JP2960436B2 - 非線形データ伝送システム用受信器 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

ディジタル磁気及び光学記録システム，ディジタル光
ケーブル及び無線送信システムにおける信号処理に関す
る。

【従来の技術】

今後十年間でディジタル光学記憶装置はコンピュータ
・データ並びにディジタル化されたオーディオ及びビデ
オ信号の記憶に対し、広い応用を見出すと期待される。
この型式のシステムにおいて、２値情報は一連のくぼみ
及び陸地として光学的媒体に記憶される。書込みプロセ
スが不完全だと、それらくぼみ及び陸地の形状又は長さ
を変えてしまう。再生プロセスにおいて、この非対称性
は非線形の符号間干渉（ISI）となって現れる。この障
害は、例えば光学的分解能の制約、そしてレーザダイオ
ード及び前置増幅器で発生されるノイズによって生じる
線形のISIに重畳される。従来の受信技術は一般に、後
者の２つの不完全さを扱えるのみである。これは、ビタ
ビ検出器と言われる最も強力な手法を用いた場合で言え
ることである。 つぎに、このビタビ検出器の動作を概説する。ビタビ
検出器は、線形のISI及びノイズのみがあると仮定する
と、被送信データシーケンスの最尤評価値を形成する。
このために、ビタビ検出器を生き残りと呼ばれる候補デ
ータ・シーケンスのパスを維持する必要がある。こうし
た生き残りパスは、巡回的に拡張され、そして生き残り
パスの選択プロセスは、実際のチャネル出力信号を、ノ
イズのないときに生じると仮定された出力信号と比較す
ることにより、各生き残りパスに対して計算される尤度
の大きさに基づいて行われる。この結果、関係のある生
き残りパスが送信されることになる。こうした仮定のチ
ャネル出力信号を形成する手段は従来と同じく、関係の
ある生き残りパスの所定個数の最新の符号に関して動作
する線形の重み付け回路網からなっている。 この検出プロセスの基本的素子は、例えば、1972年５
月発行,IEEE Trans.Inform.Theory,Vol.IT−18,No.3,ペ
ージ363〜378,G.D.ホーネイ,Jr.による“Maximum−Like
lihood Sequence Estimation of Digital Sequences in
the Presence of Intersymbol Interference"（符号間
干渉の存在の下でのディジタル・シーケンスの最大尤度
シーケンス評価）というタイトルの文献において詳細に
記述されている。この文献で開示されている従来のビタ
ビ検出器は、チャネルメモリの長さが大きくなるにつれ
てその複雑さが管理できないほど急速に増長するという
不都合を持っている。この問題を克服するために、従来
のビタビ検出器についての簡素化が種々な形態において
行われ、例えば、1987年発行,Philips J.Res.,Vol.42,N
o.4,ページ399−428,J.W.M.バーグマン,S.A.ラプット及
びF.A.M.ヴァン・デ・レーアによる“On the Use of De
cision Feedback for Simplitying the Viterbi Detect
or"（ビタビ検出器を簡素化するための判定帰還等化器
の使用に関して）というタイトルの文献を参照された
い。簡素化に対するそうした努力の結果として、従来の
ビタビ検出器でも、音声帯域のモデム及びディジタル磁
気記録のような領域にもその応用を見出した。しかし、
いまのところ上述した装置は非線形ISIを持つ光学的記
憶装置に用いられている。 1977年７月発行,IEEE Trans.Commu.,Vol.COM−25,No.
7,ページ633〜643,M.F.メシア,P.J.マクレーン,L.L.キ
ャンプベルによる“Maximum Likelihood Sequence Esti
mation of Binary Sequences Transmitted over Nonlin
ear Channels"という文献には、非線形ISIを扱えるとい
う点で従来のビタビ検出器から異なる新規な型式のビタ
ビ検出器が開示されているが、不幸にして、そうした能
力の達成には、極めて複雑な回路構成が必要である。 さて、ここでは、前述の一般的紹介を前提にして、従
来技術を詳細に説明する。以下の記載では、送信システ
ムの離散時間モデリングが用いられる。本発明はかかる
モデリングを用いて最も簡単な方法で説明される。本発
明でのモデリングは、例えば、1983年発行、J.G.プロア
キス，マグローヒル，ニューヨークによる“Digital Co
mmunications（ディジタル通信）”というタイトルの本
での第６章、特にセクション6.3,ページ351〜357におい
て記述されている。 第２図は、符号レート1/Tにおけるデータ符号a_Kを雑
音のある分散チャネルCHNを通してデータ受信器RECに送
信するシステムの機能的離散時間モデルを示している。
