CN1757175A - 无线通信系统中针对软切换所接收的多个信号的均衡 - Google Patents

Abstract

用于实现由终端接收的多个信号的均衡的技术，所述终端与多个基站进行软切换。终端处的接收的信号被调节并且被数字化，以提供所接收采样流，其然后通过多组系数被均衡/滤波，以提供多个传输码片估计流。针对每个基站提供一组系数，并且该组系数被用来提供对应的传输码片估计流。进一步处理所述多个传输码片估计流，以提供多个数据符号估计流，一个数据符号估计流用于每个基站。然后多个数据符号估计流通过多个标度因子而被定标，并且被组合以提供组合的数据符号估计流。以时分复用的方式通过单个硬件单元可以实现针对多个基站的处理。

Description

无线通信系统中针对软切换所接收的多个信号的均衡

技术领域

本发明通常涉及数据通信，并且尤其地涉及用于实现在无线通信系统中针对软切换所接收的多个信号的均衡的技术。

背景技术

广泛部署了无线通信系统以提供各种类型的通信，例如语音、分组数据等等。这些系统可以是多址(multiple-access)系统，其能够支持与多用户的通信并且可以基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、频分多址(FDMA)或者其它多址技术。这些系统也可以是无线局域网(LAN)系统，例如实现802.11b IEEE标准的系统。

CDMA系统中的无线终端可以在前向链路上接收来自一个或多个基站的数据传输。如果该终端处于软切换中，则多个基站可以向该终端传输相同的数据流，以提供克服有害路径影响的分集并且改善可靠性。每个基站传输的信号可以通过一个或多个传播路径到达终端。因此终端的接收信号可以包括每个基站传输的信号的一个或多个信号实例(或多径分量)。

CDMA系统中的终端典型地使用处理所述接收信号的rake接收机。所述rake接收机通常包括一个或多个搜索器元件和若干解调元件，其通常分别称为“搜索器”和“分支(finger)”。由于CDMA波形的相对较宽的带宽，可以假定通信信道由有限数量的可分解的多径分量组成。特定的时延和特定的复增益可以表征每个多径分量的特性。所述搜索器因而在所接收的信号中搜索最强的多径分量，并将分支分配给由该搜索器找到的最强的多径分量。每个分支处理其被分配的多径分量，以为该多径分量提供符号估计。然后组合来自所有分配的分支的符号估计，以为将被恢复的数据流提供组合的符号估计。

所述rake接收机能够为工作在较低的信号与噪声及干扰比(SINR，signal-to-noise-and-interference ratio)的CDMA系统提供可接受的性能。对于由一个或多个基站所传输的一个或多个信号，该rake接收机能够组合来自由终端接收的若干多径分量的能量。然而，该rake接收机通常不去除符号间干扰(ISI)的影响，该符号间干扰是由多径效应和无线信道中的其它失真所造成的。所述ISI在较低SINR时典型地可忽略，但在较高SINR时可能变为不可忽略的噪声分量。该ISI可能限制了终端可以达到的SINR，并因此对性能的影响较大。

因此，本领域中需要一种技术来处理软切换时所接收的信号，以提供具有较高SINR的组合的符号估计。

发明内容

在此提供了一种用于实现由终端接收的多个信号的均衡的技术，所述终端与多个基站进行软切换。所述终端处的接收的信号被调节(conditioned)并且被数字化，以提供所接收的采样流。该采样流包括由多个基站向终端发送的公共数据符号流的多个传输。使用多组系数对所接收的采样流进行均衡或滤波，以提供多个传输码片估计流。为传输数据到终端的每个基站提供一组系数，并且该组系数被用来提供对应的传输码片估计流。进一步处理所述多个传输码片估计流(例如解扩和信道化(channelized))，以提供多个数据符号估计流，为多个基站的每一个提供一个数据符号估计流。然后可以通过多个标度因子(scaling factor)来定标(scale)多个数据符号估计流，并将其组合以提供组合的数据符号估计流。可以通过能够实现多个“虚拟并行均衡器(virtual parallelequalizer)”的单个硬件单元来执行针对所述多个基站的处理，从而为这些基站提供多个传输码片估计流。

可以基于传输码片估计、数据符号估计或针对所述基站所推导的导频符号估计，训练(train)并适配针对向终端传输数据的每个基站的系数组。可以基于特定的标准来选择针对多个基站的多个标度因子，例如以便最大化所述组合的数据符号估计的SINR。可以基于例如最小均方(LMS，leastmean square)和递归最小二乘(RLS，recursive least square)算法的不同的适配算法，来确定所述系数和标度因子。

下面更详细地描述了本发明的各个不同的方面和实施例。

附图说明

结合附图，通过下面的详细描述，本发明的特征、特性和优点将变得更加明显，图中相同的参考标记表示相同的部分，其中：

图1示出了无线通信系统；

图2示出了基站和终端的框图；

图3示出了基站内的TX数据处理器和TX信道处理器的框图；

图4A和4B示出了终端处的均衡器/接收机的框图，所述均衡器/接收机被配置用来分别推导数据符号估计和导频符号估计；

图4C示出了均衡器/接收机内的用于均衡器滤波器的FIR滤波器的框图；

图4D示出了均衡器/接收机内的RX信道处理器的框图；

图5示出了示例性过程的流程图，该过程由单个硬件单元来执行从而以TDM方式实现多个均衡器。

具体实施方式

图1示出了无线通信系统100，其包括与若干终端通信的若干基站。为了简单，图1中仅示出了三个基站110a、110b和110c和一个终端120。基站是用于和所述终端通信的固定的站，并且也可以称为基站收发信机系统(BTS)、接入点、节点B或一些其它术语。终端也可以被称为移动台、远端站、接入终端、用户设备(UE)或其它一些术语。

在任何给定的时刻，终端可以在前向链路(下行链路)和/或反向链路(上行链路)上与一个或多个基站进行通信。这取决于该终端是否是激活的以及该终端是否处于软切换中。在图1中，终端120处于软切换中，并且在前向链路上从所有的三个基站110a、110b和110c接收重复的(duplicate)数据传输。

