TW200947981A - Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit - Google Patents

Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit Download PDF

Info

Publication number
TW200947981A
TW200947981A TW098100254A TW98100254A TW200947981A TW 200947981 A TW200947981 A TW 200947981A TW 098100254 A TW098100254 A TW 098100254A TW 98100254 A TW98100254 A TW 98100254A TW 200947981 A TW200947981 A TW 200947981A
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
signal
equalizer
tap
mask
vector
Prior art date
Application number
TW098100254A
Other languages
English (en)
Inventor
Philip J Pietraski
Mihaela C Beluri
Alpaslan Demir
Jung-Lin Pan
Gregory S Sternberg
Rui Yang
Bin Li
Original Assignee
Interdigital Tech Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Interdigital Tech Corp filed Critical Interdigital Tech Corp
Publication of TW200947981A publication Critical patent/TW200947981A/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L25/03012—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain
    • H04L25/03019—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception
    • H04L25/03038—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a non-recursive structure
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B3/00—Line transmission systems
    • H04B3/02—Details
    • H04B3/04—Control of transmission; Equalising
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/30—Time-delay networks
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
    • H03K5/159—Applications of delay lines not covered by the preceding subgroups
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/76—Pilot transmitters or receivers for control of transmission or for equalising
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03439—Fixed structures
    • H04L2025/03445—Time domain
    • H04L2025/03471—Tapped delay lines
    • H04L2025/03509—Tapped delay lines fractionally spaced
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03535—Variable structures
    • H04L2025/03547—Switching between time domain structures
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03433—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by equaliser structure
    • H04L2025/03535—Variable structures
    • H04L2025/03547—Switching between time domain structures
    • H04L2025/03566—Switching between time domain structures between different tapped delay line structures
    • H04L2025/03585—Modifying the length
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03611—Iterative algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03611—Iterative algorithms
    • H04L2025/03617—Time recursive algorithms
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L25/00—Baseband systems
    • H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
    • H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
    • H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
    • H04L2025/03592—Adaptation methods
    • H04L2025/03598—Algorithms
    • H04L2025/03681—Control of adaptation
    • H04L2025/03687—Control of adaptation of step size
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/003—Correction of carrier offset at baseband only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
    • H04L2027/0026—Correction of carrier offset
    • H04L2027/0038—Correction of carrier offset using an equaliser
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014—Carrier regulation
    • H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
    • H04L2027/0063—Elements of loops
    • H04L2027/0065—Frequency error detectors

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Radio Transmission System (AREA)