説明を簡略化するために、ここでは、送信されるデータ
信号a_Kをa_K∈｛−1,＋１｝で規定される２進値と仮定す
る。しかし、この仮定は限定的なものではない。本発明
は、例えばディジタル音声帯域通信システムにおいて用
いられるようなマルチレベル又は複素数値データ信号に
対しても同様に適用可能である。第２図のチャネルCHN
は、実際の連続時間チャネル、あり得る受信フィルタ及
び／又は等化器、データレート1/Tにおける同期的サン
プリング動作の縦続接続を図示している。チャネルCHN
の離散時間出力信号r_Kは、次式、すなわち： r_k＝ｆ（ａ _Ｋ）＋n_K （１） で規定され、上式で、n_Kはホワイト・ガウス雑音信号を
示し、ｆ（．）は、^Ｔが転位を表わすとして、データ・
ベクトル、すなわち： a_K＝［a_K-M,a_K-M+1,………a_K］^Ｔ （２） の確定的関数を示している。非負の整数Ｍはチャネルの
メモリ長さである。非線形のISIが存在しない場合には
ｆ（ａ _ｋ）は、 ｆ（ａ _Ｋ）＝ｆ ^Ta_K （３） として規定される線形形態を取り、上式において、ｆ＝
［f₀,………,f_M］^Ｔは、その成分がそのチャネルのイン
パルス応答を指定している長さＭ＋１のベクトルであ
る。第２図における受信器RECは、a_Kの遅延された形式a
_K-Dについての判定値_K-Dを作り出すためにr_Kに関して
動作し、前式において、Ｄは検出遅延として扱われる非
負の整数を示している。 従来の受信器RECは、一般に、非線形ISIを取り扱うこ
とができない。これは、一般にビタビ検出器として知ら
れている最も強力な型式の従来の受信器に対してもあて
はまる。こうした検出器は、線形ISI及びノイズのみが
あるものと仮定して、もっともあり得る被送信データ・
シーケンスの評価値を形成する。このために、いかなる
瞬間Ｋ−１でも、それらは、生き残りとして扱われる所
定数Ｎの候補データベクトル、すなわち： s¹ _K-1＝［ⁱ _K-D,………，ⁱ _K-1］^Ｔ （４） （すべてのｉ←｛0,……,N−１｝に対して） を持つ。検出プロセスの過程において、これらの値は、
すべての生き残りに対して計算された尤度の大きさに基
づいて巡回的に更新される。この過程の主たる考え方
は、例えば、ホーネイ及びベルグマンその他による前述
の文献において記述されている。このプロセスを一層明
確にするために、第３図は、上述の従来技術による受信
器におけるいずれかの生き残りsⁱ _K-1に関連した尤度計
算の基本的モデルを示している。 第３図において、累積された尤度Jⁱ _K-1の大きさは生
き残りsⁱ _K-1に関連している。累積される尤度の大きさ
は、通常の命名法により、簡潔さのためにメトリック
（metric）として扱われる。瞬間Ｋにおいて実行される
反復における第１のステップとして、生き残りsⁱ _K-1の
最も古いディジット ⁱ _K-Dは無視され、２つのあり得る
ディジット−１及び＋１が、２つの新しい候補生き残
り、すなわち： ｓ ^ij _K＝［ⁱ _K-D+1,………，ⁱ _K-1,I（ｉ）］（５） （ｊ＝０及び１に対して） を得るために付加され、上式において、インデックス関
数Ｉ（ｊ）は、Ｉ（０）＝−１及びＩ（１）＝＋１に従
って規定される。このインデックス関数は、２つの別個
な符号よりはむしろ からなっているデータ・アルファベット に対しても成立する。前にも指摘したように、ここで
は、本発明の提示をできるだけ簡素化するために、 のように２値アルファベットについて説明する。 拡張された生き残りｓ ^ij _Kに関連しているのは、下記
のマトリクス、すなわち： J^iJ _k＝Jⁱ _K-1＋Ｇ［r_K−ｆ ^{Ｔ iJ} _K］ （６） であり、上式において、 ^ij _K＝［ⁱ _K-M,………，ⁱ _K-1,I（ｊ）］ （７） は、その成分がｓ ^ij _KのＭ＋１個の最新の成分であるベ
クトルであり、Ｇ（．）は、ＲでのすべてのＸに対する
選択Ｇ（Ｘ）＝X²が共通している確定的関数である。成
分ｆ ^{Ｔ ij} _Kは、s^ij _KのＭ個の最新のディジットに関し
て動作する線形の重み付け回路網LW^ijにより発生され、
ノイズがなくてそしてｓ ^ij _Kが送信されるときでの瞬間
Ｋにおいて生じるであろう仮定されたチャネル出力サン
プルとして認識される。ＲでのすべてのＸに対してＧ
（Ｘ）＝X²である通常の場合、メトリクス（metrics）J
^ij _Kは、実際のチャネル出力信号r_Kと仮定されたチャネ
ル出力信号ｆ ^{Ｔ ij} _Kとの間における累積されたユーク
リッド距離として解釈される。時間の進行と共に、その
検出器はすべての考慮された生き残りパスの距離を最小
にするように作用する。 生き残りパスのそのリストを更新するために、ビタビ
検出器は、すべてのｉε｛0,………,N−１｝及びｊε
｛0,1｝に対する拡張された生き残りパスのメトリクスJ
^ij _Kを比較し、そしてそれを基準にして選択をする。