这里描述的用来均衡由软切换中的终端所接收的多个信号的技术可以实现在不同的无线通信系统中。因此系统100可以是CDMA、TDMA或FDMA系统或其它类型的系统。CDMA系统可以被设计用来实现一个或多个标准，例如IS-95、IS-2000、IS-856、W-CDMA等等。TDMA系统可以被设计用来实现一个或多个标准，例如全球移动通信系统(GSM)。这些标准在本领域中是著名的。为了清楚，针对实现IS-95和/或IS-2000的CDMA系统描述了所述技术。

同样为了清楚，在接下来的分析中，下标“n”被用于导频和数据符号索引，下标“k”被用于码片索引，并且下标“m”被用于采样索引。下面描述了所有这些索引。用“t”表示连续时间信号和响应，如h(t)和h(t-kT)。

图2示出了基站110i(图1所示的基站之一)和终端120的框图。在前向链路上，在基站110i，从数据源212向传输(TX)数据处理器214提供了要在前向链路上向终端传输的数据以及用于开销信道的数据。TX数据处理器214为每个终端和每个开销信道格式化、编码、交织(interleave)以及调制数据，从而为该终端/信道提供数据调制符号(或简单的，数据符号)。然后TX信道处理器216在不同的代码信道上接收并且信道化所述数据符号和导频符号。TX信道处理器216还通过分配给基站110i的复伪随机数(PN，pseudo-random number)序列来组合及频谱扩展所述信道化数据和导频符号，以提供传输码片流(表示为{x_k ⁱ})。下面更详细地描述了由处理器214和216所进行的处理。然后发射机单元(TMTR)218将传输码片流转换成一个或多个模拟信号，并进一步调节(例如放大、滤波和上变频)所述模拟信号以产生调制信号。然后该调制信号经由天线22并且在无线信道上被传输。

终端120在软切换时从多个基站接收数据传输。由天线252来接收来自所述基站的被传输的调制信号，并且来自天线252的接收的信号包括所述调制信号的分量。接收机单元(RCVR)254然后调节(例如放大、滤波和下变频)所接收的信号，并且接收机单元254中的模数转换器(ADC)256数字化被调节的信号，以提供ADC采样。该ADC采样可以在接收机单元254中被数字地预处理(例如被滤波、内插、采样速率转换等)。接收机单元254提供接收的采样流(表示为{y_m})，其可以是所述ADC采样或预处理的采样。

如下文所述，均衡器/接收机262因而处理所接收的采样，以提供向终端120传输的数据符号的估计。接收(RX)符号处理器262还处理所述数据符号估计(表示为

以提供解码的数据，然后将该解码的数据提供给数据宿264。控制器270指示终端120的操作。存储器单元272为由终端中的控制器270和其它处理单元所使用的程序代码和数据提供了存储。

图3示出了基站110i中的TX数据处理器214和TX信道处理器216的框图。在TX数据处理器214中，将在前向链路上被传输的业务数据通过多路分用器(Demux)310被多路分用为多个数据流，其中之一是用于终端120的。每个数据流被提供给相应的TX信道数据处理器320，并且由编码器322来编码，由交织器324来交织，以及基于特定的调制方案(例如BPSK、QPSK、M-PSK、或M-QAM)来调制(即映射到符号)，从而为该数据流提供数据符号。每个数据符号对应于信号星座图上的特定点，该信号星座图对应于针对该数据流的调制方案。用于终端120的数据符号流表示为{d_n}。

可以根据不同的因素同时传输任何数量的数据流，所述因素例如是激活的终端的数量、可用代码信道的数量、可用发射功率等。所述代码信道之一典型地被用于导频传输，而剩余的代码信道可以被用于数据传输。由于所述导频典型地是已知的调制符号序列，所述导频通常不需要TX信道数据处理器。TX信道数据处理器320b到320w被用来处理所述数据流。

在TX信道处理器216中，用于终端120的数据符号流{d_n}被提供给乘法器332b，并与用于终端120的代码信道的正交序列相乘。所述正交序列被表示为{W_k ⁱ}，该正交序列在IS-95和IS-2000中是沃尔什(walsh)序列，在W-CDMA中是正交可变扩频系数(OVSF，orthogonal variablespreading factor)序列。通过每个数据符号d_n和全部正交序列{W_k ⁱ}相乘，达到了所述数据符号流{d_n}的信道化。因此所述数据符号速率是所述正交序列{W_k ⁱ}速率的1/N_w，其中N_w是该正交序列的长度。通过其它乘法器332，通过用于其分配的代码信道的其它正交序列，类似地将用于其它终端和开销信道的数据符号流进行信道化。用于所述其它终端和开销信道的信道化的数据符号全体表示为{ε_k ⁱ}。

TX信道处理器216还接收导频符号{p_n}，其典型地是已知的调制符号，终端可以使用该调制符合来估计无线信道响应。通常，利用时分复用(TDM)或码分复用(CDM)，所述导频符号可以与数据符号多路复用。对于IS-95和cdma2000系统中的前向链路，利用CDM，所述导频可以与数据符号多路复用。因此通过用于导频代码信道(或者简单的，导频信道)的正交序列{W_k ^p}，由乘法器332a将所述导频符号信道化。所述导频符号速率取决于所述正交序列{W_k ^p}的长度，并且可以是相同或不同于所述数据符号速率。

为了简单，假设导频符号速率与数据符号速率相同，并且符号索引n也被用于所述导频符号。同样为了简单，每个数据符号d_n可以被视为包括具有相同值d_n的N_w个数据符号{d_k}的序列，并且每个导频符号p_n可以被视为包括具有相同值p_n的N_w个导频符号{p_k}的序列。

所述信道化的导频和数据符号因而由加法器334来组合，并通过用于基站i的复PN序列(表示为{s_k ⁱ})被进一步扩频，以提供码片速率为1/T_c的传输码片流{x_k ⁱ}，其中T_c是一个PN码片的持续时间。

对于IS-95和IS-2000，由系统中的所有基站来使用相同的复PN序列{s_k}，从而在传输前扩频其数据。然而，每个基站被分配了不同于相邻基站的指定的PN偏置。因此由基站所使用的PN序列是彼此时间偏移的，其偏移量远大于小区内多径时延扩展。对于IS-95和IS-2000，所述PN偏置或偏移是64个PN码片的整数倍。分配给基站i的PN序列{s_k ⁱ}可以表示为：

