다중의 안테나로 수신하여 데이터를 복원하고, 최적의 송신 전력을 계산하여 송신단으로 피드백하는 제 2 송수신 장치 (330) 로 구성된다.

이 시스템의 제 1 송수신 장치 (300) 는 데이터를 M 개의 병렬 신호로 분배하는 디멀티플렉서 (302) 와 디멀티플렉서로부터의 출력 신호들에 대하여 채널 부호화 (channel coding) 및 펄스 형성 (pulse shaping) 등의 기저대역 처리를 수행하는 기저대역 처리부 (304), 상기 기저대역 처리를 수행한 신호들에 각각 상응하는 송신 전력을 할당하는 전력 할당부 (312), 기저대역 처리 및 송신 전력 할당을 받은 신호들을 반송파에 싣는 고주파 처리부 (306) 및 M 개의 송신 안테나를 사용하여 상기 고주파 신호를 전송하는 제 1 송신 안테나부 (308) 및, 피드백 채널을 거쳐 전송된 피드백 신호를 수신하는 제 1 수신 안테나부 (310) 로 구성된다.

여기서, 전력 할당부 (312) 는 제 1 수신 안테나부 (310) 에 수신된 피드백 신호로부터 전력 할당 정보를 복원하여 기저대역 처리를 거친 신호들에게 각각 그에 상응하는 송신 전력을 할당한다.

제 2 송수신 장치 (330) 는 제 1 송수신 장치로부터 전송된 신호를 N 개의 안테나를 통해 수신하는 제 2 수신 안테나부 (332) 와 제 2 수신 안테나를 통해 수신된 신호들에 대하여 고주파 및 기저대역 처리를 수행하는 고주파 및 기저대역 처리부 (334), 고주파 및 기저대역 처리부를 거친 신호들로부터 이 신호들이 무선 채널을 통해 전파되는 동안 경험한 채널 반응을 추정하는 채널 추정부(336), 채널 추정부에서 추정된 채널 반응을 이용하여 M 개의 신호 각각에 대한 기송신 전력 (전송된 M 개의 신호에 할당된 전력) 을 추출하고, M 개의 신호 각각의 신호대잡음비를 토대로 시스템 전체의 비트수신오율을 최소화하도록 최적의 송신 전력값을 계산하는 전력 계산부 (340), 이 값을 제 1 송수신 장치에 피드백하는 전송부 (342), 채널 추정부를 통해 추정된 채널 반응과 전력 계산부에서 계산된 기송신 전력값을 통해 고주파 및 기저대역 처리를 거친 신호로부터 데이터를 복원하는 데이터 복원부 (338)로 구성된다.

본 발명의 제 1 태양의 동작원리를 살펴보면, 다음과 같다. 수신되는 M 개의 신호는 각각 전송 경로가 다르기 때문에, 비트수신오율도 각각이 서로 다르다. 따라서, M 개의 신호 중 비트수신오율이 높은 신호를 송출하는 안테나의 송신 전력을 높여주고, 비트수신오율이 낮은 신호를 송출하는 안테나의 송신 전력을 낮춤으로써, 전체적으로 제한된 전력하에서 가장 낮은 비트수신오율을 달성할 수 있게 한다. 이를 위하여, 본 발명은 수신측으로부터 송신측으로 소정의 제어 신호를 피드백하는데, 이 피드백 신호는 M 개의 신호가 전송되는 도중 경험하게 되는 채널 반응 정보를 모두 포함하는 것이 아니고, 이 정보를 가공하여 얻어진 작은 사이즈의 정보이므로, 피드백에 의한 채널 비효율성은 최소화될 수 있다.

특히, 본 발명의 제 2 태양은 상술한 본 발명의 특징을 계층화된 검출기 구조를 갖는 다중 안테나 통신 시스템에 적용함으로써, 보다 개선된 다중 안테나 통신 시스템 및 그 방법을 제공한다.

즉, 이미 살펴본 바와 같이 계층화된 검출기 구조를 갖는 다중 안테나 통신 시스템은 각 검출 계층별로 비트수신오율이 상이하므로, 비트수신오율이 높은 검출 계층에 대해 보다 높은 전력량을 할당하여 전송함으로써, 전체 비트수신오율을 획기적으로 개선할 수 있다.