【発明が解決しようとする課題】

線形の重み付け回路網LWijの出力は、線形形態のため
に、非線形のISIを持たないチャネルCHNに対するノイズ
のない仮定されたチャネル出力としてのみ作用する。こ
のために、第３図に一致しているビタビ検出器は本質的
に非線形のISIを取り扱うことができない。

【課題を解決するための手段】

本発明によると、受信器は、ノイズのない仮定された
チャネル出力信号を評価するための前記手段が１つ又は
それ以上のルックアップ・テーブルを含んでいることを
特徴としている。 この受信器の特に簡単な形式は、両候補データ・シー
ケンスの尤度関数の差を表わし、そしてノイズのない仮
定されたチャネル出力を評価するための手段により決定
される尤度の大きさに基づいて巡回的に更新される２つ
の候補データ・シーケンスのみを持っている。本発明の
別な局面によると、高いデータレートでの応用に適して
いるこの簡単な受信器の形態は、その尤度の大きさが該
尤度の大きさの前以って計算された候補値間を選択する
ことにより決定されることを特徴としている。 本発明の別の局面によると、すべてのルックアップ・
テーブルが１つのエントリのみを持っている受信器の特
別な形式は、前記ルックアップ・テーブルがノイズのな
い仮定されたチャネル出力符号を記憶するレジスタの形
態を取ることを特徴としている。 本発明の更に別な局面によると、その受信器の適応形
式は、各ルックアップ・テーブルが、前記候補データ・
シーケンスのディジットの制御の下で、チャネル出力信
号及び前記ルックアップ・テーブルの出力信号の差を表
わしているエラー信号に応答するように適合されている
ことを特徴としている。 本発明の更に別な局面によると、その受信器の代替可
能な適応形式は、各ルックアップ・テーブルがチャネル
出力信号の遅延された形式及び前記候補データ・シーケ
ンスの１つ又はそれ以上の遅延されたディジットにより
アドレス指定されたときにおける前記ルックアップ・テ
ーブルの出力信号の差を表わしているエラー信号に応答
するように適合されていることを特徴としている。 ルックアップ・テーブルがすべてレジスタの形態を取
る場合に関する本発明の局面によると、受信器の代替可
能な適応形式は、各レジスタが、前記候補データ・シー
ケンスの１つ又はそれ以上の遅延されたディジットの制
御の下で、そのチャネル出力信号の遅延された形式と前
記カウンタの内容との差を表わしているエラー信号に応
答するように適合されているディジタル・カウンタの形
態を取ることを特徴としている。 本発明の更に別な局面によると、受信器の特に簡単な
形式は、各尤度の大きさが実際のチャネル出力信号及び
ノイズのない仮定されたチャネル出力信号の差のモジュ
ラスの累積された形式を表わしていることを特徴として
いる。高いデータ・レートにおけるその応用を容易にす
るために、この形式の受信器は、前記モジュラスが該モ
ジュラスの前以って計算された候補値間を選択すること
により決定されることを特徴としている。