$s_k^i=s_{k+\mathrm{Ni}},\·\·\·\mathrm{Eq}\left(1\right)$

其中，{s_k}表示无偏移的PN序列；

{s_k+Ni}表示偏移了N_i个PN码片的相同的PN序列；并且

N_i是用于基站i的PN序列的偏移量(64个PN码片的整数倍)。尽管{s_k}和{s_k-Ni}是相同PN序列的不同偏移(即0和N_i)，然而其可以被认为是不同的PN序列。

当软切换时，终端120接收来自多个基站的相同数据符号流{d_n}的多个传输。向所述终端传输该公共数据符号流的所有基站可以被包括在集合I中。集合I中的基站的每一个都传输各自的传输码片流{x_k ⁱ}，其可以被表示为：

$x_k^i={(p_k{W}_k^p+d_k{W}_k^i+{\mathrm{\ϵ}}_k^i)}_{s_{k+N_i}},\mathrm{for\; i}\∈I,\·\·\·\mathrm{Eq}\left(2\right)$

其中，{p_k}表示导频符号；

{W_k ^p}表示用于所述导频信道的正交序列，其是所有针对IS-95和IS-2000的序列之一。

{d_k}表示由集合I中的所有基站向所述终端发送的公共数据符号流；

{W_k ⁱ}表示由基站i所使用的代码信道的正交序列，以向所述终端传输所述数据符号流。

{ε_k ⁱ}表示用于由基站i在前向链路上传输的所有其它代码信道的符号；和

{s_k+Ni}表示分配给基站i的PN序列。

等式(2)也可以重写为：

$x_k^i={\tilde{p}}_k^i+{(d_k{W}_k^i+{\mathrm{\ϵ}}_k^i)}_{s_{k+N_i}},\mathrm{for\; i}\∈I,\·\·\·\mathrm{Eq}\left(3\right)$

其中，

表示用于基站i的“被处理的”导频符号，并且可以表示为：

${\tilde{p}}_k^i=p_k{W}_k^p{s}_{k+\mathrm{Ni}},\mathrm{for\; i}\∈I,\·\·\·\mathrm{Eq}\left(4\right)$

如此处所使用的那样，流可以是有限的并且包括特定数量的符号或采样，或者可以是连续的并且包括未指定数量的符号或采样。

应当指出，由集合I中的基站发送的传输码片流中的“期望的”信号分量{d_k}由于彼此偏移而不相关。这是因为所述数据符号流{d_k}可以通过不同的正交代码而被信道化，并且通过集合I中的基站的每一个、使用不同的PN序列而进一步被频谱扩展。

每个基站向其覆盖区域内的终端传输相应的传输码片流{x_k ⁱ}。对于每个基站，该流中的每个传输码片x_k ⁱ在无线信道上传输之前由发射机单元218来处理。由发射机单元218所进行的全部处理的结果是，调制信号中的传输整形脉冲u_i(t)的实例有效表示了每个传输码片x_k ⁱ，其中通过所述传输码片的复值来定标所述脉冲实例。因此使用所述整形脉冲u_i(t)、通过具有脉冲响应c_i(t)的线性无线信道来发送每个传输码片x_k ⁱ。信道的加性噪声也恶化了每个传输码片，该噪声通常被假设为具有平坦功率谱密度N₀ Watts/Hz的高斯白噪声(AWGN)。

在所述终端，由集合I中的基站传输的调制信号被接收、调节并被提供给所述ADC。在ADC之前的所有终端处的信号调节可以被集中(lumped)到接收机脉冲响应r(t)中。因而到ADC的输入处的信号可以表示为：

$y\left(t\right)=\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}_k^i\·h_i(t-k{T}_c)+n\left(t\right),\·\·\·\mathrm{Eq}\left(5\right)$

其中，n(t)是在所述ADC输入处观察的总噪声；和

h_i(t)是针对基站i的总系统脉冲响应。在等式5中的第二或右边的求合是针对所述传输码片{x_k ⁱ}和总系统脉冲响应h_i(t)之间的卷积。第一个或左边的求合是针对由集合I中的基站所传输的多个信号。

针对基站i的总系统脉冲响应h_i(t)可以表示为：

h_i(t)＝u_i(n)*c_i(t)*r(t)，                             Eq(6)

其中“*”表示卷积。因此所述总系统脉冲响应h_i(t)包括传输脉冲、无线信道和由终端进行的信号调节的响应。

假设用于每个基站的传输码片流{x_k ⁱ}具有零平均值，并且是独立同分布(iid，independent and identically distributed)的。而且，用于每个基站的传输码片流的至少一部分是由终端先验已知的。该已知部分典型地对应于所述导频符号。

所述ADC数字化所述被调节的信号，以提供采样速率为1/T_s的接收的采样，其中T_s是一个接收的采样的持续时间。该接收的采样可以表示为：

$\left(m{T}_s\right)=\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}\underset{k}{\mathrm{\Σ}}{x}_k^i\·h_i(m{T}_s-k{T}_c)+n\left(m{T}_s\right).\·\·\·\mathrm{Eq}\left(7a\right)$

通常，用于ADC的采样速率可以是任何的任意速率，并且不需要与码片速率同步。典型地，选择高于所述码片速率的采样速率以避免信号频谱的混叠。为了简单，接下来的分析假设选择的采样速率等于码片速率即1/T_s＝1/T_c。此外，为了简单，假设终端定时与基站的定时同步，并且索引k也被用于终端处接收的采样。然而，通过稍微较复杂的符号和推导，下面描述的分析可以扩展为任何的任意采样速率。

对采样速率1/T_c，方程(7a)中的接收采样可以表示为：

$y\left(k{T}_c\right)=\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}\underset{m}{\mathrm{\Σ}}{x}_{m-k}^i\·h_i\left(m{T}_c\right)+n\left(k{T}_c\right),\·\·\·\mathrm{Eq}\left(7b\right)$

其可以重写为：

$y_k=\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}{x}_k^i*h_k^i+n_k,\·\·\·\mathrm{Eq}\left(7c\right)$