Description

200947981 • < 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關被用於正規化最小均方(NLMS)晶片位準等化 (CLE)接收器中之適應等化器。更特別是，本發明係有關可控制適 < 應等化器輸ώ功率之前導振幅參料元，及當靜誠波分接^遮 罩模式或動態濾波分接器遮罩模式被執行時可產生主動分接器遮 罩之主動分接器參考單元。 【先前技術】 如正規化最小均方為基礎接收器之適應等化器為基礎接收器 ❹ 係可k供雷克(Rake)接收器上如分頻雙工(fdd)高速下鏈封包存 取(HSDPA)或分碼多重存取(CDMA)2000進展資料語音(ev-DV)之 高資料速率服務優異效能。典型正規化最小均方接收器係包含一 等化器，具有一等化器濾波器及一分接器係數產生器。等化器濾 波器通常為一有限脈衝響應(FIR)濾波器。該等化器中之分接器係 數產生器可產生該等化器濾波器之適當分接器係數，並使用正規 化最小均方演算法適當及迭代地以時序基礎來更新該分接器係 數。該正規化最小均方演算法係藉由迭代地更新該分接器係數權 〇 重來嘗試收斂至最小均方差(MMSE)解，使其平均接近該最小均方 差解。 通常，產生及更新該分接器係數係需誤差信號計算，向量標 準量叶算及漏洩積分。當該最適等化器濾波器分接器係數包含一 個或更多零值時，可預期藉由遮罩該分接器而非使該正規化最小 均方演算法嘗試將該分接器值設定為零來有效將某些分接器從該 等化器濾波器移除。因為一直具有混亂該系統之若干雜訊且因時 4 200947981 間變動通道巾之步長無法彳Μ、，顺該JL規化最小均方演算法僅 可使該分接器值變小。特別是當遇到小延遲展開頻道或稀疏頻道 時’藉由遮罩該分接器，適應等化器為基礎接收器整體效能可被 改進。 【發明内容】 人本發明係有關適應正規化最小均方晶片位準等化接收器，其 包含-適應等化器，具有被用來處理導源自複數被接收信號之樣 ©本資料，之一等化器濾波器及一分接器係數產生器。該分接器係 數，生器係包含—等化器分接器更新單it…向量鮮量平方估 測器’-絲分接賊罩產生g，—關，及被絲最小化該等 化ϋ驗mi範H導振幅參考單元1該等化器滤波器 =輸出之未遮料號輸出被該開關選擇來產生被饋送至該等化器 刀接器更新單元之誤差信號時，動態遮罩向量係被絲遮罩該等 2分接H㈣單元職生之絲分接^。t料化聽波器所 】之遮罩储被用來產生該誤差信號時，蚊遮罩向量係被用 © 來遮罩鱗化賴波ϋ所產生之絲分接器。 【實施方式】 此後，”無線傳送/接收單元⑽呵，名詞係包含但不限於使用 者设備(UE)，行動台，固定或行動用戶單元 於無線環射之任何其他_元件。 操作 線傳被稱為”收發器”名詞者係包含但不限於基地台，無 元_ ’存取點陳接收及傳送信號往返另 收發器之任何其他無線通信裝置。 此後，當_為，，表躺道速度，，糊者 立於第一接收器(如無線傳送/接收單元，基地台細 5 200947981 -其他收發n狀鮮脈衝響献變之贿鐵測 道脈衝響應改變可制—個或更多收發器移動，發生於至少Lt 之錄器誤差’及至少-收發器操作之環境中之物體移動 組件可被___’編_含複數互連 ^後’本發鴨參考錢化最小均方難法之接㈣分集方 …而，正規化最小均方财法被當作案例，而任何其他適應 等化或舰演算法，如最小顿LMS)，Griffith演料頻道ς 測為基礎正規域小妨(沉见_，及其歸 亦可被使用。 兴异沄 第1圖為依據本發撤置之正規化最小均方W位準等化 收器100高位準方塊_卜正規化最小均方“位料化接收器 100係為使用單適應等化器濾波器120之聯合處理正規化最小均 方接收器。正規化最小均方晶片位準等化接收器100 &含複數天 線102A ’ 102B ’複數採樣器104A，1〇4B，多工器1〇8，乘法器 114及-正規化最小均料㈣118。正航最小均方等化器⑽ 包含-等化n濾波器12G及—分接雜數產生器122。 ，如第1圖所不，天線102A，1〇2B所接收之信號係分別被輸 入採樣器1G4A’ 1G4B以產生被㈣倍(2χ)^速率之樣本資料流 106Α ’ 106Β。樣本資料流1〇6Α，1〇册係被多工器1〇8併入被饋 送至乘法1 1H帛一輸入之單樣本資才核11〇。因為樣本以兩倍晶 片速率發生於各樣本資料流1〇6Α，1〇6Β上，所以樣本會以四倍(4 X)晶片速率發生於樣本資料流11〇上。發生於樣本資料流11()上之 200947981 各樣本係被導源自樣本資料流驗或臓。等化器濾波器i2〇 有效速率係為四倍(4X)晶片速率。 雖然第1圖說明正規化最小均方晶片位準等化接收器1〇〇可 以兩倍(2><)晶片速率採樣被接收自兩⑺天線之信號但應注意正規 化最小均方明片位準等化接收器1〇〇可包含任何數量天線，而該 天線所接收信號可被以任何預期速率採樣。 正規化最小均方等化器118之等化器濾波器12〇係包含複數 ❹具有渡波係數之分接器。有限脈衝響應攄波器可被當作等化器濾 波器120。等化器濾波器12〇中之分接器數量可被最適化不同功率 延遲輪廊及車輛速度之特定多路頻道。分接器係數產生器122係 包含-向量標準量平方估測器132，一等化器分接器更新單元 134，一步長估測器136，一基帶頻率修正單元138，一主動分接 器遮罩產生器140，-前導振幅參考單元142，一開關147，多工 器123 ’ 124 ’ 128及加法器13〇。被用來最小化該等化器濾波器動 態範圍之。當該等化器滤波器所輸出之未遮罩信號輸出被該開關 ❹選擇來產生被饋送至該等化器分接器更新單元之誤差信號時，動 態遮罩向量係被用來遮罩該等化器分接器更新單元所產生之主動 分接器。 基帶頻率修正單元可輸出被饋送至乘法器114第二輸入之旋 轉相矢量來修正樣本資料流110之頻率，其將於以下參考第二及 三圖被詳細討論。乘法器114可產生被饋送至正規化最小均方等 化器118中之等化器濾波器12〇輸入之頻率修正樣本資料流116。 仍參考第1圖’等化器滤波器⑼係輸出被提供於主動分接 器遮罩被執行時之遮罩等化器輸出(masked—e(L〇ut)信號丨44，被提 7 200947981 供於主動分接器遮罩不被執行時之未遮罩等化器輸出 (unmasked_eq_out)信號146 ’及永遠可被提供之等化器分接延遲線 (TDL)(TDLJ〇int_Vec一〇m)信號148。遮罩等化器輸出信號144係 經由乘法态124被乘上亂瑪共輛(scrajnbiing-code—conj)信號15〇而 產生被饋送至開關147第一輸入之解密遮罩等化器輸出信號 152(也就疋估測重組傳送晶片）。未遮罩等化器輸出信號146係經 由乘法器123被乘上亂碼共輛信號150而產生被饋送至開關147 第二輸入之解密未遮罩等化器輸出誤差信號154。 等化器分接延遲線信號148係經由乘法器126被乘上亂碼共 軛信號150而產生具有X值之向量信號156(也就是解密等化器分 接延遲線信號）。向量信號156被輸入向量標準量平方估測器132 及等化ϋ分接H更新單元134之第-輸人。向量標準量平方估測 器132叮產生向篁正規化信號I%。向量標準量平方估測器I% 可將該向量正規化信號158饋送至等化器分接器更新單元134之 第二輸入及前導振幅參考單元142。 仍參考第1 ® ’當絲分接器產生器⑽處於動態滤波 分接器遮罩模式時，向量鮮量付估卿132可產生具有等於 向量信號I56之X值標準量平方之值，丨时之向量正規化信號 158或4值之等化斋分接延遲線信號Mg。當主動分接器遮罩產 生器14G處於靜態紐分接n遮罩模式時，向量標準量平方估測 器132可產生具有等於向量信號156之χ值標準量平方纽成方向 乘上Μ之值卞『之向量正規化信號⑸，其中M係為主動分 接器遮罩。 遮罩模式信號164係被饋送至主動分接器遮罩產生器，開關 200947981 147及向量標準量平方估_ 132。遮罩模式錢i64係指示動態 或靜態滤波分接器遮罩模式是否被使用。當遮罩模式信號164指 示靜態滤波分接器遮軍模式被使用時，開關147可選擇信號152 作為被饋送至加綠13G第—輸人之被選擇触錢166。當遮罩 模式信號164指示動態渡波分接器遮罩模式被使用時，開關147 可選擇信號154作為被選擇輸出信號1的。主動分接器遮罩產生器 140之配置係參考第五及六圖被進一步詳述如下。 ❹ 料振幅參考料142所產生之參考振幅錢168係被 用來藉由改變前導參考信號m振幅來調整正規化最小均方等化 器n8之平均輸出功率，該前導參考信號172係藉由乘法器128 將前導參考振幅信號108乘上定標前導(也就是共用前導頻道 (CPICH))頻道化編碼1?〇來產生。前導參考振幅信號168係以向 量正規化信號158，等化器濾波器分接器係數162及功率目標信號 176為基礎被導出。前導參考信號172係被輸入加法器13〇之第二 輸入。前導振幅參考單元142係參考第7圖被進一步詳述如下。 ❹ 被選擇輸出信號166係藉由加法器130從前導參考信號172 被擷取來產生被輸入等化器分接器更新單元134之第三輪入之誤 差信號174。外部信號150及17〇係以被傳送自較高層之資訊為基 礎被配置及產生。 以信號156, 158, 135’ 137及174為基礎，等化器分接器更 新單元134可產生等化器濾波器分接器係數162，其被輸入等彳⑼ 濾波器120 ’步長估測器136，基帶頻率修正單元138，主動分接 器遮罩產生器140及前導振幅參考單元142。 以等化器濾波器分接器係數162為基礎，主動分接器遮罩產 9 200947981 生器140可產生被饋送至向量標準量平方估測器Η]及等化器爐 波器120之主動分接器遮罩向量16〇。 等化器濾波器分接器係數162表示被等化器滤波器12〇使用 之分接值。給定時間處，等化器濾波器分接器係數162係以等化 器濾波器分接器係數162，向量信號156，向量正規化信號158， 誤差信號156 ’及藉由步長估測器136以共同前導頻道(CpicH)信 號雜訊比(SNR)輸入139為基礎所提供之步長#㈣）參數135及 據波分接器漏_子〇：參數137目前值為基礎被計算，其將參考 第4圖被詳細解釋如下。更新等化器遽波器分接器係數162更詳 細說明係被提供如下。 誤差信號174係以解密遮罩等化器輸出信號152或解密未遮 罩等化器輸ifc誤差錄154。當主動分接器遮罩產生^ 14()不動態 更新主動分接H料(也岐雜紐分接器料赋)時，解密遮 罩等化器輸出信號152係被當作該被選擇輸出信號166。#主動分 接器遮罩產生$ 140動蚊新分接賊罩時，職未遮罩等化器 ，出誤差錢154係被當作該被選機出雜166。_濾波分接 器遮罩模式獅_，絲分接_算法細該分接驗為基礎 來決定何分接器將料。若解密遮科化雜紐號152替代解 後未遮f等化器輸出誤差信號154被用來產生誤差信號I%，則主 動分接㈣算法巾並無回授麟來適當驅触被鮮分接器值。 因此’主動分接器演算法不能正確運作。相反地，靜態濾波分接 器遮罩模式操作期間，主動分接器演算法並不對遮罩做任何改 變’所以該被遮罩分接器行為是否正確並不明顯。因此，因為等 化器濾、波器分接器係數162將被最適化來產生被用來提供該等化 200947981 器輸出信號(也就是信號152)， 154為基礎使用誤差信號174。 等化器濾波器分接器係數 134更新如下： 所以預期以遮罩等化器輸出信號 162係被等化器分接器更新單元