예를 들면, 계층화된 검출기에서는 신호대잡음비가 가장 큰 신호부터 검출되지만, 다이버시티 이득은 계층의 말단으로 갈수록 증가하므로, 다이버시티 이득에 의하여 크게 영향을 받는 비트수신오율은 최초 검출 신호가 가장 크고, 최종 검출 신호가 가장 작다. 따라서, 최초로 검출된 신호를 송출한 안테나의 송신 전력을 높이고, 최종으로 검출된 신호를 송출한 안테나의 송신 전력을 낮춤으로써, 제한된 전력하에서 비트수신오율을 최소화할 수 있다. 그러나, 이것은 하나의 예일 뿐이고, 각 계층에서의 비트수신오율은 반드시 이와 같이 결정되는 것은 아니다.

도 4 는 본 발명의 제 2 태양에 따른 일 실시예의 전력 계산부에서 신호가 처리되는 과정을 도시한 흐름도이다. 이하에서는 도 2 내지 도 4를 참조하여 본 발명의 제 2 태양의 동작 원리를 보다 상세히 설명한다.

본 발명의 제 2 태양의 제2 송수신 장치의 수신단에서 제 2 수신 안테나를 통해 수신되는 신호들의 기저대역 등가신호를 벡터 형태로 표현하면 다음과 같다.

y = HPx + n

여기서, P 는 제 1 송수신 장치의 송신단의 전력 할당부 (312) 에서 기저대역 처리를 거친 신호들에 대하여 각각 그에 상응하는 송신 전력을 할당하는 역할을 수행하는 행렬로서 다음과 같이 각 송신 안테나를 통해 전송되는 신호들에 할당되는 전력값의 제곱근 () 을 원소로 갖는 대각 행렬로 표현된다.

제 1 송수신 장치에서 사용할 수 있는 전체 송신 전력에는 한계가 있으므로, 각 송신 안테나에 할당되는 전력값들의 총합 () 을 P_total 이라고 제한한다. 이외의 행렬이나 벡터의 정의는 수학식 1에 나타난 종래의 시스템의 경우를 그대로 사용한다. 전력 할당부 (312) 에서 각 심볼에 할당한 기송신 전력은 제 2 송수신 장치의 채널 추정부 (336) 에서 얻어진 채널 반응 정보로부터 추출된다.

본 발명의 제 2 태양의 제 2 송수신 장치의 데이터 복원부 (338) 에서 송신 벡터 x의 원소들을 검출하는 과정은 채널 반응 행렬에 전력 할당 행렬이 곱해진 행렬 (HP) 을 새로운 가상 채널 반응 행렬 (H') 로 나타내면 도 2 를 참조하여 설명한 종래의 시스템의 계층화된 데이터 복원부의 과정과 동일하게 된다.

채널 반응 행렬은 채널 추정부 (336) 로부터, 전력 할당 행렬은 전력 계산부 (340) 로부터 각기 얻어진다. 이 경우 수학식 4 를 다음과 같이 다시 표현할 수 있다.

y = HPx + n = H'x + n

데이터 복원부 (338) 에서 선형 결합 널링 방법으로 강제 영화 방법을 채택할 경우 본 발명에 의한 상기 계층화된 데이터 복원부의 동작을 귀납적인 과정으로 아래와 같이 나타낼 수 있다.

초기화 과정

(1) i 는 1 로 초기화 한다.

(2) y ₁ 을 수신 벡터 y 로 설정한다.

(3) 신호대잡음비가 가장 큰 송신 심볼을 찾기 위하여

a. i 번째 검출 계층의 널링 행렬 () 을 가상 채널 반응 행렬 (H') 의 의사 역행렬로 취한다.

b. 널링 행렬의 모든 행들 중에서 크기가 가장 작은 행을 (k_i) 로 취한다.

귀납 과정

(4) 앞서 얻어진 널링 행렬의 (k_i) 번째 행을 (k_i) 번째 심볼에 상응하는 가중치 벡터 () 로 취한다.

(5) (4) 에서 얻은 가중치 벡터와 수신 벡터의 내적을 통해 k_i 번째 심볼의 판정 변수를 얻는다.

(6) (5) 에서 얻어진 판정 변수를 슬라이서 (slicer)에 통과시켜 k_i 번째 심볼의 복원값 () 을 구한다.