其中{h_k ⁱ}表示用于基站i的采样的总系统脉冲响应，并且 $h_k^i=h_i\left(k{T}_c\right);$

{n_k}表示来自不在集合I中的其它基站的干扰和热噪声，其中

n_k＝n(kT_c)；和

{y_k}表示所接收的采样流，其中y_k＝y(kT_c)。

上面示出的等式是基于关于通信信道的某些假设的。其它等式可以更正确地表示其它类型的噪声和其它类型的信道。

所述均衡器/接收机包括用于集合I中的基站的每一个的均衡器滤波器。每个均衡器滤波器实现接收采样流的均衡或滤波，并提供由关联的基站发送的传输码片的估计。来自每个均衡器滤波器的输出可以表示为：

其中，{f_k ⁱ}表示针对基站i的均衡器滤波器的脉冲响应；和{_k ⁱ}表示针对基站i的传输码片估计流。

通常，所述均衡器滤波器可以工作在任何采样速率，以在码片速率提供传输码片估计。所述采样速率可以大于所述码片速率，在这种情况下，所述均衡器滤波器中的抽头(tap)将被微小地间隔开。而且，所述采样速率不需要与所述码片速率同步。因此该均衡器滤波器还能够实现从采样定时m到码片定时k的转换。该均衡器滤波器还可以包括任何数量的因果抽头(causal tap)(即指针抽头(cursor tap)右边的抽头)以及任何数量的反因果抽头(anti-causal tap)(即指针抽头左边的抽头)。

可以以不同的方式获得每个均衡器滤波器的脉冲响应。可以基于特定的最优标准并利用传输码片估计、导频符号估计或数字符号估计，来确定滤波器脉冲响应。下面描述了用于“训练”和“适配”所述均衡器滤波器的示例性方案。所述指针抽头是对应于所接收的采样的抽头，所述接收的采样被指定为对应于当前码片周期。

对于所述示例性均衡器训练方案，选择每个均衡器滤波器的脉冲响应，以最小化针对关联的基站的已知被处理的导频符号

和传输码片估计{_k ⁱ}之间的均方误差。该最小均方误差(MMSE)标准可以表示为：

其中E表示期望的操作。如等式(4)所示可以获得所处理的导频符号

并且如等式(8)所示可以获得被传输的码片的估计{_k ⁱ}。

对于IS-95和IS-2000，用于所有基站的导频符号是相同的以及由终端先验已知，并且用于所述导频信道的正交序列{W_k ^p}是所有序列之一。然而，通过分配给所述基站的不同的PN序列{S_k+Ni}，对由每个基站传输的导频符号进行频谱扩展。用于集合I中的基站的每一个的被处理的导频因而对于单独的基站而言是唯一的。

在基于由基站i在导频信道上传输的导频符号来训练均衡器滤波器i期间，由等式(2)中的{d_kW_k ⁱ}和{ε_k ⁱ}所表示并且由基站传输的其它代码信道被视为干扰。而且，通过以这种方式为基站i训练均衡器滤波器i，来自所有其它基站的传输也被认为是干扰。

可以利用不同的算法来达到等式(9)中的最小化，所述算法例如是(1)最小二乘自适应(least-squares adaptive)算法，例如递归最小二乘(RLS，recursive least squares)算法，和(2)随机梯度(stochastic gradient)算法，例如最小均方(LMS)算法。下面描述该LMS算法。

还可以为所述均衡器滤波器实现其它训练方案，并且这是在本发明的范围内的。而且，也可以使用除了MMSE的其它最优标准，并且这是在本

发明的范围内的。

每个均衡器滤波器为关联的基站提供传输码片估计{_k ⁱ}，如等式(8)所示。用于每个基站的数据符号的估计 可以基于所述传输码片估计而获得{_k ⁱ}，如下：

${\hat{d}}_k^i=W_k^i\·s_{k+\mathrm{Ni}}^{*}\·{\hat{x}}_k^i,\mathrm{for\; i}\∈I.\·\·\·\mathrm{Eq}\left(10\right)$

在等式(10)中，用于基站i的传输码片估计{_k ⁱ}首先通过复解扩序列{S^* _k+Ni}被解扩，所述序列是由所述基站使用的PN序列{S_k+Ni}的复共轭。然后被解扩的符号与(用于基站i用来向终端传输数据的代码信道的)正交序列{Wki}相乘，以获得所述数据符号估计

尽管等式(10)中没有示出，然而所述数据符号估计

还可以在正交序列{W_k ⁱ}长度上被累积，以提供针对基站i的数据符号估计

由终端所进行的“信道化”(即与{W_k ⁱ}的相乘以及在正交序列长度上的累积)有效地恢复了指定代码信道上的期望的数据，并消除了来自所有其它代码信道的干扰。

可以定标来自集合I中的所有基站的数据符号估计

并且然后将其组合，以获得组合的数据符号估计

其可以表示为：

${\hat{d}}_k=\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_k^i\·W_k^i\·s_{k+\mathrm{Ni}}^{*}\·{\hat{x}}_k^i=\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_k^i\·{\hat{d}}_k^i,\·\·\·\mathrm{Eq}\left(11\right)$

其中，α_k ⁱ是针对第k个码片周期、用于基站i的标度因子。下面描述了用于集合I中的基站的标度因子的推导。

如等式(11)所示的那样获得的组合的数据符号估计

可以不是被传输到终端的数据符号{d_k}的无偏差估计。如果没有正确地选择用于集合I中的基站的标度因子以确保所述符号估计是无偏差的，则将是这种情况。数据符号估计中的偏差可能导致后续处理阶段中的性能恶化。例如，对组合的数据符号估计进行切片(slicing)以获得硬性决策以及针对所述符号估计的对数似然比(LLR，log-likelihood ratio)的计算，都受到了所述符号估计中的任何偏差的影响，可以由Turbo解码器来使用所述对数似然比的计算。

通过对针对所有基站的组合的数据符号估计进行定标，可以获得无偏差的组合的数据符号估计，如下：

${\hat{d}}_k={\mathrm{\α}}_b\·\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_k^i\·{\hat{d}}_k^i,\·\·\·\mathrm{Eq}\left(12\right)$

其中α_b是选择用来消除所述组合的数据符号估计

中的偏差的标度因子。可以如同在2001年8月6日提交的美国专利申请序号09/924,342中所描述的那样来确定所述标度因子α_b，该专利申请的标题为“System andTechniques for Measuring the Performance of a Communication System”，该专利被转让给本申请的受让人并在此将其引入作为参考。