χΗ 一 'error ， ⑴ 方程式
❹ 之主動分接H遮罩。本發縣合賴等化^實施触分集，其大 大改良接收能。依據本㈣之聯合等化_波器舰向量適 應方案係被綱如下。為了簡化，聯合等化器係以無似—鄉s遮罩 情境被寫人公式。然而’該遮罩可結合接收器分集被包含。 其中化為被定義用於等化器滤波器120之權重向量，n為更新或時 間指標，试為以被接收自天線102Α，1〇2Β之樣本為基礎之向 量1 ’ a，e分職被選擇控㈣齡長，分接及避免 除以零(或馳零)之參數。e絲細來秋零除之小數。漏龄 數α係為加權參數’其中G<心。步長參數^係為誤差賴因子。 等化器丨!! 120僅為計和力之内乘積，^，χ_>。内乘積結 果係為未遮罩等化器輸出信號146。當主動分接器遮單產生器_ 處於靜態紐分㈣鮮献時，等化魏妓12G亦產生包含 遮罩Μ之另-遮罩等化n輸出錢144。遮罩等㈣輸出信號144 藉由首先採用力或X-之組成方向乘積，接著採用内乘積，<w， X*M> ’其中w為特定權重，χ為特定被接收樣本，而μ為被包 含於主動分接器遮罩產生器⑽所產生之主動分接H遮罩向量中 聯σ權重向量;。係針對等化器滤波器被定義為多組成權重 向量聯合。各組絲重向量係對應抑天線所㈣之資料。只要 11 200947981 小均方等化器之反映資料進入聯合正規化最 Μ料 > 置換均可包含聯合權重向量。當具有數 子同等時，該置财目舰转祕選擇 聯合權重向量U被定義如下： 針對兩天線’ 方程式(2) L表 其中[]Τ麵轉置操作。等化器濾波器之分接⑽數係藉由 示。甙㈣係為攔向量。 量W系被定義® 如下· \j〇im =[i',i2]
n A J 方程式(3) 其中«係為分別以被接收自无線i及天線2之樣本為基礎之向 量 係為列向量。 聯合正規化最小均方等化n之m魏軸接著可以常用 方式被處理用於正聽最小均方等傾，如，被更新係數向量 可被獲得如下： 〇 w. 細 + "|^丨°2::刚-方程式(4) ()H表示轉置共，d[n]係正規化最小均方等化器之參考信 號，而ε係為被用來避免被零除。參數“係為加權參數且从係為 誤差彳§號之定標因子。#可以頻道及信號干擾雜訊比(SINR)被估 測及被内插以獲得連續估測。 針對前導正規化最小均方，d[n]可為具有預定解展開因子之解 展頻或非解展頻之前導信號，訓練信號，或其他已知圖案信號。 12 200947981 ’部份或非解展 方 同樣地針對資料導引正規化最小均方，d[n]可為全 頻資料符號。分接器修正項&係被計算如下： 其中因子\_係為聯合誤差信號且藉由從參考信號d[n]擷取等化 器遽波器輸出如下： =Φί]-υΛ>ίι
程式⑹ π、下一迭代之新分接器係數係可藉由添加分接器修正項&至先 前迭代之分接⑽數(可能被加權來提供漏和。加權機構可藉由參 數α被公式化如下：
Wn+l =a-wn+An 程式⑺ 卞 第2圖為被用來移除第丨圖之正規化最小均方晶片位準等化 接收器1GG中之麵自動鮮㈣誤差之基帶鮮修元 方塊圖。基帶頻率修正單元138係包含一辭誤差估湘2〇6，一 控制器208 ’ -數健制振蘯器吹〇)21〇。第i圖之正規化最小 均方晶片位準等化接收器100之正規化最小均方等化_ ιΐ8中之 等化器濾波器12〇可經由乘法器m來處理樣本資料流⑽。等化 器濾、波器120所使用之等化器濾、波器分接器係數162倾提 對頻率誤差估測器2G6之輸入。辭誤差估測器2〇6可產生估測 頻率誤差錢216。自動鮮控做之嶋鮮誤差可僅以觀察等 化器滤波器120中至少-分接值，若干分接值組合(也就是總和）， 或可替代如雷克複合權重侧之來自部份财制為基礎而藉由 13 200947981 基帶頻率修正大大降低。基賴将正·由觀料化器滤波器 120中-個或更乡分紐為基礎來侧辭誤差，產生包含複合正 弦(或旋轉相矢量)之修正信號，藉由將其乘上該相矢量修正該輸入 樣本資料Hx賴迴財式施加辭修正穌116至等化器 濾波器120之輸入。 剩餘頻率誤差係藉由定期測量等化器濾波器12〇之一個或更 多分接值相位改變來估測(或可替代地部份頻道估測)。一樣本一樣 本之等化器紐器分接H係數162上測量之許多相位改變係因雜 訊及衰騎致。_，目雜減雜難生之她改㈣為零平 均(也就是具有零平均值)。g此，舰可被絲降絲自整體相位 改變之相減變之雜訊及衰落組成，及恢復因鮮誤差(剩餘自動 頻率控制誤差)所產生之緩慢變化相位改變。 一旦頻率誤差被頻率誤差估測器206估測，控制器208即可 處理該被估測頻率誤差信號216以產生頻率調整信號⑽。控制器 208僅可提供增益至該被估測頻率誤差信號216，或可以更複雜演 算法(如比例一積分一微分(PID))來處理該被估測頻率誤差信號 216。頻率調整信號220係被饋送至可產生旋轉相矢量ιΐ2之數值 控制振盪器210。乘法器114可將旋轉相矢量112乘上樣本資料流 10來產生被輸入等化器濾波器12〇之頻率修正樣本資料流I%。 剩餘自動頻率控制誤差可於基帶中表現自己為基帶信號中之 乘法誤差且具有複合正弦型式’如g(t)*exp(j*2pi*fM；)，其中g(t) 係為預期未訛用基帶信號，而為表示誤差之複合正 弦藉由乘上exp(-j*2pi*f^t)，複合正弦可刪除僅留下預期信號 gW。被估測頻率誤差信號216係被輸入控制器2〇8，其可依序輪 200947981 出可為如四(4)倍被估測頻率誤差信號216值之輸入定標(等比)版 本之信號220。控制器208之輸出信號220亦可包含其他項，如與 被估測頻率誤差信號216之整數及/或微分等比項。更通常地，輸 出4§號220亦可被裁製於若干範圍内，或具有被施加至其之其他 非線性函數。數值控制振盪器210採用輸入頻率值並輸出具有等 於輸入值’如exp(j*2pi*fn)之瞬間頻率之量複合信號。 第3圖為被用於第2圖之基帶頻率修正單元之頻率誤差估測 ❹ 器206方塊圖例。頻率誤差估測器206包含一分接擷取單元302， 一延遲單元304，一共軛產生器306，乘法器308，310，一反正切 單元312，一量偵測器314，一平均濾波器316，一相位改變濾波 器318及一比較器320。正規化最小均方等化器118中之等化器分 接器更新單元134可產生被供應至頻率誤差估測器2〇6之等化器 濾波器分接器係數162。 頻率誤差估測器206中，分接擷取單元302可從等化器濾波 器分接器係數162(或替代從頻道估測器)擷取及輸出適當分接值或 Q 分接值至輸出信號303以便使用來執行頻率估測。例如，對應特 疋頻道中之第一顯著路徑(FSP)之至少一適當分接值可從等化器濾 波器分接器係數162被擷取。分接擷取單元3〇2亦可追縱大分接 值漂移及選擇此分接值為被揭取分接值。 被擷取分接值303係被轉送至延遲單元3〇4及共軛單元2〇6。 延遲單元304可藉由輸出延遲分接值於3〇5上來延遲該被揭取分 接值303 -段預定時間。共輕產生器係被用來產生被擁取分接值 303之共輛307。乘法器308可將延遲分接值於3〇5乘上共輛分接 值307。乘法器308之輸出309係具有等於延遲分接值於3、〇5及共 15 200947981 輛刀接值307㈤之相位差之樹立值。此相位值係與信號303及樣 本資料流Π0之平均頻率成正比。 反正切單元312可測量乘法器3〇8之輸出3〇9之角度值犯。 角度值313等於信號305及健3〇7間之相位差。因此，平均角 度值313等於平均>fs號305及化號307 Μ之相位差。角度值 係藉由相位改變渡波器318濾波來平均角度值313。被測量平均相 位差及已知延遲係被用來產生被估測頻率誤差信號MG。 例如，有了延遲D(秒)及被測量於弧度中之相位，頻率誤差估 測器206增益係為1(2WD)。，，增益，，係涉及具淨頻率誤差之信號 (如信號110標示)及被估測頻率誤差信號216觀察值之轉換。若信 號110具有1Hz平均頻率，則被估測頻率誤差信號216輸出信號 將為 1(2*I>I*D)。 量偵測器314可計算乘法器308之輸出3〇9量，並傳送被計 算量值315至比較器320之第一輸入X及平均濾波器316以便平 均。乘法器310可將平均濾波器316之輸出信號317(也就是信號 315平均值)乘上門檻因子值319(如具有τ值之定標因子)以產:被 傳送至比較器320之第二輸入γ之門榼信號322。門榼信號322 之值可被傳送至乘法器308之輸出309平均振幅分數。門榼因子 值T可被設定為如1/3。比較器320可比較被計算量值315及門檻 仏號322之值’且若該被計算量值315低於該門檻信號322之值， 則傳送保留信號321至相位改變濾波器318。 乘法器308之輸出309量可被測量並與乘法器308之輸出 平均振幅分數相較’藉此無論乘法器308之輸出3〇9量何時低於 門檻，相位改變濾波器318均被暫停。當濾波器318被暫停時，' 200947981 2測頻率誤差信號216並不改變(也就是信號不被更新)，而 j器318内部狀態並不改變。無論信號3〇9何時相對小，保留 七號321均為真。當信號313最吵雜時，此具有抛棄其上角度值 應而田頻道承受深度衰落時可改善該被估測頻率誤差信號 216。 …可替代是’功率偵測器(無圖示)可替代量偵測器314來計算乘 法器308之輸出3〇9之平均功率(也就是被平方量），藉此輸出3〇9 ❹之瞬間功率被與平均功率若干分數相較。其他變異亦可行。 本發明可糊軸等化H之適齡長。賴步長〃係視頻道 改變速率（如與無線傳送/接收單元速度相關之D〇ppier展頻)及頻 道信號雜訊比岐。針縣賴道，雛使陳大步長促使適應 等化器得以快速追蹤頻道變異。相反地，針對較慢頻道較低步 長係被預期降低錯誤調整誤差並改善適應等化器之效能。 適應步長參數〃對信號雜訊比之相依係使高信號雜訊比時， 適應步長參數〃之值傾向較高，*處於低信號雜訊比時，適應步 ❹長參數#通常很小。附加輸入亦可被適當使用(如等化器遽波器中 之延遲展頻及主動分接器數）。本發明鋪由估觀^速度來 維持收斂速度及精確度間之理想平衡。 第4圖為包含表觀頻道速度估測器4〇1之步長估測器136方 塊^步長估測器136包含一表觀頻道速度估測器401，一步長映 射單元440及一仏號雜訊比平均器445。表觀頻道速度估測器4⑽ ~τ估測被建立於包含該步長估測器之第一 扣^道速度。_丨_分接祕數162 _二= 不之等化器分接器更新單元134被輸入表觀頻道速度估測器 17 200947981 4〇1。等化器遽波器分接器係數脱係為被乘上等化器118中之輸 入樣本序列之複合值。被等化器分接器更新單元134輸出之各等 化器濾波器分接器係數162係藉由找出兩向量内乘積來產生。一 向量係鱗化ϋ分接H更新單元134内之分接延遲線(皿)狀態 (輸出）’而另一向量係為等化器分接器更新單元134所使用之等化 器濾波器分接器係數162(或其共扼)之向量。 參考第4圖，表觀頻道速度估測器4〇1係包含一分接係數擷 取器404，一角度計算器408，一分接延遲線416，一相位差函數 產生器420，一平均濾波器424，一正規化單元428，一延遲計算❹ 器432及一速度映射單元436。 依據本發明，速度資訊係被擁取自等化器分接器更新單元134 所使用之濾波器係數歷史。因為等化器分接器更新單元134適應 性估測最小均方差(MMSE)解來偵測如前導信號之參考信號，所以 此程序係可行。如此，最終等化器分接器更新單元134係接近頻 道反向。速度估測可藉由追蹤反映頻道改變速率(也就是其表觀速 度)之等化器分接器更新單元134所使用之-個或更多濾波器分接 值改變速率來執行。 