(7) 수신 벡터에서 k_i 번째 심볼에 의한 신호 성분을 제거하여 새로운 수신 벡터를 구한다. 즉,

를 구한다.

(8) 가상 채널 반응 행렬의 k_i 번째 행을 제거하여 새로운 가상 채널 반응 행렬 () 을 구한다.

(9) i+1 번째 널링 행렬 () 을 행렬 () 의 유사 역행렬로 취한다.

(10) i 값을 1 증가시킨다. i 값이 M 보다 크면 종료하고 아니면 (4) 로 되돌아 간다.

이때, i 번째 검출 계층에 해당하는 널링 행렬 () 은 다음과 같이 구하여 진다.

여기서, 는 전력 할당 행렬 (P) 의 k₁,k₂,,,k_i 번째 행과 열을 제거하여 얻어진 행렬이고, G _i 는 송신 벡터에 전력 할당 행렬을 곱하지 않고 전송하였다고 가정할 때 얻어지는 널링 행렬로서 동일한 채널 반응을 겪은 종래의 시스템에서의 널링 행렬과 같다.

이 때, i 번째 검출 계층에 해당하는 심볼를 검출하기 위한 가중치 벡터 (w _i ') 는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

수학식 7에서와 마찬가지로 수학식 8의 는 송신부에서 송신 벡터에 전력 할당 행렬을 곱하지 않고 전송하였다고 가정할 때 얻어지는 가중치 벡터로서 동일한 채널 반응을 겪은 종래의 시스템에서의 가중치 벡터와 같다.

이하에서, 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력을 구하기 위한 전력 계산부 (340) 의 동작을 자세하게 설명한다. 최적의 송신 전력값을 구하기 위해서는 먼저 데이터 복원부 (338) 의 각 계층에서의 비트수신오율을 채널 반응 정보와 할당될 송신 전력값의 함수로 나타내는 것이 필요하다.

선형 결합 널링 처리에서 강제 영화 방법을 사용할 경우 i 번째 검출 계층에서 얻어진 판정 변수의 신호대잡음비 () 는 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, 은 수신단에서 더해지는 잡음 신호의 분산으로서, 각 수신 안테나에 해당하는 잡음 신호들은 모두 같은 크기의 분산을 갖는다고 가정한다. 수학식 9의 신호대잡음비는 해당하는 심볼에 할당되는 전력값과 채널 반응 정보에서 얻어진 가중치 벡터의 크기, 그리고 잡음 신호의 분산에 관계됨을 알 수 있다.

i 번째 검출 계층에 해당하는 심볼의 비트수신오율 은 수학식 9에서 얻어진 신호대잡음비의 함수로 다음과 같이 나타낼 수 있다.

여기서, f 는 변조 방식에 따라 정해지는 함수로서, 예를 들면 이진 위상 편이 변조 (binary phase shift keying: BPSK) 나 직교 진폭 변조(quardrature amplitude modulation: QAM) 등 송신부에서 어떤 변조 방식을 사용하느냐에 의해 결정된다. 각각의 검출 계층에서 복원되는 심볼들은 서로 독립적이므로 전체 시스템의 비트수신오율 은 수학식 10에 나타난 각 검출 계층의 비트수신오율들의 산술 평균을 취함으로써 구할 수 있다.

전체 송신 전력 제한을 고려하여 수학식 11에서 구해진 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력 () 을 구하기 위해서 라그랑제 승수(Lagrange multiplier)의 방법을 사용하기 위해 다음과 같은 목적함수를 정의한다.

수학식 12에 수학식 11을 대입한 후 각각의 송신 전력 () 로 편미분하여 0 이 되는 값을 구하면 다음과 같은 M 개의 식을 얻을 수 있다.

수학식 13의 해가 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력 () 들의 집합이 된다. 여기서 라그랑제 승수 ( lambda ) 의 값은 전체 송신 전력 제한식으로부터 정해진다. 수학식 13에서 볼 수 있듯이 각 심볼에 해당하는 송신 전력 () 는 송신부에서 송신 벡터에 전력 할당 행렬을 곱하지 않고 전송하였을 경우에 얻어지는 해당 심볼의 가중치 벡터 (w _i ) 와 잡음 신호의 분산의 크기 () 에 의해 정해진다.