通过与上面针对数据符号所描述的类似的方式，可以获得用于集合I中的基站的每一个的导频符号估计 用于集合I中所有基站的导频符号估计因而可以被定标并且被组合，以获得组合的导频符号估计 其可以表示为：

${\hat{p}}_k=\underset{i\∈I}{\mathrm{\Σ}}{\mathrm{\α}}_k^i\·W_k^p\·s_{k+\mathrm{Ni}}^{*}\·{\hat{x}}_k^i\·\·\·\mathrm{Eq}\left(13\right)$

如上面所指出的，集合I中的基站的每一个都关联于相应的标度因子α_k ⁱ。可以通过各个不同的方式来获得用于集合I中的所有基站的标度因子{α_k ⁱ}的集合，下面描述了所述方式中的某些方式。通常，基于针对由集合I中的基站所传输的数据的接收的SINR，来选择所述标度因子{α_k ⁱ}。假设集合I中的基站之间具有类似的导频与业务比率，则用于所有基站的符号估计的组合可能与针对该导频的接收的SINR成比例。

在第一实施例中，选择所述标度因子，以最小化所述传输导频符号{p_k}和所述组合的导频符号估计

之间的均方误差。该最小化标准可以表示为：

minimize $E\left\{{|p_k-{\hat{p}}_k|}^2\right\},$                                                Eq(14)

其中，如等式(13)所示可以获得组合的导频符号估计 如下文所述，基于组合的导频符号估计

和已知的导频符号{p_k}，可以使用LMS或RLS滤波器来推导用于集合I中的基站的标度因子。

在第二实施例中，选择相等的用于集合I中的所有基站的标度因子(即 ${\mathrm{\α}}_k^1={\mathrm{\α}}_k^2=\·\·\·={\mathrm{\α}}_k^Q).$ 这导致了用于集合I中的基站的每一个的数据符号估计被给定了相等的权重，并且也称为相等增益组合。

图4A示出了均衡器/接收机260x的框图，其是图2中的均衡器/接收机260的实施例并且被配置用来推导数据符号估计。所接收的采样被提供给一组均衡器滤波器410a到410q，所述均衡器滤波器的每一个都可以被分配给集合I中不同的一个基站。均衡器/接收机260x被示出为包括Q个均衡器滤波器410，其中Q可以是大于1的任意整数。

每个均衡器滤波器410根据关联的系数组fⁱ来均衡或滤波所接收的采样{y_m}，从而为关联的基站提供传输码片估计

所述系数f_-k ⁱ定义了所述均衡器滤波器的脉冲响应(f_k ⁱ}。如上面所指出的，所述采样速率可以与所述码片速率相同或不同，并且可能与所述码片速率同步或不同步。如下文所述，来自每个均衡器滤波器410的传输码片估计{_k ⁱ}被提供给相应的RX信道处理器420，该RX信道处理器实现利用解扩序列{S_k+Ni ^*}的解扩以及利用针对关联基站的正交序列{W_k ⁱ}的相乘。每个RX信道处理器420为关联的基站提供数据符号估计

来自RX信道处理器420a到420q的数据符号估计

分别被提供给乘法器430a到430q。每个乘法器430利用各自的标度因子α_k ⁱ来定标其数据符号估计

加法器432因而组合了来自乘法器430a到430q的输出，并且加法器432的输出还由乘法器434利用标度因子α_b来定标，以提供无偏差的组合的数据符号估计

图4B示出了均衡器/接收机260y的框图，其与图4A中的均衡器/接收机260x类似但被配置用来推导导频符号估计。为了获得导频符号估计，每个RX信道处理器420实现利用针对关联基站的解扩序列{S_k+Ni ^*}的解扩，以及利用针对所述导频信道的正交序列{W_k ^p}的相乘。每个RX信道处理器420为关联的基站提供导频符号估计 乘法器430a到430q因而分别利用标度因子α_k ⁱ到α_k ^Q，对来自RX信道处理器420a到420q的导频符号估计

分别进行定标。然后由加法器432来组合被定标的导频符号估计，并且由乘法器434对其进一步定标，以提供组合的导频符号估计

如图4B所示，系数计算单元440为集合I中的基站的每一个推导一组系数f_-k ⁱ。标度因子计算单元450为集合I中的基站的每一个推导所述标度因子α_k ⁱ。下面更详细地描述了单元440和450。

图4C示出了有限脉冲响应(FIR)滤波器410i的框图，其可以被用于图4A和4B中的均衡器滤波器410a到410q的每一个。FIR滤波器410i包括L+1个抽头，每个抽头对应于针对特定采样周期的接收的采样。每个抽头还关联于由系数计算单元440提供的相应的系数。

如图4C所示，向L个时延元件412b到412m提供所接收的采样{y_m}。每个时延元件提供一个时延采样周期(T_s)。如上面所指出的，所述采样速率典型地被选择高于所述码片速率，以避免信号频谱的混叠。然而，也可以选择尽可能接近码片速率的采样速率，以便需要较少数量的滤波器抽头来覆盖总系统脉冲响应h_i(t)中给定的时延扩展。较少的抽头将简化所述FIR滤波器和所述系数计算单元的设计。通常，可以基于使用所述均衡器/接收机的系统的特性来选择所述采样速率。

对于每个码片周期k，用于所述L+1个抽头的接收的采样被提供给乘法器414a到414m。为每个乘法器提供了相应的接收的采样y_j和相应的滤波器系数f_j ⁱ，其中j表示抽头索引且j∈{-L/2…-1，0，1…L/2}。然后每个乘法器414将其接收的采样y-j与其系数f_j ⁱ相乘以提供对应的定标的采样。然后由加法器416b到416m将来自乘法器414a到414m的L+1个定标的采样进行求和，以针对第k个码片周期提供传输码片估计_k ⁱ。

所述传输码片估计_k ⁱ可以如等式(6)所示来计算，其也可以表示为：

${\hat{x}}_k^i=\underset{j=-L/2}{\overset{L/2}{\mathrm{\Σ}}}{f}_j^i\·y_{k,-j,}\·\·\·\mathrm{Eq}\left(15\right)$