【作用】

本発明の中心は、線形の重み付け回路網LW^ijが有限数
Ｍ＋１の２値データ符号を持つベクトル ^ij _Kに関して
動作することについての考察である。これは、ノイズの
ないあり得る仮定されたチャネル出力信号をすべて記憶
するルックアップ・テーブルにより前記回路網を置き換
えることを可能にする。これは第１図に示されている。
第１図は、線形の重み付け回路網LW^ijに置き変っている
ルックアップ・テーブルLUT^ijを除いて、第３図と同じ
である。各テーブルは全体でＭ＋１個の２値データ符号
によりアドレス指定されるので、全体で2^M+1個のエント
リを含まなければならない。 例えば、Ｍ＝10としても、現在利用可能なランダムア
クセスメモリが存在し、実用上支障がない。 実際に、あり得る出力は計算よりはむしろじかに表31
により得られるので、第１図の構成は一般に、第３図の
構成よりも実行するのが容易である。更に、ルックアッ
プ・テーブルは十分に任意な入力−出力関係を記憶でき
るので、LUT^ijの出力ｈ（ ^ij _K）は、 ｈ（ａ _Ｋ）＝ｆ（ａ _Ｋ） （８） （すべてのａ _Ｋに対して） を選ぶことにより、ノイズのない仮定されたチャネル出
力として作用する。このように、非線形のISIは受信器
の複雑さを増すことなしに十分に処理できる。これは、
メシヤその他による前述の文献において記述されている
新規なビタビ検出器と好都合に比較できる。この検出器
はそれ自体、非線形のISIを扱えるという点で前述の従
来技術によるビタビ検出器と異なっている。しかし、メ
シアその他によるビタビ検出器で、非線形のISIを取り
扱うには、その構成が非常に複雑になる。 例えば、前述の文献の第３図には、Ｍ＝３に対し、そ
の検出器が、本発明による受信器に対する単一の入力信
号r_Kとは逆に、全体で４つの入力信号に関して動作する
ことが例示されている。更に、こうした４つの入力信号
の各々に対して、各種加算が必要である。しかも、この
加算が本発明による受信器における単一のルックアップ
動作とは逆に、符号間隔Ｔ及び生き残りパス当たりに行
われる必要がある（メシアその他による前述の文献での
式（26）及びそれに関する説明を参照のこと）。 第１図において、テーブルLUTⁱ¹及びLUTⁱ⁰は、最新の
ビットⁱ¹ _K＝＋１及びⁱ⁰ _K＝−１が演繹的に知られる
ベクトル ⁱ¹ _K及び ⁱ⁰ _Kによってアドレス指定される。
これは両テーブルのサイズが半分で済み、LUTⁱ¹及びLUT
ⁱ⁰は、a_K＝＋１及び−１に対するｆ（ａ _Ｋ）の一部のみ
を記憶する。ベルグマンその他による前記文献において
記述されたものを含む各種型式のビタビ検出器におい
て、 ^ij _Kの最新のビットのいくつかは演繹的に知られ
る。これは各テーブルのサイズを一層減少させることに
なる。ホーネイによる前述の文献において記述されてい
るものを含んでいるビタビ検出器にとって、完全なベク
トル ^ij _Kは演繹的に知られる。これは、各テーブルが
ノイズのない対応する仮定されたチャネル出力を記憶す
る単一のレジスタへと退歩するのを可能にする。以下に
おいては、適応ディジタル・カウンタの形態におけるレ
ジスタを使用した本発明による検出器の適応形式が記述
される。 チャネル特性についての従来の知識は関数ｆ（．）を
識別するのに使用される。従って、テーブルLUT^ijは条
件（８）に基づいた適当な値でもって満たされる。不運
にして、記憶チャネルの正確な特性は通常、例えば機械
的振動及びトラッキング制御又は焦点制御エラーの結果
として動的に変動する。かくして、関数ｆ（．）は時間
的に変動し、第１図のルックアップテーブルLUT^ijに記
憶されるような時間不変関数ｈ（．）にとって、
ｆ（．）を完全に整合させることができなくなる。線形
の関数ｆ（．）及びｈ（．）の特定の場合に対して、か
かるチャネル−受信器不整合の好ましくない影響につい
ては、例えばスコウハーマ・イミンクによる前述の文献
において研究されている。この文献においては、小さな
不整合でさえも、特に高い情報密度では、性能を著るし
く悪化させることが例示されている。そうした悪化を避
けるには、関数ｈ（．）が、ｆ（．）のいずれかの変動
を追跡することが望ましい。これは、ルックアップ・テ
ーブルLUT^ijを、第４図に例示しているように、適応化