〇 分接係數擷取器404可從被接收自等化器分接器更新單元 134之等化器濾波器分接器係數162擷取至少一分接係數，並傳送 該被擁取分接係數406至角度計算器408。 典型頻道脈衝響應通常藉由一有限組(分離)延遲及定標脈衝 特徵化。這些脈衝位置各被稱為一路徑(也就是，，多路，，頻道組成）。 各路徑相對第一顯著路徑之位置及平均功率係決定等化器分接權 重位置及大小。 18 200947981 被擷取分接係數406可為對應第一顯著路徑，最顯著路徑 (MSP) ’若干分接器平均或其他路徑之係數。被擷取分接係數 係包含複數，因而具有一振幅及一相位(或同等地角度值）。角度計 算器408可輸出被揭取分接係數4〇6之相位41〇至分接延遲線416 及相位差函數產生器420。 分接延遲線416之全長可大於n(也就是並非所有延遲均必須 有分接器）。分接延遲線416長度必須至少D(N)，其對應具有來自 ❹分接延遲線416輸入之最長延遲之分接器。從分接延遲線416輸 入至輸出η(0<η<Ν+1)之延遲將為D⑻。分接延遲線416係從該輸 入經由第一時脈週期上之下一延遲組成轉移資料至接續時脈週期 上之下一延遲組成。分接延遲線416係以類似移位暫存器之方式 操作。 包含N延遲值D(1)...D(N)之延遲向量414，D(k)係被輸入分 接延遲線416。分接延遲線416可依據延遲向量414及被操取分接 係數406及相位410產生N延遲樣本418，X(i-D(k))，k=l...N。 ❹ 指標變數”i”係被當作時間指標且隨後被壓縮。 相位差函數產生器420可以分接延遲線416所輸出之各\延 遲樣本418及角度計算器4〇8所輸出之相位為基礎產生自我 相關狀相位差函數之N樣本。更明確地說，N相位差函數值似2 係被產生，-個用於延遲向量414之各組成。較佳函數係為
IpHphase⑴-phase⑻丨丨’其中丨χ|=χ絕對值，旦其他該函數亦可被使 用。 平均濾波器424可平均ν相位差函數值422之量來產生具有 複數組成avg』hase_dif(k)，k=l,··Ν之平均相位差函數向量426。 19 200947981 平均濾波器424本質上係為一排固定低通濾波器，如移動平均濾 波器或簡單有限脈衝響應濾波器。
正規化單元428可將平均相位差函數向量426之組成正規化 以產生具有複數組成之正規化相位差函數向量430。該測量係以小 延遲被正規化為測量函數值。平均相位差函數向量426中之第一 組成係被用來分割平均相位差函數向量426所有組成以完成該正 規化處理。平均相位差函數向量426中之第一組成係對應分接延 遲線416 +之最小延遲。明確地選擇具有小得足使相位彻及N 延遲樣本418之第-組成間之任何相位差僅因雜訊而非頻道改變 所致之延遲來補償因雜訊所致之隨機相位改變。 例如，正規化係藉由第一組成除平均相位差函數向量幻6之 各組成來執行如下：n〇rmjhase_dif(k)= avgjhasedif(k)/ avg_phase—dif(l) ’ k=l...N ’ 其中 avg_phase_(iif 係為平均相位差函 數向量值。 正規化相位差函數向量43〇之各組成接著藉由延遲計算毫
被與門捏相較於門檻處產生一延遲。正規化相位差函數向^ 43〇係為遞減數(至少前兩個)向量，以對應亦遞減(至少接近原絮 之曲線樣本之1.0開始。 、延遲計算器432目的係估測曲線跨越等於門框之值處之距4 (以時間/延遲表示）。若門檻大於正規化相位差函數向量中: 最小值’職·係朗紐喃綠行。若fm小於正規化4 位差函數向量43G巾之最小值，則制量係使祕性外插來執行 ^禮延遲434係依據預定映射函數藉由速度映射單元e 至速度估測438。步長估測器m中之信號雜訊比平均器如 20 200947981 可以共同前導頻道信號雜訊比輸入139為基礎產生共同前導頻道 信號雜訊比估測446，並將該共同前導頻道信號雜訊比估測446 傳送至步長映射單元440。速度估測438及共同前導頻道信號雜訊 比估測446接著被步長映射單元440映射至用於等化器分接器更 新單元134之步長//參數135及濾波分接器漏洩因子α參數137。
來自速度及信號雜訊比之映射係被先驗決定。此係藉由針對 各種速度及信號雜訊比之步長# (m/〇參數135及濾波分接器漏洩 因子參數137各值來模擬接收器效能來執行。各速度及信號雜 訊比值處，//及α值係藉由選擇可最適化效能(如最低塊錯誤率 (BER)或最高產出)之這些值來決定。{速度，信號雜訊比}及{#， 間之關係被決定為被模擬點，較通用函數可藉由傳統二維度 (2-D)曲線配適技術來找出。一旦方程式被建立，該映射程序可直 接藉由執行方程式(或其近似），參考查找表(LUT)或兩者來實施。 濾波分接器漏洩因子α係被定義如下： 0<α<1 方程式(8) 其中〇:=1表示無分接器漏洩。當無預期計算濾波分接器漏洩因子 α(也就是其為”選擇性，’)時，α恰巧被設定為丨。以速度估測的8 及共同前導頻道信號雜訊比估測446為基礎，A參數135及^參 數137係被選擇。 一般最小均方演算法中之濾波器係數適應可被重寫為： 方程 式⑼ 其中向量力表示等化器分接器更新單元134所使用之濾波器係數 21 200947981 目前值’七+1表示等化器分接器更新單元134所使用之濾波器係數 新值，向量&表示被產生當作等化器分接器更新單元134之最小均 方演异法部分之誤差信號。等化器分接器更新單元134可產生等 化器渡波器分接器係數162，其各為具有L組成之向量信號，其 中L等於分接器數量。 ' 第5圖為說明正規化最小均方晶片位準等化接收器1〇〇内之 主動分接器遮罩產生器140整合之高位準方塊圖。等化器濾波器 120包含一延遲線(如分接延遲線)502及一處理單元5〇6。頻率修 正樣本資料流116(data_merge一rot)係進入等化器濾波器12〇之延遲❹ 線502。以預期採樣速率採樣延遲線5〇2中之資料可創造資料向量 504(data一vec)。處理單元506係被用來計算延遲線5〇2之輸出 (data—vec)504 ’及等化器分接器更新單元134所產生之(未遮罩)等 化器濾波器分接器係數162，#”，或主動分接器遮罩產生器14〇 所產生之主動分接器遮罩向量160(act_tapsx圮）任一之間之内乘 積。 第5圖顯示等化器濾波器12〇輸出遮罩等化器輸出信號144 及未遮罩等化n輸紐號146。遮罩等化諸出錢144係為齡 〇 乘法器124被乘上亂碼共軛(scrambiing_c〇de—c〇nj)信號15〇以產生 被饋送開Μ 147之第-輸入之解密遮罩等化器輸出信號152(也就 是估測重組傳送晶片）之晶片速率信號。未遮罩等化器輸出信號 146係經由乘法器丨23被乘上亂碼共軛信號丨5〇以產生被饋送開關 147之第二輸入之解密未遮罩等化器輸出誤差信號154。 當主動遮罩演算運算於主動分接器遮罩產生器14〇中時解 费未遮罩等化器輸出誤差信號154係被當作被選擇輸出信號 22 200947981 166 ’使所有分接器均被更新宛若無遮罩。因此，當所有分接器被 更新時’主動遮罩演算可檢視它們使其可被決定何分接器應被遮 罩或未被遮·?·。當主動遮罩演算處於被動時(也就是保冑狀態），則 其較佳使用對應等化器遮罩輸出之信號使誤差信號174僅反映主 動分接器。 ~ 當主動分接器遮罩產生器14〇之主動分接演算正在運算時， 遮罩模式信號164可控制開關147使解密遮罩等化器輸出信號152 ❹得以被選為信號166,而當主動分接器遮罩產生器14〇之主動分接 演算被保留時，解密未遮罩等化器輸出誤差信號154被選為信號 166。 未遮罩等化器輸出信號146係為資料向量504之向量·向量内 乘積’且藉由分接器更新方程式(1〇)表示如下： mmiasked_eq_〇ut=data vec* w , 方程式(10) 其中data一vec係為延遲線5〇2所產生之資料向量5〇4，甙係為等化 ❹器分接器更新單元134所產生之等化器滤波器分接器係數162 值’而(*)標示向量-向量内乘積。遮罩等化器輸出信號144亦為資 料向量504之向量-向量内乘積，且藉由分接器更新方程式(1〇)表 示如下： masked一eq_〇ut=data—vec* (act_taps .兑„ ) ， 方程式(11) 其中act_taps係為被用來遮罩等化器濾波器分接器係數162值之向 量’（*)標示向量-向量内乘積，而(.)標示向量-向量組成狀乘積。遮 罩向量係被用來刪除或降低據信對輸出品質較其若被使用更有害 23 200947981 之分接器組成作用。藉由等化器渡波器12〇產生兩獨立等化器輸 出信號144 ’ 146，當分接器不使用時可被監控。 主動分接n遮罩向量⑽可以若干方式被產生。簡單方式中， 分接權重大小係被與門播比較。若該值大於門檻，則主動分接器 遮罩向量16〇中之對應組件係被設定為1，否則為〇。遮罩向量組 成亦可被蚊為不_特定分接器組成_將其完全賴。該值 可被逐漸而非突然降低。 如信號雜訊比’Doppler展頻或延遲展頻之附加資訊5〇8亦可 被用於設定遮罩值。例如，若延遲展頻已知很小，則非零組成總❹ 數可被限制。 ^ 門襤值可為固定或首先藉由分接器大小時間平均(或其他距離 度量）’及使用此資訊設定門檻來決定。若預期無磁滞，則僅需一 門植。有了磁滯’至少需兩門權’一上及一下。當分接器組成超 過上門檻時’對應遮罩組成即被設定為，丨，或被促使朝向，丨，增加。 若分接器組成低於下門檻’則對應遮罩組成被設定為，〇，或被促使 朝向’〇’減低。 門檻值亦可被如Doppler展頻之附加資訊所影響◊例如，若 ❹ Doppler展頻已知很大，則適應等化器將具有較大追蹤及錯誤調整 誤差，且其可預期提昇門檻。 主動分接器遮罩產生器140係藉由被用來設定遮罩模式信號 164之賦能/失能參數控制。當位於靜態濾波分接器遮罩模式或動 態濾波分接器遮罩模式時，主動分接器遮罩產生器14〇可控制等 化器濾波器120之數量及位置。靜態濾波分接器遮罩模式中，固 定遮罩向量係被產生即被用來遮罩分接器（也就是讓分接器為 24 200947981 零）。動態濾波分接器遮罩模式中，遮罩等化器輸出信號144係被 用來產生等化器濾波器分接器係數162。動態濾波分接器遮罩模式 中’動態遮罩向量係被產生且被用來遮罩該分接器。靜態濾波分 接器遮罩模式中，未遮罩等化器輸出信號146係被用來產生等化 器濾波器分接器係數162。 ❹