其中，等式(15)中的y_k，-L/2到y_k，L/2是所述FIR滤波器中的L+1个接收的采样，所述采样被用于针对第k个码片周期的传输码片估计_k ⁱ的计算。因此所述均衡器滤波器还执行从由索引m表示的采样速率到由索引k表示的码片速率的转换。

为了简单，所述均衡器滤波器被描述为利用FIR滤波器来实现。对于所述FIR滤波器，所述滤波器脉冲响应{f_j ⁱ}等于所述滤波器系数组f_-j ⁱ。也可以使用其它类型的数字滤波器，例如无限脉冲响应(IIR)滤波器，并且这是在本发明的范围内的。

图4D示出了RX信道处理器420i的实施例的框图，其也可以被用于图4A和4B中的RX信道处理器420a到420q的每一个。在RX信道处理器420i中，用于基站i的传输码片估计{_k ⁱ}被提供给复乘法器422，并与用于所述基站的解扩展序列(s_k ⁱ}^*相乘。然后将解扩展符号提供给乘法器424，并与(用于基站用来向终端传输数据的代码信道的)正交序列{W_k ⁱ}相乘，从而为基站i提供所述数据符号估计

也可以操作RX信道处理器420i，来为基站i提供导频符号估计

这可以通过将所述解扩展符号与用于所述导频信道的正交序列{W_k ^p}(而不是{W_k ⁱ}相乘来达到。所述正交序列{W_k ^p}和{W_k ⁱ}可以具有相同或不同的长度，并且导频符号速率可以相同或不同于所述数据符号速率。均衡器滤波器系数计算

基于上面描述的均衡器训练方案之一，系数计算单元440为集合I中的基站的每一个推导所述系数 组。在下面描述的实施例中，系数计算单元440基于针对所述基站的传输码片估计{_k ⁱ}，推导针对每个基站的所述系数组f_-k ⁱ。在针对基站i的已知处理的导频符号 和传输码片估计{_k ⁱ}之间的误差可以表示为：

$e_k^i={\tilde{p}}_k^i-{\hat{x}}_k^i\·\·\·\mathrm{Eq}\left(16\right)$

其中，如等式(4)所示可以获得

，并且如等式(8)或(15)所示可以获得{_k ⁱ}。

如果所述LMS算法被用于训练，则为基站i的均衡器滤波器更新的系数f_-k+1 ⁱ可以如下计算：

$f_{-k+1}^i=f_{-k}^i+y_{-k}\·\mathrm{\μ}\·{\left(e_k^i\right)}^{*},\·\·\·\mathrm{Eq}\left(17\right)$

其中，y-k是针对第k个码片周期的均衡器滤波器内的L+1个接收的采样(y_-L/2到y_L/2)的矢量；f_-k ⁱ是针对第k个码片周期的、用于均衡器滤波器的L+1个系数(f_-L/2 ⁱ到f_L/2 ⁱ)组；

μ是用于所述系数计算的无单位的(unit-less)适配常数。其它自适应算法(例如所述RLS和所述LMS的其它变型)也可以被用于训练所述均衡器滤波器。而且，由于每个导频符号p_n跨越多个码片周期，并且每个传输码片x_k可以跨越一个或多个接收采样周期，因此可以以所述采样速率、码片速率或符号速率来更新所述滤波器系数。

标度因子计算

标度因子计算单元450利用上面描述的方案之一，推导用于集合I中的基站的标度因子{α_k ⁱ}组。在下面描述的实施例中，标度因子计算单元450基于组合的导频符号估计

来推导所述标度因子{α_k ⁱ}。已知导频符号{p_k}和组合的导频符号估计

之间的误差可以表示为：

$e_k=p_k-{\hat{p}}_k\·\·\·\mathrm{Eq}\left(18\right)$

其中，可以如等式(13)所示来获得

如果使用所述LMS算法，则更新的标度因子可以如下计算：

${\mathrm{\α}}_{k+1}^i={\mathrm{\α}}_k^i+{\mathrm{\μ}}_{\mathrm{\α}}\·{\hat{p}}_k^i\·e_k^{*}\mathrm{for\; i}\∈I,\·\·\·\mathrm{Eq}\left(19\right)$

其中，μ_α是用于所述标度因子计算的无单位的适配常数。

为了清楚，特别地针对所述LMS算法描述了均衡器滤波器系数和标度因子的推导。也可以使用其它适配算法来推导所述系数和标度因子，并且这是在本发明的范围内的。例如，可以使用直接矩阵求逆(DMI，directmatrix inversion)算法，来计算所述均衡器滤波器系数和/或标度因子。Simon Haykin在1996年的Prentice Hall第三版的标题为“Adaptive FilterTheory”一书中，更详细地描述了LMS、RLS、DMI和其它适配算法，在此将其引入作为参考。

上面描述的均衡器/接收机可以用不同的方法实现。为了清楚，图4A和4B示出了一个均衡器滤波器410、一个RX信道处理器420和一个乘法器430，其针对集合I中的基站的每一个而被提供。该实现可以被用于以极高数据速率操作的系统。

在可选的实现中，多个均衡器以时分复用(TDM)的方式通过单个硬件单元而被实现。该硬件单元可以包括一个均衡器滤波器410、一个RX信道处理器420和一个乘法器430。所述硬件单元以足够高的速度来操作，以便其能够为集合I中的所有基站执行处理，每次一个基站。例如，该硬件单元可以操作N_c个时钟周期以实现基站1的均衡，接着操作N_c个时钟周期以实现基站2的均衡等等，接着操作N_c个时钟周期以实现基站Q的均衡，接着操作N_c个时钟周期以实现基站1的均衡等等。

图5示出了示例性过程500的流程图，所述过程由硬件单元来执行从而以TDM方式来实现多个均衡器。过程500是针对通过集合I中的所有基站的一个周期的。最初，在该周期的起始，清除了用来存储中间结果的输出缓冲器(步骤512)。然后集合I中的第一基站被选择用于处理(步骤514)。

块520内示出了针对所选基站的处理。首先从存储器获得用于所选基站的系数组f_-k ⁱ和标度因子α_k ⁱ，并且所述硬件单元中的均衡器被加载了所述系数(步骤522)。接着从输入缓冲器获得接收的采样的段(步骤524)，其中所述段的大小可以基于不同的考虑而被选择(例如针对所述系数和标度因子的期望的更新速率、处理时延等)。然后通过所述系数来滤波所述段中的接收的采样以获得传输码片估计{_k ⁱ}其进一步通过所述解扩展序列(s_k ⁱ)^*以及所述正交序列{W_k ^p}和{W_k ⁱ}被处理，以分别获得导频符号估计