수학식 13에서 얻어진 송신 전력값들을 제 1 송수신 장치의 전력 할당부 (340) 에서 각 심볼들에 할당하여 전송함으로써 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화할 수 있다.

지금까지는 각 검출 단계에서의 비트수신오율이 서로 독립적이라는 가정하에서 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력값을 구하였다. 그러나, 일반적으로 이전 검출 단계에서의 수신오류는 다음 단계에서의 수신오류를 유발할 확률을 증가시키기 때문에 (각 검출 단계에서의 비트수신오율은 종속적임), 가능하면 전 단계에서의 비트수신오율을 더욱 낮출 수 있도록 전력을 할당할 필요가 있다.

우선, 이전 검출 단계에서의 비트수신오류가 다음 단계에서 α의 확률로 에러를 유발한다고 가정할 경우에 i 번째 검출 단계에서의 비트수신오율 을 수학적으로 분석하면 다음과 같다.

= {1, 2, ,,, i-1 번째 검출 단계에서 수신오류가 발생하지 않을 확률}ㆍ + {1, 2, ,,, i-1 번째 검출 단계에서 수신오류가 발생할 확률}ㆍα (여기서, () 는 전 검출 단계에서의 수신오류가 다음 단계로 전달되지 않는다고 가정할 경우의 i 번째 검출 단계에서의 비트수신오율을 나타냄)

와 같이 된다.

가 1 보다 훨씬 작다고 가정하고, 상술한 방법으로 각 검출 단계에서의 비트수신오율을 구하면,

= ,

ㆍ + ㆍα

≒ + ㆍα ,

ㆍㆍ + {ㆍ + ㆍ}ㆍα

≒ + ㆍα

= + ㆍα+ ㆍα(1 + α) ,

,,,,,

≒ + ㆍα(1 + α) 와 같이 구해진다.

따라서, 시스템 전체의 비트수신오률은,

=

= ( + ㆍα(1 + α)^j-1)

≒ {1 + α + α(1 + α) +....+ α(1 + α)^M-i-1}ㆍ

= (1 + α)^M-iㆍ 와 같이 된다.

따라서, 수학식 12에 대응하는 목적함수는 에 관한 식을 대체함으로써 얻을 수 있다.

도 4 는 본 발명의 제 2 태양에 따른 일 실시예의 전력 계산부에서 신호가 처리되는 과정을 도시한 흐름도이다. 전력 계산부 (340) 는 채널 추정부 (336) 로부터 채널 반응 행렬 (H) 과 잡음 신호의 분산 () 값을 넘겨받아, 각 심볼들의 복원 순서와 가중치 벡터들을 구하는 단계 (410) 와 구해진 가중치 벡터들과 잡음 신호의 분산 값 () 으로부터 최적의 송신 전력값을 계산하는 단계 (430) 로 이루어진다.

단계 (410) 에서는 검출 계층의 색인을 1로 초기화하고(412) 채널 반응 행렬 H로부터 첫번째 널링 행렬 G ₁을 구하고 널링 행렬로부터 신호대잡음비가 가장 큰 심볼에 해당하는 가중치 벡터 () 를 구하여 메모리 (440) 에 저장한 후 (단계 414), 색인값이 M 과 같은지 판별하여 (단계 416) M 보다 작은 경우 채널 반응 행렬 (H) 로부터 단계 (단계 414) 에서 구한 가중치 벡터에 해당하는 열을 제거하여 새로운 채널 반응 행렬 () 를 얻고 (단계 418) 검출 계층의 색인을 1 증가시켜 (단계 420) 상기 단계 (414) 부터의 과정들을 반복하고, 단계 (416) 에서 색인값이 M 과 같게 되면 모든 심볼에 해당하는 가중치 벡터가 구해진 것이므로 단계 (430) 으로 진행한다.

계 (430) 에서는 메모리 (440) 로부터 각 심볼에 해당하는 가중치 벡터들을 넘겨받아 이 값들과 값으로부터 수학식 13에 제시된 방법으로 최적의 송신 전력값을 계산하여 데이터 복원부 (338) 와 제어 신호 생성 및 전송부 (342) 로 출력한다.

상술한 바와 같이, 본 발명의 제 1 태양 또는 제 2 태양은 전력 계산부에서 구해진 최적의 송신 전력값로 제 1 송수신 장치의 송신 전력을 제어함으로써, 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화할 수 있다.