參考第5圖，靜態及動態濾波分接器遮罩模式間之選擇係藉 由被遮罩模式信號164控制之開關147位置來決定。如以上第1 圖所述，當遮罩模式信號164指示靜態濾波分接器遮罩模式被使 用時，開關147可選擇解密遮罩等化器輸出信號152為被饋送至 加法器130之被選擇輸出信號166。當遮罩模式信號164指示動態 濾波分接器遮罩模式被使用時，開關147可選擇信號154作為被 選擇輸出信號166。動態濾波分接器遮罩模式中，濾波分接器係被 監控而將被遮罩之分接器係被選擇，藉此主動分接器遮罩向量16〇 可藉由主動分接器遮罩產生器140產生。 第6圖為依據本發明之主動分接器遮罩產生器14〇方塊圖 例。等化齡接器更尋元134所產生之等化||濾、奸分接器係 數162係被輸入主動分接器遮罩產生器14〇。絕對值(或若干其他 距離測量)係藉由絕對值計算器6G2被計算於各(或—子組 濾波器分接器係數162組成上。絕對值計算器6〇2可輸出分接器 輯值(ABS)6G4 〇藉由分接器絕對值6〇4各組成上之平均^波器 606平均來產生分接器平均向量6〇8。 上門檻(UT)612及下門檻(LT)614係以分接器平均向量八 別為上門檻及下門檻)為基礎藉由門檻單元61〇產生。上門檻6= 及下門檻614可被設定為分接器平均向量_中所有組成^均之 25 200947981 * 4l 分數(也就是百分比），最大組成或若干其他函數之分數。附加選擇 資訊607(如步長，Doppier展頻或信號雜訊比)可被用來設定上門 楹及下門檻至少之一。 上門檻612被饋送至第一遮罩向量產生器62〇，而下門檻 被饋送至第二遮罩向量產生器624。分接器絕對值6〇4之向量亦被 被饋送至第一遮罩向量產生器62〇及第二遮罩向量產生器624。 被儲存於記憶體626中之遮罩向量係成為主動分接器估測之 起始遮罩向量632。向量起始器628可以相同於將被儲存於記憶體 626中之等化器濾、波器分接器係數162之長度產生所有！之向量❹ 630。起始遮罩向量632係於被向量裁製器616裁製之後從記憶體 626被轉送至第一遮罩向量產生器62〇，直接或間接當作被裁製 罩向量618。 起始遮罩向量632之組成可依據附加資訊615藉由向量裁製 器616於一或兩端歸零(如頻道估測或頻道延遲展頻）。例如，若頻 道延遲展頻很小，則起始遮罩向量632可藉由歸零起始遮罩向量 632 —或兩端來裁製。 若分接器絕對值604向量中之對應組成高於上門檻，則第一 〇 遮罩向量產生器620可設定起始遮罩向量632中之組成(或可替代 是被裁製遮罩向量618)為，丨，。第—遮罩向量產生器接著輸出 中介遮罩向量622。 仍然參考第6圖’若分接器絕對值_向量中之對應組成低 於下門檻614 ’則第二遮罩向量產生器624可設定中介遮罩向量 622中之組成為來產生主動分接器遮罩向# 625。主動分接器遮 罩向量625係被儲存於記憶體626中用於下一迭代。遮罩模式信 26 200947981 0 號I64所控制之問鎖65〇係可決定是靜態或動態據波分接器遮罩 模式將被使用，使等化器濾波器12〇及向量標準量平方估測器 可獲得遮罩Μ。當遮罩模式信號⑹指示靜態溏波分接器遮罩模 式將被執行時’問鎖650鎖上(也就是保留），主動分接器遮罩向量 625之值係保持於其於遮罩模式變成靜態之時點之值。當遮罩模式 信號164指示動態濾波分接器遮罩模式將被執行時，主動分接器 遮罩向量625係經由問鎖柳被傳送以提供主動分接器遮罩向量 160至等化器濾波器120及向量標準量平方估測器132。 、古1圖參考’等化器_器分接器係數162係藉由比較 L 號166至前導參考信號172來導出。因為被選擇輸 =Γ獅置組件，所以僅其一對應前導信號，正規 化糾、均方演算並不直接控制等化器輸出功率。因此，若干因子 =祕頻道相關尋常訊息上之舰器及解展頻器實施要求之固 要求做出錄。這些之間係為對總轉傳輸之前導功率 ❹ 參^及對總功率傳輸之每碼資料功率大可行間距。前導 ==自Ρ可财餘__魏L當考 _亦產定很重要。等化器咖本身及接續解 ::㈣消除當正交振幅調變(“被羅 及前彻總輸出功率 作為正規化最小均方等化器中之副 27 200947981 產品，處理中之總輸入功率及局部創造前導功率位準間之關係可 被用來估測每晶片共用前導頻道能量(Ec)除以總輸入功率(1〇)，
Ec/Io，其可被當作服務胞元功率位準之強度指標。使用上述等化 方法之無線傳送/接收單元並不需附加硬體，軟體及複雜性來估測 服務胞元共用前導頻道信號干擾雜訊比。因為服務胞元共用前導 頻道信號干擾雜訊比可以簡單功率計算來獲得，所以週期鄰近胞 凡測量可被部份簡化。正規配置方案中，信號資料部份對信號前 導部份之比率係被允許改變。因此，等化器濾波器輸出處之信號 全動態範圍亦改變。再者，分碼多重存取(CDMA)系統中，除了被❹ 使用編碼數改變所產生之變異之外，解展頻器亦必須與這些變異 競爭。本發明亦提供一裝置來降低等化器濾波器輸出處之信號動 態範圍。 Q & 。第1圖中之前導振幅參考單元142可控制參考信號振幅及等 化器濾波器12G以減輕固定點要求。依據本發明—實施例，被估 測濾波器輸入功率及分接器權重係被用來估測輸出功率。被估測 輸出功率係被用來調整前導參考振幅信號168，使正規化最小均方 晶片位準等化接收器1〇〇可自然調整分接器權重將功率位準 〇 預期範圍。 第7圖為說明依據本發明第！圖之正規化最小均方晶片位準 等化接收器100巾之前導振幅參考單元142整合以最小化等化器 遽波器m動態範圍之高位準方塊圖。前導振幅參考單元⑷可 接收向量正規化信號158及等化器遽波器分接器係數162。向量禪 準量平方單元7G2可解化聽波^分接聽數162執行向量= 準量平方函數並輸出該結果至乘法器7G4之第一輸入。向量正= 28 200947981 =號158係被饋送至乘法器7〇4之第二輸入。乘法器7〇4可將 °量標準量平料元乘上向量正·信號⑸來產生具有Ρε〇值 之等化器輸出功率信號706。 如第7圖所示’則導振幅參考單元⑷係、被用來以封閉迴路 式控制⑦j導參考振幅彳§號I68之振幅。目標功率測量信號176 之值PtARGET係藉由除法器7〇8除以等化器輸出功率信號7〇6之值 peq以▲產生具有值Ptarget/Peq之商數結果測量健”。。商數結果 ❹量L號71G係藉由包含-乘S器712及-延遲單元714之迴路 滤波器來濾、波，藉此乘法器712可將延遲單元714之輸出716乘 上商數結果測量信號71〇來產生前導參考振幅信號168。 等化器120之動態範圍係以功率比率測量為基礎來調整。前 導振幅參考單元142可接收等化職波輸經計算前導功率對總 功率之比率’ PdotPGwer/TQtajp。·。前導振幅參考單元1C接著 以被乘上定標前導(也就是共用前導頻道)頻道化編碼Μ之比率 為基，來產生前導參考振幅信號168，藉由乘法器128來產生前導 ❹參考信號172。以此法，等化職波器12G輸出_範_被最小 化：參考第1圖，前導振幅參考單元142可經由乘法器128及加 法器13G饋送等化器分接器更新單元⑶。等化齡接器更新單元 134接著可提供等化n濾划分接闕數162至等化器滤波器 12〇。若等化II驗ϋ 12G輸㈣率增加，職振 考單元叫貞測且藉由降低前導參考信號172振幅歧== 1 促使3^更新單元134產生較小分接肢降低等储渡波器 120之輸出功率。 第8圖為依據本發明另—實施例配置之正規化最小均方晶片 29 200947981 位準等化接㈣_高鱗方塊_。正規化最小均方晶片位準 等化接收器_係為制單適麟化减波器12G之聯合處理正 規化最小均方接收器《正規化最小均方晶片位準等化接收器麵 包含複數天線102A’102B，複數採樣器1〇4A，1〇4B，多工器1〇8, 乘法器114及-正規化最小均方等储818。正規化最小均方等化 器818包含-等化器濾、波器12〇及一分接器係數產生器奶。 第8圖之正規化最小均方晶片辦等化接收器_與第！圖 之正規化最小均方晶片辦等化接收器·不同處，係接收器_
包含-前導振幅參考單元⑽’其可直接料化聽絲触遮罩 等化器輸出信號144而非從向量標準量平方估測器132接收正規 化信號158。
第9圖為說明第8圖之正規化最小均方晶片位準等化接收器 _中之前導振幅參考單元如整合之詳細方塊圖。功率或其他測 量係被執行於遮罩等化H輸出雜144，錢為料鱗適應等化 器，藉由功率測量單元來產生具有值％之等化器輸出功率 測董信號9G4。例如’遮罩等化諸出雜144之功率可以下列方 程式(12)為基礎被估測於功率測量單元9〇2中：
Peq 方程式(12) (1-Fp)*|x|2+
Fp*
Peq 八中x為遮罩等化器輸紐號144之振幅，Peq為等化器輸出功率 測量信號904之值’而Fp為介於⑽及1()間之濾波器係數。 如第9圖所示，前導振幅參考單元842係被用來崎閉迴路 方式控導參寺振㈣§號I68之振幅。目標功率測量信號I% 之值Ptarget係藉由除法器906除以等化器輸出功率信號9〇4之值 30 200947981
Peq以產生具有值PTARGET/PEQ之商數結果測量信號9〇8。商數結果 測量^號908係藉由包含一乘法器91〇及一延遲單元912之迴路 濾波器來濾波，藉此乘法器91〇可將延遲單元714之輸出914乘 上商數結果測量信號908來產生前導參考振幅信號168。 關於解展，解展頻ϋ之動態範圍可以測量為基礎來最適 化。預期無線傳送/接收單元之前導功率對總功率之比率可被估 測。所使用之編碼數接著可被估測或獲得。參考振幅接著以這些 參數 〇 (如 sqrt(NumCodes*Pil〇tP〇wer/T〇talPower)/SF)為基礎藉由因子調 整，其中SF係為展開因子(也就是被用來展開各符號之編碼數）， 而NumCodes係為被用來展開預期被等化器濾波器接收之高速下 鍵共享頻道(HS-DSCH)資料之編碼數。以此法，解展頻器之動態 範圍係被最小化，且(若夠精確)可消除星羅定標之需要。 可替代是，解展頻器之動態範圍可以星羅定標回授為基礎被 最適化。星羅定標所產生之定標因子可被當作回授來控制參考振 φ 幅及維持特定(如整體功率)符號星羅。 雖然本發明之特性及元件被以特定組合說明於較佳實施例 中，但各特性及元件可被單獨使用而不需較佳實施例之其他特性 及元件’或有或無本發明其他特性及元件之各種組合中。 【圖式簡單說明】 第1圖為依據本發明一實施例配置之正規化最小均方晶片位 準等化接收器高位準方塊圖例； 31 200947981 第2圖為基帶頻率修正(BFC)單元方塊圖，包含被用來移除第 1圖之正規化最小均方⑸辦等化接收H中之剩餘自動頻率控 制(AFC)之一頻率誤差估測器； 第3圖為被用於第2圖之基帶頻率修正單元之頻率誤差估測 器方塊圖例； ^ 第4圖為步長估測器方塊圖例，包含被用於第j圖之接收器 之表觀頻道速度估測器；
第5圖為說明第1圖之正規化最小均方晶片辦等化接收器 内之主動分接器遮罩產生器整合之高位準方塊圖； 第6圖為第5圖之主動分接器遮罩產生器詳細方塊圖； 第7圖為說明第i圖之正規化最小均方晶片位準等化接收器 中之則導振幅參考單元整合之詳細方塊圖； 第8圖為依據本發明另—實施例配置之正規化最小均方晶片 位準等化接收器高位準方塊圖例；及 片位準等化接收器
第9圖為說明第8圖之正規化最小均方晶 中之前導振幅參考單元整合之詳細方塊圖。 【主要元件符號說明】 102A > 102B 複數天線 154 誤差信號 108 多工器 156 向量信號 313 角度值 322 門檻信號 319 門權因子值 315 計算量值 32 200947981 158 向量正規化信號410 相位 508 附加資訊 630 向量 220 產生頻率調整信號 309、716、914 輸出 406 被擷取分接係數 418N 延遲樣本 422N 相位差函數值 〇 426 平均相位差函數向量 430 正規化相位差函數向量 625 主動分接器遮罩向量 702 向量標準量平方單元 706、904 等化器輸出功率信號 710、908 商數結果測量信號 152、303、317、166 輸出信號 156、158、135、137、174、305、307 信號 114、126、123、124、130、128、114、308、310、704、712、910 乘法器 33