和数据符号估计

(步骤526)。进一步通过所述标度因子α_k ⁱ来对所述导频和数据符号估计进行定标(步骤528)，并且所述被定标的导频和数据符号估计被累积在其输出缓冲器的分别的部分中(步骤530)。基于所述传输码片估计来为所选基站更新系数(步骤532)。

如果集合I中的所有基站没有被处理(如步骤540中所确定的那样)，则选择集合I中的下一个基站(步骤542)并且所述过程返回步骤522以实现针对该基站的处理。否则，基于从所述输出缓冲器所检索的组合的导频符号估计

来为集合I中的所有基站更新标度因子(步骤544)。可以进一步处理所述输出缓冲器中的组合的数据符号估计 以获得被解码的数据。可以通过集合I中的基站针对下一个周期重复过程500。

所述单个硬件单元设计允许多次重复使用一组处理单元，以实现针对集合I中的所有基站的处理，由此为这些基站有效地实现多个“虚拟”并行均衡器。该设计能够极大地降低所述均衡器/接收机的复杂度。而且，由于用于每个基站的均衡器、RX信道处理器和自适应算法具有相同的结构并且易于被重复使用，因此可以容易地并且以较低的成本来实现所述设计。

2002年8月21日提交的美国专利申请序号10/226,031中更详细地描述了多个虚拟并行均衡器的实现，所述专利申请的标题为“CommunicationReceiver with Virtual Parallel Equalizers”，该专利被转让给本发明的受让人，并且在此将其引入作为参考。

为了清楚，上面针对具有单个天线的终端描述了均衡技术。这些技术可以被扩展到具有多个天线的终端。在这种情况下，可以为多个天线提供多个均衡器(例如一个天线一个均衡器)。所述均衡器可以用来一次针对一个基站来执行训练。针对基站i的训练的结果是用于基站i的多个天线中的每一个的一组系数f_-k ^l，i和标度因子{α_k ^l，i}(其中l是天线的索引)。在训练了集合I中的所有天线之后，可以获得一组标度因子{α_k ⁱ}，用于组合针对所有基站的符号估计。因而可以穿越用于每个基站的多个天线并且接着穿越集合I中的所有基站，来实现所述符号组合。所述均衡器因而将作为空间-时间(space-time)滤波器来操作。用于多个天线的多个均衡器也可以作为上述虚拟均衡器而被实现。

在此描述的均衡技术可以通过不同的装置来实现。例如，可以在硬件、软件或其组合中来实现这些技术。对于硬件实现，用于均衡的元件(例如一个或多个均衡器滤波器、系数计算单元、标度因子计算单元等)可以在一个或多个下列元件中被实现：专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理设备(DSPD)、可编程逻辑设备(PLD)、现场可编程门阵列(FPGA)、处理器、控制器、微控制器、微处理器、设计用来实现此处描述的功能的其它电子单元，或以上元件的组合。

对于软件实现，所述均衡技术可以通过执行此处描述的功能的模块(例如程序、函数等)来实现。软件代码可以被存储在存储器单元中(例如图2中的存储器单元272)，并且由处理器(例如控制器270)来执行。所述存储单元可以在所述处理器中或者其外部被实现，在这种情况下，其能够经由本领域已知的各种不同的装置通信地耦合到所述处理器。

标题在此被包括作为参考并且有助于定位某些部分。这些标题不限制其后描述的概念的范围，并且这些概念可以贯穿整个说明书而应用到其它部分。

提供了公开实施例的前面的描述，以使得本领域的技术人员能够制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对本领域的技术人员而言是显而易见的，并且这里定义的一般原理可以被应用到其它实施例而不脱离本发明的精神或范围。因此，本发明不限于这里示出的实施例，而是符合与此处公开的原理和新颖性特征一致的最宽范围。

Claims (34)

1.一种无线通信系统中的设备，包括：

至少一个滤波器，其用于通过多组系数对采样流进行滤波，以提供多个传输码片估计流，其中，所述采样流包括从多个传输源所传输的多个信号，并且其中，所述多组系数中的每一组用于所述多个传输源中相应的一个，并且被用来提供对应的传输码片估计流；

至少一个信道处理器，其用于处理所述多个传输码片估计流，以提供多个数据符号估计流，为所述多个传输源中的每一个提供一个数据符号估计流；和

组合器，其用于组合所述多个数据符号估计流，以提供组合的数据符号估计流。

2.根据权利要求1的设备，还包括：

系数计算单元，其用于基于对应的传输码片估计流来更新所述多组系数中的每一组。

3.根据权利要求2的设备，其中，基于由关联的传输源所传输的被处理的导频符号，进一步更新所述多组系数中的每一组。

4.根据权利要求2的设备，其中，所述系数计算单元用于基于最小均方(LMS)算法来更新所述多组系数中的每一组。

5.根据权利要求2的设备，其中，所述系数计算单元用于基于递归最小二乘(RLS)算法来更新所述多组系数中的每一组。

6.根据权利要求1的设备，其中，所述至少一个信道处理器用于：

通过多个解扩展序列中相应的一个来解扩展所述多个传输码片估计流中的每一个，以提供多个解扩展符号流中对应的一个，并且

通过特定的信道化序列来处理所述多个解扩展符号流中的每一个，以提供所述多个数据符号估计流中对应的一个。

7.根据权利要求1的设备，还包括：

至少一个乘法器，其用于通过多个标度因子对所述多个数据符号估计流进行定标，并且其中，所述组合器用于组合所述多个被定标的数据符号估计流，以提供组合的数据符号估计流。

8.根据权利要求7的设备，还包括：

标度因子计算单元，其用于更新所述多个标度因子。

9.根据权利要求8的设备，其中，所述至少一个信道处理器用于处理所述多个传输码片估计流，从而为所述多个传输源提供多个导频符号估计流，其中，所述组合器用于组合所述多个导频符号估计流，以提供组合的导频符号估计流，并且其中，所述标度因子计算单元用于基于所述组合的导频符号估计流，来更新所述多个标度因子。