상술한 예들에서는 채널 반응 정보를 가공하는 방법으로서, 전력값을 사용하고 있으나, 그 이외에 다른 방법을 사용하여 채널 반응 정보를 단순화하고 이를 피드백함으로써, 전송율 및 비트수신오율을 개선할 수도 있다.

또한, 상술한 예에서는 최적의 전력값을 계산하는 방법으로서 라그랑제 승수 방법을 사용하고 있으나, 그 이외에 다른 방법을 사용하여 전력값을 계산할 수도 있다.

이상 살펴본 본 발명의 제 1 태양 또는 제 2 태양에서는 송신 주파수와 수신 주파수가 서로 분리되는 경우에 관한 것으로서, 송수신 주파수가 상이하기 때문에 송신 채널과 수신 채널에서 신호가 경험하는 채널 반응이 다르다. 따라서, 송신 채널의 채널 반응으로부터 추출된 최적의 송신 전력값을 수신측에서 송신측으로 피드백하는 수단 또는 과정이 필요하였다.

그러나, 송신 주파수와 수신 주파수가 동일한 TDD 방식에서는 송신 채널과 수신 채널에서 신호가 경험하는 채널 반응이 동일하여 굳이 이를 피드백할 필요가 없다. 즉, 송신측에서는 수신된 신호로부터 채널 반응을 추정하여 그 정보로부터 최적의 송신 전력값을 구하고, 그 값을 이용하여 송신하면 된다.

본 발명의 제 3 태양 및 제 4 태양은 본 발명의 제 1 태양 및 제 2 태양을 상술한 TDD 방식일 경우에 적합하도록 변형한 것으로서, 전력 제어 신호를 피드백하지 않아도 되므로, 이를 피드백하는 전송부를 제거한 것으로서, 다른 구성 요소 및 동작 원리는 동일하므로 설명은 생략한다.

이상은 예를 들어 본 발명을 설명한 것으로서, 본 발명은 상술한 예에 한정되지 않으며, 본 발명의 권리는 첨부된 특허청구범위에 기재된 바에 따라 결정된다. 또한, 동 업계에 종사하는 자에 의하여 본 발명의 다양한 변형예들이 실시될 수 있으나, 이는 모두 본 발명의 권리 범위에 속하는 것임을 명백히 한다.

상술한 바와 같이 본 발명은, 신호가 무선 채널을 통하여 전파되는 동안 경험하게 되는 채널 반응 정보를 작은 사이즈로 가공하여 송신측에 피드백하고, 송신측은 이 신호를 신호 전송을 위한 제어 신호로서 사용하기 때문에, 피드백에 의한 채널 비효율성을 최소화하고, 전송율 및 비트수신오율을 개선하는 효과가 있다.

특히, 계층화된 구조의 검출기를 갖는 다중 안테나 통신 시스템에서는, 각 계층에 따라 비트수신오율이 상이하기 때문에, 각 계층별로 최적의 전력값을 계산하고, 그 값을 송신측에 피드백하고, 이 신호로 송신 전력을 제어함으로써, 피드백에 의한 채널 비효율성을 최소화하고, 전송율 및 비트수신오율을 더욱 개선하는 효과가 있다.

도 1 은 종래의 계층화된 검출기 구조를 갖는 다중 송수신 안테나 무선 통신 시스템의 블록 구성도이다.

도2는 상술한 종래 시스템에서의 계층화된 데이터 복원부 (138) 의 동작을 나타내는 블록 구성도이다.

도 3 은 본 발명의 제 1 태양에 따른 일 실시예를 도시한 구성도이다.

도 4 는 본 발명의 제 2 태양에 따른 일 실시예의 전력 계산부에서 신호가 처리되는 과정을 도시한 흐름도이다.