Claims (1)

  1. 200947981 七、申請專利範圍： h用於適應等化的裝置，包含： 遮罩等化器信號及一未遮罩等化器 以一等化器濾波器輸出 信號； 產生等化雜鞋分接器係數; 器信號之一 選擇該遮料化n錢或該未遮罩等化 產生一誤差信號； 產生一主動分接器遮罩；及
    f該主動分接_罩域齡遮罩無誤差信餘關的主動 分接器。 2.如申請專利範圍第1項之方法，更包含： 以-前導振幅參考單元產生用來調整一輸出功率的一參考振 幅信號； 將該參考振幅信縣上—定標鱗頻道化編碼來產生一前導 參考信號；及 藉由一開關從該前導參考信號扣除該信號輸出來產生一等化 器分接器更新信號。 3. 如申請專利範圍第2項之方法，其中該定標前導頻道化編碼 信號為一共用前導頻道(CPICH)頻道化編碼信號。 4. 如申請專利範圍第2項之方法，更包含： 解密一等化器分接延遲線(TDL)信號，該等化器TDL信號具 有一 X值。 34 200947981 5. 如申請專利範圍帛4項之方法，更包含： 基於該解密後的等化ϋ TDL信號產生具有-制-正規化信 號 6. 如申請專利範圍第5項之方法，更包含： 對該等化器濾波器分接器係數執行一向量標準量平方函數； 以該執行向量標準量平方函數為基礎來產生一向量標準量平 方輸出信號； 將該向量標準量平方輸出信號與該正規化信號相乘； 以該相乘為基礎來產生一等化器輸出功率信號； 將-功率目標測量信號除以該等化器輸出功率信號的值； 以該除以為基礎來產生一商數結果測量信號；及 以該商數結果測量信號為基礎來產生該參考振幅信號。 7·如申請專利範圍第1項之方法，更包含： 接收該遮罩等化器輸出信號； 測量該遮罩等化器輸出信號之一功率； 產生一等化器輸出功率測量信號； 將-功率目標測量信號除以該等化器輸出功率信號的值； 以該除以為基礎來產生一商數結果測量信號及 以該商數結果測量信號為基礎來產生該參考振幅信號。 8.如申請專利範圍第7項之方法，更包含： 估測一服務胞元信號強度。 35 200947981 … 9. 如申請專利範圍第7項之方法，更包含： 輸出一等化器TDL信號，該等化器TDL信號具有一 X值； 以及 解密該等化器TDL信號。 10. 如申請專利範圍第9項之方法，更包含： 產生一正規化信號，該正規化信號具有等於所解密等化器 TDL信號的值的標準量平方的一值。 ❹
    36
TW098100254A 2004-11-05 2005-11-03 Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit TW200947981A (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US62518804P 2004-11-05 2004-11-05
US11/265,373 US7570690B2 (en) 2004-11-05 2005-11-02 Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit

Publications (1)

Publication Number Publication Date
TW200947981A true TW200947981A (en) 2009-11-16

Family

ID=36336987

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW094138653A TWI296475B (en) 2004-11-05 2005-11-03 Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit
TW095115964A TWI419520B (zh) 2004-11-05 2005-11-03 具雙模主動分接器遮罩產生器及導頻參考信號振幅控制單元之適應等化器
TW098100254A TW200947981A (en) 2004-11-05 2005-11-03 Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit

Family Applications Before (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW094138653A TWI296475B (en) 2004-11-05 2005-11-03 Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit
TW095115964A TWI419520B (zh) 2004-11-05 2005-11-03 具雙模主動分接器遮罩產生器及導頻參考信號振幅控制單元之適應等化器

Country Status (10)

Country Link
US (3) US7570690B2 (zh)
EP (1) EP1807932A4 (zh)
JP (1) JP4512138B2 (zh)
KR (2) KR100888413B1 (zh)
CN (1) CN101053153A (zh)
CA (1) CA2588262A1 (zh)
MX (1) MX2007005453A (zh)
NO (1) NO20072859L (zh)
TW (3) TWI296475B (zh)
WO (1) WO2006052596A2 (zh)

Families Citing this family (25)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7532667B2 (en) * 2004-11-05 2009-05-12 Interdigital Technology Corporation Pilot-directed and pilot/data-directed equalizers
US7457347B2 (en) * 2004-11-08 2008-11-25 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for estimating and correcting baseband frequency error in a receiver
CA2588262A1 (en) * 2004-11-05 2006-05-18 Interdigital Technology Corporation Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit
US7477634B1 (en) * 2005-02-10 2009-01-13 Advanced Receiver Technologies, Llc Method and apparatus for a chip-level no-decision feedback equalizer for CDMA wireless systems
US7668226B2 (en) * 2005-02-23 2010-02-23 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for estimating gain offsets for amplitude-modulated communication signals
US20060209932A1 (en) * 2005-03-18 2006-09-21 Qualcomm Incorporated Channel estimation for single-carrier systems
US20060217819A1 (en) * 2005-03-23 2006-09-28 Chengyu Cao Low-pass adaptive/neural controller device and method with improved transient performance
EP2571176B1 (en) * 2005-09-06 2015-04-08 Fujitsu Limited Equalizer device and method
US7801547B2 (en) * 2005-12-22 2010-09-21 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) System and method for determining downlink signaling power in a radio communication network
US8559573B2 (en) * 2005-12-27 2013-10-15 Agere Systems Llc Communications circuit and method with re-positionable sampling span
WO2007093934A1 (en) * 2006-02-13 2007-08-23 Nxp B.V. Filter weight estimation device with update at hsdsch symbol rate, for a symbol level equaliser
GB0721429D0 (en) * 2007-10-31 2007-12-12 Icera Inc Processing signals in a wireless communications environment
WO2009088388A1 (en) * 2008-01-10 2009-07-16 Thomson Licensing Equalizer based symbol timing recovery with symbol enabled control
WO2009088330A1 (en) * 2008-01-10 2009-07-16 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and arrangement for saving radio resources by determining power offset values in the user equipment
JP5001196B2 (ja) * 2008-02-21 2012-08-15 三菱電機株式会社 受信装置および通信システム
KR101493924B1 (ko) * 2008-06-04 2015-02-16 삼성전자주식회사 이동통신시스템에서 등화기 기반의 수신기 동작 방법 및장치
KR101549627B1 (ko) * 2010-01-11 2015-09-02 삼성전자주식회사 무선통신 시스템에서 칩 레벨 등화 장치 및 방법
JP5679431B2 (ja) * 2011-01-27 2015-03-04 株式会社日立国際電気 受信装置
US8855172B2 (en) 2011-12-09 2014-10-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Non-redundant equalization
US9264082B2 (en) * 2012-06-11 2016-02-16 Bae Systems Information And Electronic Systems Integration Inc. System and algorithm for multipath mitigation
US8848775B2 (en) * 2012-08-29 2014-09-30 Intel Mobile Communications GmbH Circuit for signal processing and method performed by such circuit
US9537678B2 (en) * 2014-02-13 2017-01-03 Samsung Electronics Co., Ltd Method and apparatus for robust two-stage OFDM channel estimation
EP3057074B1 (en) * 2014-06-13 2017-08-09 Huawei Technologies Co., Ltd. Controlled device selecting method and control device
US10050774B1 (en) * 2017-05-02 2018-08-14 MACOM Technology Solutions Holding, Inc. Mitigating interaction between adaptive equalization and timing recovery
CN112291009B (zh) * 2020-10-20 2022-02-08 武汉邮电科学研究院有限公司 用于突发数据相干接收的多级均衡器及实现方法