10.根据权利要求8的设备，其中，所述标度因子计算单元用于基于最小均方(LMS)算法来更新所述多个标度因子。

11.根据权利要求8的设备，其中，所述标度因子计算单元用于基于递归最小二乘(RLS)算法来更新所述多个标度因子。

12.根据权利要求1的设备，其中，所述至少一个滤波器中的每一个作为有限脉冲响应(FIR)滤波器而被实现。

13.根据权利要求1的设备，其中，所述至少一个滤波器通过时分复用单个滤波器而被实现，该单个滤波器是以高于所述采样流的速率的速度来操作的。

14.根据权利要求1的设备，其中，所述多个传输源是CDMA通信系统中的基站。

15.一种无线通信系统中的设备，包括：

滤波器，其用于通过第一组系数来滤波采样流，以提供第一传输码片估计流，其中，所述采样流包括从多个传输源所传输的多个信号，并且其中，所述第一组系数是用于选自所述多个传输源中的第一传输源的；和

信道处理器，其用于处理所述第一传输码片估计流，以提供第一数据符号估计流，和

其中，所述滤波器和信道处理器以时分复用(TDM)方式来操作，以通过针对第二传输源的第二组系数来滤波和处理所述采样流，从而提供第二数据符号估计流，并且其中，所述第一和第二数据符号估计流被组合以提供组合的数据符号估计流。

16.根据权利要求15的设备，还包括：

乘法器，其用于通过针对所述第一传输源的第一标度因子，来定标所述第一数据符号估计流，并且

其中，所述乘法器还以时分复用方式来操作，以通过针对所述第二传输源的第二标度因子，来定标所述第二数据符号估计流，并且其中，所述第一和第二被定标的数据符号估计流被组合以提供组合的数据符号估计流。

17.一种在无线通信系统中处理从多个传输源所传输的多个信号的方法，该方法包括下列步骤：

通过多组系数来滤波采样流以提供多个传输码片估计流，其中，所述采样流包括所述多个传输的信号，并且其中，所述多组系数中的每一组用于所述多个传输源中相应的一个，并且被用来提供对应的传输码片估计流；

处理所述多个传输码片估计流以提供多个数据符号估计流，为所述多个传输源中的每一个提供一个数据符号估计流；和

组合所述多个数据符号估计流，以提供组合的数据符号估计流。

18.根据权利要求17的方法，还包括：

基于所述对应的传输码片估计流，来更新所述多组系数中的每一组。

19.根据权利要求18的方法，其中，所述针对每组系数的更新包括：

获得由关联的传输源所传输的被处理的导频符号流，并且

基于所述被处理的导频符号流和关联的传输码片估计流，来更新该组系数。

20.根据权利要求18的方法，其中，基于最小均方(LMS)算法或递归最小二乘(RLS)算法，来更新所述多组系数中的每一组。

21.根据权利要求17的方法，其中，针对所述多个传输码片估计流的处理包括：

通过解扩展序列对所述传输码片估计流进行解扩展，以提供解扩展的符号流，并且

通过特定的正交序列来处理所述解扩展的符号流，以提供所述对应的数据符号流。

22.根据权利要求17的方法，其还包括：

通过多个标度因子对所述多个数据符号估计流进行定标，并且其中，组合所述多个定标的数据符号估计流，以提供所述组合的数据符号估计流。

23.根据权利要求22的方法，还包括：

基于特定的标准来更新所述多个标度因子。

24.根据权利要求23的方法，其中，所述多个标度因子的更新包括：

处理所述多个传输码片估计流，以提供多个导频符号估计流，

组合所述多个导频符号估计流，以提供组合的导频符号估计流，并且

基于所述组合的导频符号估计流，来更新所述多个标度因子。

25.根据权利要求22的方法，其中，所述多个标度因子被设置为相同的值。

26.一种通信地耦合到数字信号处理设备(DSPD)的存储器，该数字信号处理设备能够解释数字信息，从而：

通过多组系数来滤波采样流以提供多个传输码片估计流，其中，所述采样流包括从多个传输源所传输的多个信号，并且其中，所述多组系数中的每一组用于所述多个传输源中相应的一个，并且被用来提供对应的传输码片估计流；

处理所述多个传输码片估计流以提供多个数据符号估计流，为所述多个传输源的每一个提供一个数据符号估计流；并且

组合所述多个数据符号估计流，以提供组合的数据符号估计流。

27.一种无线通信系统中的设备，包括：

用于通过多组系数来滤波采样流以提供多个传输码片估计流的装置，其中，所述采样流包括从多个传输源传输的多个信号，并且其中，所述多组系数中的每一组用于所述多个传输源中相应的一个，并且被用来提供对应的传输码片估计流；

用于处理所述多个传输码片估计流以提供多个数据符号估计流的装置，为所述多个传输源中的每一个提供一个数据符号估计流；和

用于组合所述多个数据符号估计流以提供组合的数据符号估计流的装置。

28.根据权利要求27的设备，还包括：

用于基于所述对应的传输码片估计流来更新所述多组系数中的每一组的装置。

29.根据权利要求27的设备，还包括：

用于通过多个标度因子来定标所述多个数据符号估计流的装置，并且其中，组合所述多个定标的数据符号估计流以提供所述组合的数据符号估计流。

30.根据权利要求29的设备，还包括：

用于更新所述多个标度因子的装置。

31.一种制品，包括：

用于通过多组系数来滤波采样流以提供多个传输码片估计流的代码，其中，所述采样流包括从多个传输源传输的多个信号，并且其中，所述多组系数中的每一组用于所述多个传输源中相应的一个，并且被用来提供对应的传输码片估计流；

用于处理所述多个传输码片估计流以提供多个数据符号估计流的代码，为所述多个传输源中的每一个提供一个数据符号估计流；和

用于组合所述多个数据符号估计流以提供组合的数据符号估计流的代码。

32.根据权利要求31的制品，还包括：

用于基于所述对应的传输码片估计流来更新所述多组系数中的每一组的代码。

33.根据权利要求31的制品，还包括：

用于通过多个标度因子来定标所述多个数据符号估计流的代码，并且其中，组合所述多个定标的数据符号估计流以提供组合的数据符号估计流。

34.根据权利要求33的制品，还包括：

用于更新所述多个标度因子的代码。

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