Claims

M 개의 안테나로 이루어진 제 1 안테나 세트를 통하여, 데이터를 병렬 송수신하는 제 1 송수신 장치 및 N 개의 안테나로 이루어진 제 2 안테나 세트를 통하여 데이터를 송수신하는 제 2 송수신 장치를 포함하는 다중 안테나 무선 통신 시스템에 있어서,

상기 제 2 송수신 장치는,

수신된 신호가 전파 도중에 겪은 채널 반응을 추정하는 채널 반응 추정부;

상기 추정된 채널 반응에 의하여, M 개의 상기 수신된 신호 각각에 대응하는 기송신 전력값을 추출하고, M 개의 상기 수신된 신호로부터 비트수신성능을 향상시키는 최적의 송신 전력값을 계산하는 전력 계산부;

상기 최적의 송신 전력값을 제 1 송수신 장치로 전송하는 전송부; 및

상기 추정된 채널 반응 및 상기 기송신 전력값을 이용하여, 상기 수신된 신호로부터 상기 데이터를 복원하는 데이터 복원부를 포함하며,

상기 제 1 송수신 장치는,

피드백된 상기 최적의 송신 전력값에 따라, 전송하고자 하는 M 개의 병렬 신호에 각각 전력을 할당하기 위한 전력 할당부를 포함하고,

상기 데이터 복원부는,

상기 제 2 안테나 세트를 통하여 수신된 M 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하고, 복원된 신호를 상기 수신된 M 개의 신호로부터 제거한 후, M-1 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하는 과정을 M 개의 신호가 모두 복원될 때까지 되풀이하는 다층화된 검출 구조를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 1 항에 있어서, 상기 전력 계산부는,

상기 수신된 신호 각각에 대응하는 신호대잡음비를 이용하여 상기 무선 통신 시스템 전체 비트수신오율을 최소화하는 최적의 송신 전력값을 계산하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
삭제
제 1 항에 있어서,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 각 검출 계층에서의 비트수신오율의 산술 평균이며,

상기 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력값을 구하는 방법은 라그랑제 승수법인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수를 각각 , , w _i , 및 f( ) 라고 할 때,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 4 항에 있어서,

상기 비트수신오율은 이전 검출 단계에서의 비트수신오류가 다음 단계의 비트수신오율에 영향을 미치는 것으로 하여 계산된 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 6 항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수, 이전 검출단계에서 비트수신오류가 발생할 경우 다음 단계에서 비트수신오류가 발생할 확률을 각각 , , w _i , , f( ) 및 α라고 할 때,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 = (1 + α)^M-iㆍ 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
M 개의 안테나로 이루어진 제 1 안테나 세트를 통하여, 데이터를 병렬 송수신하는 제 1 송수신 장치 및 N 개의 안테나로 이루어진 제 2 안테나 세트를 통하여 데이터를 송수신하는 제 2 송수신 장치를 포함하는 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 데이터를 송수신하는 방법에 있어서,

제 1 송수신 장치로부터 전송된 M 개의 신호가 전파 도중 겪은 채널 반응을 추정하는 단계;

상기 추정된 채널 반응을 이용하여, 상기 전송된 M 개의 신호 각각에 대응하는 기송신 전력값을 추출하고, 상기 전송된 M 개의 신호로부터 비트수신성능을 향상시키는 최적의 송신 전력값을 계산하는 단계;

상기 최적의 송신 전력값을 상기 제 1 송수신 장치에 전송하는 단계;

상기 추정된 채널 반응과 상기 기송신 전력값을 이용하여 데이터를 복원하는 단계;

피드백된 상기 최적의 송신 전력값을 이용하여 상기 제 1 송수신 장치에서 전송될 M 개의 병렬 데이터 각각에 대한 송신 전력값을 할당하는 단계를 포함하며,

상기 데이터를 복원하는 단계는

상기 제 2 안테나 세트를 통하여 수신된 M 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하는 단계;

복원된 신호를 상기 수신된 M 개의 신호로부터 제거하는 단계;

상기 수신된 M 개의 신호 중 하나의 신호가 제거된 M-1 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하는 단계; 및

상기 단계들을 M 개의 신호가 모두 복원될 때까지 되풀이하는 단계를 포함하는 계층화된 검출 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
제 8 항에 있어서, 상기 계산하는 단계는 상기 M 개의 전송된 신호 각각에 대응하는 신호대잡음비를 이용하여 상기 무선 통신 시스템 전체 비트수신오율을 최소화하는 최적의 송신 전력값을 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
제 8 항에 있어서,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 각 검출 계층에서의 비트수신오율의 산술 평균이며,

상기 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력값을 구하는 방법은 라그랑제 승수법인 것을 특징으로 하는 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수를 각각 , , w _i , 및 f( ) 라고 할 때,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 방법.
제 11 항에 있어서,