Family Cites Families (61)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2569075B1 (fr) * 1984-08-10 1988-04-15 Giravions Dorand Procede et dispositif d'enregistrement et de restitution en relief d'images video animees
CA1282464C (en) * 1985-10-23 1991-04-02 Masanori Ienaka Phase-locked oscillator
JPH02214323A (ja) * 1989-02-15 1990-08-27 Mitsubishi Electric Corp 適応型ハイパスフィルタ
US5159282A (en) * 1989-12-06 1992-10-27 Kabushiki Kaisha Toshiba Demodulation apparatus incorporating adaptive equalizer for digital communication
JPH03230649A (ja) 1990-02-05 1991-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd 自動周波数調整付復調器
JPH03245628A (ja) * 1990-02-23 1991-11-01 Matsushita Electric Ind Co Ltd 時分割多重アクセス装置の端末装置
JPH0738563B2 (ja) * 1992-09-25 1995-04-26 日本電気株式会社 アダプティブ・フィルタ適応化方法及び装置
JP3281136B2 (ja) * 1993-09-17 2002-05-13 富士通株式会社 エコーキャンセラ
EP0656694A3 (en) * 1993-11-30 1999-12-01 AT&T Corp. Equalizer with line length detection
US5467370A (en) 1994-03-24 1995-11-14 Silicon Systems, Inc. Method and apparatus for an adaptive three tap transversal equalizer for partial-response signaling
US5664595A (en) * 1994-09-20 1997-09-09 Vonderhorst; Eric John Screen apparatus positionable atop an umbrella for transportable personal protection from flying insects
US5572558A (en) * 1994-11-17 1996-11-05 Cirrus Logic, Inc. PID loop filter for timing recovery in a sampled amplitude read channel
GB2309866A (en) 1996-01-30 1997-08-06 Sony Corp Frequency error detection in mobile radio communications
GB2320866A (en) * 1996-12-30 1998-07-01 Daewoo Electronics Co Ltd An equalization arrangement in which initial values which determine tap coefficients are adaptively chosen
US5940450A (en) * 1997-02-28 1999-08-17 Hitachi America, Ltd. Carrier recovery method and apparatus
US5970154A (en) * 1997-06-16 1999-10-19 Industrial Technology Research Institute Apparatus and method for echo cancellation
US5974434A (en) * 1997-10-07 1999-10-26 Ralph E. Rose Method and apparatus for automatically tuning the parameters of a feedback control system
US6134260A (en) * 1997-12-16 2000-10-17 Ericsson Inc. Method and apparatus for frequency acquisition and tracking for DS-SS CDMA receivers
TW428309B (en) 1998-02-12 2001-04-01 Princeton Technology Corp Frequency adjusting method and device for oscillator built in the integrated circuit
US6304598B1 (en) * 1998-08-28 2001-10-16 Broadcom Corporation Apparatus for, and method of, reducing power dissipation in a communications system
TW384582B (en) 1998-05-25 2000-03-11 Chungshan Inst Of Science & Te Method for correcting the carrier frequency errors and spread spectrum coding sequence clock in direct sequence spread spectrum communication system and the receiver using the method
US6577690B1 (en) * 1998-06-25 2003-06-10 Silicon Automation Systems Limited Clock recovery in multi-carrier transmission systems
US6771722B2 (en) * 1998-07-31 2004-08-03 Motorola, Inc. Channel estimator and method therefor
US6289047B1 (en) * 1998-08-28 2001-09-11 Broadcom Corporation Dynamic regulation of power consumption of a high-speed communication system
US6807228B2 (en) * 1998-11-13 2004-10-19 Broadcom Corporation Dynamic regulation of power consumption of a high-speed communication system
JP3583309B2 (ja) * 1999-02-17 2004-11-04 富士通株式会社 多波長光アンプの制御方法及びその装置
US6735248B2 (en) 1999-03-10 2004-05-11 International Business Machines Corporation Fast converging equalizer for a demodulator
JP4431210B2 (ja) * 1999-05-10 2010-03-10 株式会社ルネサステクノロジ 周波数偏差検出装置および周波数偏差検出方法
US6400758B1 (en) * 1999-06-24 2002-06-04 Ibiquity Digital Corporation Method and apparatus for training sequence identification in an AM compatible digital audio broadcasting system
JP3190318B2 (ja) * 1999-07-07 2001-07-23 三菱電機株式会社 周波数誤差推定装置および周波数誤差推定方法
FR2799074A1 (fr) * 1999-09-28 2001-03-30 Koninkl Philips Electronics Nv Dispositif de recuperation du rythme d'horloge utilisant un egaliseur fixe
JP2001177451A (ja) * 1999-12-15 2001-06-29 Matsushita Electric Ind Co Ltd データ受信装置
FI20001289A (fi) 2000-05-30 2001-12-01 Nokia Mobile Phones Ltd Menetelmä ja järjestely taajuuspoikkeaman vähentämiseksi radiovastaanottimessa
US20020041678A1 (en) * 2000-08-18 2002-04-11 Filiz Basburg-Ertem Method and apparatus for integrated echo cancellation and noise reduction for fixed subscriber terminals
JP3360069B2 (ja) * 2000-08-30 2002-12-24 株式会社東芝 自動周波数制御回路
US6678230B2 (en) * 2000-10-31 2004-01-13 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Waveform equalizer for a reproduction signal obtained by reproducing marks and non-marks recorded on a recording medium
GB2369275B (en) 2000-11-21 2004-07-07 Ubinetics Ltd A rake receiver and a method of providing a frequency error estimate
JP2002217776A (ja) 2001-01-12 2002-08-02 Toshiba Corp 移動通信端末とその自動周波数制御回路
US7110349B2 (en) * 2001-03-06 2006-09-19 Brn Phoenix, Inc. Adaptive communications methods for multiple user packet radio wireless networks
JP3633497B2 (ja) 2001-03-22 2005-03-30 三菱電機株式会社 周波数誤差推定を行う受信機および周波数誤差の推定方法
US7353168B2 (en) * 2001-10-03 2008-04-01 Broadcom Corporation Method and apparatus to eliminate discontinuities in adaptively filtered signals
US6904098B1 (en) * 2001-10-16 2005-06-07 Wideband Semiconductors, Inc. Linear phase robust carrier recovery for QAM modems
US7092438B2 (en) * 2002-01-22 2006-08-15 Siemens Communications, Inc. Multilevel decision feedback equalizer
GB2389283B (en) 2002-05-31 2004-07-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd Bandwidth adaptation rule for adaptive noise filter for inverse filtering with improved disturbance rejection bandwidth
US7027503B2 (en) * 2002-06-04 2006-04-11 Qualcomm Incorporated Receiver with a decision feedback equalizer and a linear equalizer
KR100442877B1 (ko) * 2002-06-15 2004-08-06 삼성전자주식회사 ＨｏｍｅＰＮＡ를 위한 수신기에서의 채널 등화 및 반송파복원 시스템과 그 방법
US6968001B2 (en) * 2002-08-21 2005-11-22 Qualcomm Incorporated Communication receiver with virtual parallel equalizers
JP3877158B2 (ja) * 2002-10-31 2007-02-07 ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 周波数偏移検出回路及び周波数偏移検出方法、携帯通信端末
US7180963B2 (en) * 2002-11-25 2007-02-20 Ali Corporation Digital receiver capable of processing modulated signals at various data rates
US8135057B2 (en) * 2002-12-20 2012-03-13 Texas Instruments Incorporated Reconfigurable chip level equalizer architecture
US7251273B2 (en) * 2003-02-19 2007-07-31 Advanced Micro Devices, Inc. Minimum equalization error based channel estimator
US7792184B2 (en) * 2003-04-24 2010-09-07 Qualcomm Incorporated Apparatus and method for determining coefficient of an equalizer
US7315822B2 (en) * 2003-10-20 2008-01-01 Microsoft Corp. System and method for a media codec employing a reversible transform obtained via matrix lifting
US20050232347A1 (en) * 2004-04-15 2005-10-20 Mediatek Incorporation Apparatus and method for noise enhancement reduction in an adaptive equalizer
US7561618B2 (en) * 2004-04-30 2009-07-14 Texas Instruments Incorporated Reconfigurable chip level equalizer architecture for multiple antenna systems
US7388907B2 (en) * 2004-08-09 2008-06-17 Texas Instruments Incorporated Frequency domain equalization
US7483481B1 (en) * 2004-08-31 2009-01-27 Adtran, Inc. System and method for adaptively updating precoder taps
CA2588262A1 (en) * 2004-11-05 2006-05-18 Interdigital Technology Corporation Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit
US20060114974A1 (en) * 2004-11-05 2006-06-01 Interdigital Technology Corporation Normalized least mean square chip-level equalization advanced diversity receiver
US7639995B2 (en) * 2005-06-24 2009-12-29 Agere Systems Inc. Reconfigurable communications circuit operable with data channel and control channel
US8559573B2 (en) * 2005-12-27 2013-10-15 Agere Systems Llc Communications circuit and method with re-positionable sampling span

Also Published As

Publication number Publication date
US20120314755A1 (en) 2012-12-13
EP1807932A4 (en) 2009-09-02
US8265130B2 (en) 2012-09-11
TW200625889A (en) 2006-07-16
TWI296475B (en) 2008-05-01
KR20070086972A (ko) 2007-08-27
WO2006052596A2 (en) 2006-05-18
CA2588262A1 (en) 2006-05-18
JP2008519572A (ja) 2008-06-05
WO2006052596A3 (en) 2006-12-14
TWI419520B (zh) 2013-12-11
KR100888413B1 (ko) 2009-03-13
MX2007005453A (es) 2007-05-21
US20060171451A1 (en) 2006-08-03
NO20072859L (no) 2007-06-05
TW200711395A (en) 2007-03-16
JP4512138B2 (ja) 2010-07-28
US20090290630A1 (en) 2009-11-26
EP1807932A2 (en) 2007-07-18
CN101053153A (zh) 2007-10-10
US7570690B2 (en) 2009-08-04
KR20070068474A (ko) 2007-06-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TW200947981A (en) Adaptive equalizer with a dual-mode active taps mask generator and a pilot reference signal amplitude control unit
TWI302409B (en) Advanced receiver with sliding window block linear equalizer
JP4938201B2 (ja) イコライザ及びレイク受信機を用いて変調信号を処理するための方法及び装置
US7702048B2 (en) Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US5796788A (en) Method and apparatus for interference decorrelation in time and space
US20130336363A1 (en) Iterative interference suppression using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US20090129458A1 (en) Method and apparatus for estimating the step-size of an adaptive equalizer
JP2010035188A (ja) Ｃｄｍａ通信容量を改善するための実用的な空間−時間無線方法及び装置
JP2010193465A (ja) 無線通信システムにおけるソフト・ハンドオフのための受信された多元信号の等化
TWI323575B (en) Generalized rake receiver for wireless communication
TW200412734A (en) Non-parametric matched filter receiver for wireless communication systems
EP1135865A1 (en) Digital receivers and receiving methods that scale for relative strengths of traffic and pilot channels during soft handoff
JP2008544689A (ja) １つ以上の受信信号処理の工程のなかでチップサンプル相関を用いるための方法と装置
US7889809B2 (en) Weight vector calculation unit for beamforming using received and/or integrated signal without training signal
JP3386738B2 (ja) フレーム同期回路及びフレームタイミング抽出方法
TW200917677A (en) Method and apparatus for removing pilot channel amplitude dependencies from rake receiver output
KR100958596B1 (ko) 심볼레이트와 칩레이트를 혼용하여 웨이팅하는 핑거와,그를 이용한 복조 장치 및 방법
JP2000078111A (ja) Ｃｄｍａ同期検波用チャネル推定装置
JPH0766842A (ja) 周波数オフセット補償回路
JP4219866B2 (ja) アダプティブアンテナ
CHERN et al. Adaptive RAKE receiver with sliding window linearly constrained RLS algorithm for multipath fading DS-SS CDMA system
Kokate et al. Precombining Adaptive LMMSE Detection for DS-CDMA Systems in Time Varying Channels: Non Blind and Blind Approaches
TW200529578A (en) A W-CDMA equalized rake receiver