상기 비트수신오율은 이전 검출 단계에서의 비트수신오류가 다음 단계의 비트수신오율에 영향을 미치는 것으로 하여 계산된 것을 특징으로 하는 방법.
제 13 항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수, 이전 검출단계에서 비트수신오류가 발생할 경우 다음 단계에서 비트수신오류가 발생할 확률을 각각 , , w _i , , f( ) 및 α라고 할 때,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 = (1 + α)^M-iㆍ 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 방법.
M 개의 안테나로 이루어진 제 1 안테나 세트를 통하여, 데이터를 병렬 송수신하는 제 1 송수신 장치 및 N 개의 안테나로 이루어진 제 2 안테나 세트를 통하여 데이터를 병렬 송수신하는 제 2 송수신 장치를 포함하고, 제 1 안테나 세트와 제 2 안테나 세트 간의 채널 반응이 일치하는 다중 안테나 무선 통신 시스템에 있어서,

상기 제 2 송수신 장치는,

수신된 신호가 전파 도중에 겪은 채널 반응과 기송신 전력을 추정하는 채널 반응 및 전력 추정부;

상기 추정된 채널 반응 및 상기 기송신 전력값을 이용하여, 상기 수신된 신호로부터 상기 데이터를 복원하는 데이터 복원부를 포함하며,

상기 제 1 송수신 장치는,

수신된 신호가 전파 도중에 겪은 채널 반응을 추정하는 채널 반응 추정부;

상기 추정된 채널 반응에 의하여, M 개의 상기 수신된 신호 각각에 대응하는 기송신 전력값을 추출하고, M 개의 상기 수신된 신호로부터 비트수신성능을 향상시키는 최적의 송신 전력값을 계산하는 전력 계산부;

상기 최적의 송신 전력값에 따라, 전송하고자 하는 M 개의 병렬 신호에 각각 전력을 할당하기 위한 전력 할당부를 포함하고,

상기 데이터 복원부는,

상기 제 1 또는 제 2 안테나 세트를 통하여 수신된 N 개 또는 M 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하고, 복원된 신호를 상기 수신된 N 개 또는 M 개의 신호로부터 제거한 후, N-1 개 또는 M-1 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하는 과정을 N 개 또는 M 개의 신호가 모두 복원될 때까지 되풀이하는 다층화된 검출 구조를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 15 항에 있어서, 상기 전력 계산부는 상기 수신된 신호 각각에 대응하는 신호대잡음비를 이용하여 상기 무선 통신 시스템 전체 비트수신오율을 최소화하는 최적의 송신 전력값을 계산하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
삭제
제 15 항에 있어서,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 각 검출 계층에서의 비트수신오율의 산술 평균이며,

상기 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력값을 구하는 방법은 라그랑제 승수법인 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 18 항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개 또는 N 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수를 각각 , , w _i , 및f( ) 라고 할 때, 비트수신오율은 또는 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 또는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 18 항에 있어서,

상기 비트수신오율은 이전 검출 단계에서의 비트수신오류가 다음 단계의 비트수신오율에 영향을 미치는 것으로 하여 계산된 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 20 항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수, 이전 검출단계에서 비트수신오류가 발생할 경우 다음 단계에서 비트수신오류가 발생할 확률을 각각 , , w _i , , f( ) 및 α라고 할 때,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 = (1 + α)^M-iㆍ 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
M 개의 안테나로 이루어진 제 1 안테나 세트를 통하여, 데이터를 병렬 송수신하는 제 1 송수신 장치 및 N 개의 안테나로 이루어진 제 2 안테나 세트를 통하여 데이터를 병렬 송수신하는 제 2 송수신 장치를 포함하며, 제 1 안테나 세트와 제 2 안테나 세트 간의 채널 반응이 일치하는 다중 안테나 무선 통신 시스템에서 데이터를 송수신하는 방법에 있어서,

제 1 또는 제 2 송수신 장치로부터 전송된 M 개 또는 N 개의 신호가 전파 도중 겪은 채널 반응을 추정하는 단계;

상기 추정된 채널 반응을 이용하여, 상기 전송된 M 개 또는 N 개의 신호 각각에 대응하는 기송신 전력값을 추출하고, 상기 전송된 M 개 또는 N 개의 신호로부터 비트수신성능을 향상시키는 최적의 송신 전력값을 계산하는 단계;

상기 추정된 채널 반응과 상기 기송신 전력값을 이용하여 데이터를 복원하는 단계; 및

상기 최적의 송신 전력값을 이용하여 상기 제 2 또는 제 1 송수신 장치에서 전송될 N 개 또는 M 개의 병렬 데이터 각각에 대한 송신 전력값을 할당하는 단계를 포함하며,

상기 데이터를 복원하는 단계는

상기 제 2 또는 제 1 안테나 세트를 통하여 수신된 M 개 또는 N 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하는 단계;

복원된 신호를 상기 수신된 M 개 또는 N 개의 신호로부터 제거하는 단계;

상기 수신된 M 개 또는 N 개의 신호 중 하나의 신호가 제거된 M-1 또는 N-1 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하는 단계; 및

상기 단계들을 M 개 또는 N 개의 신호가 모두 복원될 때까지 되풀이하는 단계를 포함하는 계층화된 검출 단계로 이루어진 것을 특징으로 하는 방법.
제 22 항에 있어서, 상기 계산하는 단계는 상기 M 개 또는 N 개의 전송된 신호 각각에 대응하는 신호대잡음비를 이용하여 상기 무선 통신 시스템 전체 비트수신오율을 최소화하는 최적의 송신 전력값을 계산하는 것을 특징으로 하는 방법.
삭제
제 22 항에 있어서,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 각 검출 계층에서의 비트수신오율의 산술 평균이며,

상기 전체 시스템의 비트수신오율을 최소화하는 송신 전력값을 구하는 방법은 라그랑제 승수법인 것을 특징으로 하는 방법.
제 25항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개 또는 N 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수를 각각 , , w _i , 및f( ) 라고 할 때,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 또는 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 또는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
제 25 항에 있어서,

상기 비트수신오율은 이전 검출 단계에서의 비트수신오류가 다음 단계의 비트수신오율에 영향을 미치는 것으로 하여 계산된 것을 특징으로 하는 방법.
제 27 항에 있어서,

상기 송신 전력값을 구하는 방법은,

상기 전체 시스템의 비트수신오율, 각 검출 계층의 비트수신오율, 수신된 M 개의 신호 중 검출하고자 하는 i 번째 신호를 검출할 수 있도록 하는 가중치 벡터, 수신된 신호의 가우시안 잡음의 분산 및 상기 송수신 장치에서 채택한 변조 방식에 의해 결정되는 비트수신오율함수, 이전 검출단계에서 비트수신오류가 발생할 경우 다음 단계에서 비트수신오류가 발생할 확률을 각각 , , w _i , , f( ) 및 α라고 할 때,

상기 전체 시스템의 비트수신오율은 = (1 + α)^M-iㆍ 이 되고,

라그랑제 승수법의 목적함수는 와 같이 정의하는 것을 특징으로 하는 방법.
M 개의 안테나로 이루어진 제 1 안테나 세트를 통하여, 데이터를 병렬 송수신하는 제 1 송수신 장치 및 N 개의 안테나로 이루어진 제 2 안테나 세트를 통하여 데이터를 송수신하는 제 2 송수신 장치를 포함하는 다중 안테나 무선 통신 시스템에 있어서,

상기 제 2 송수신 장치는,

수신된 신호가 전파 도중에 겪은 채널 반응을 추정하는 채널 반응 추정부;

상기 추정된 채널 반응으로부터 상기 무선 통신 시스템 전체 비트수신오율을 최소화하도록 하는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성부;

상기 제어 신호를 제 1 송수신 장치로 전송하는 전송부; 및

상기 추정된 채널 반응을 이용하여, 상기 수신된 신호로부터 상기 데이터를 복원하는 데이터 복원부를 포함하며,

상기 제 1 송수신 장치는,

전송된 상기 제어 신호에 따라, 신호 전송을 제어하며,

상기 데이터 복원부는

상기 제 2 안테나 세트를 통하여 수신된 M 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하고, 복원된 신호를 상기 수신된 M 개의 신호로부터 제거한 후, M-1 개의 신호 중에서 신호대잡음비가 가장 큰 신호를 검출하여 복원하는 과정을 M 개의 신호가 모두 복원될 때까지 되풀이하는 다층화된 검출 구조를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 시스템.
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