することでできる。 第４図において、ルックアップ・テーブルLUT^ijに記
憶される関数ｆ（．）は、次式、 ｈ′（ ^ij _K）＝ｈ（ ^ij _K）＋μ・d^ij _K・e^ij _K（９） （すべてのｉε｛0,……,N−１｝及びｊε｛0,1｝に対
して） に従って巡回的に更新される。古いテーブルエントリｈ
（ａ ^ij _Kに比較して、新しいエントリｈ′（ａ ^ij _K）はｆ
（ａ ^ij _K）の理想的に改良された評価値である。このエ
ラー信号、すなわち： e^ij _K＝r_K−ｈ（ ^ij _K） （10） は、ノイズのない仮定されたチャネル出力信号が実際の
チャネル出力信号にいかに良く似ているのかを示し、そ
して（９）の反復はこの差を反復的に小さくしようとす
る。（９）の反復に対する基礎を形成するいわゆるLMS
適合アルゴリズムの一層詳細な記載については、例え
ば、1984年発行,IEEE J.Selected Areas in Commun.,Vo
l.SAC−2,No.2,ページ314〜323,P.J.ヴァン・グルエン,
N.A.M.フェアホエックス及び、T.A.C.M.クラサンによる
“Design Consideration for a 144Kbit/s Digital Tra
nsmission Unit for the Local Telephone Network（ロ
ーカル電話回路網に対する144キロビット／秒・ディジ
タル送信ユットの設計考察）”というタイトルの論文に
おいて見られる。この論文はテーブル・ルックアップ・
フィルタへのLMSアルゴリズムの応用を論議していて、
ここで論じられる応用に密接に関係している。LMSアル
ゴリズムの適切な動作に対して、r_Kの下にある（１）に
よるデータ・ベクトルａ _Ｋは更新されつつあるテーブル
のデータベクトル ^ij _Kに一致しなければならない。す
べてのあり得るデータベクトル ^ij _Kの間で、最大の累
積された尤度を持つものはこの必要条件を十分に満たす
ようである。この理由により、式（９）の選択器信号d
^ij _Kは、次式： に従って選択される。 かくして、テーブルの１つは、いずれかの瞬間Ｋにお
いて更新される。また、（11）の選択器信号d^ij _Kはその
検出過程の整数部として発生される情報に全体的に基づ
くことが観察される。この理由のために、それらは最小
の余分なハードウェアでもって発生されることになる。
（９）における適合定数μはテーブルの収斂速度と定常
状態の平均平方エラーとのかね合いを可能にする。アル
ゴリズムのディジタル的履行を簡単化するために、μは
通常、ある正の整数Ｗに対して形態2^-Wであるように選
ばれるので、（９）でのμによる乗算はＷビット位置の
シフトオーバになる。簡潔化のために、LMSアルゴリズ
ム及びその履行のそうした及び他の局面については、例
えばヴァン・ゲルウェンその他による前述の文献におい
て記述されているので、ここでの説明は省略する。次
に、本発明による且つLMSアルゴリズムの簡略化された
形式に基づいた適応的受信器についての詳細を述べる。 実際の場合には、それらが演繹的に知られるものと仮
定して、テーブル・エントリｈ（ ^ij _K）をそのチャネ
ルの平均的特性に従って初期設定することが望ましい。
この様に、適合アルゴリズムのみはそのチャネルの平均
的特性と実際の特性との間での距離をブリッジしなけれ
ばならず、それにより、比較的迅速な収斂速度を達成す
る。テーブルが不規則に初期設定される状況に対して、
シミュレーションでは、適当な量のノイズを適応動作初
期に、その受信器の入力信号に加えることにより、収斂
期間が大いに減少されることが見出された。 第４図の構成の不都合は、極く最新の評価されたデー
タ符号がその適応過程で役割を果すことである。ビタビ
検出の性質上、こうした符号は、その維持された生き残
りパスの一部を形成している古いディジットよりも信頼
できない被送信データ信号の評価値になる。更に、仮り
に所定の生き残りｓ ^ij _Kが最も大きな現行の尤度を持つ
としてさえ、その最新のディジット（例えば、^ij _K及
び^ij _K-1）は、対応する被送信桁と一致しないかも知
れない。特にそうした最新の被送信ディジットに依存し
た弱さを持つ関数ｆ（．）に対して、これは極めて頻繁
に生じることになる。（９）及び（10）により、これは
しばしば、誤ったテーブルエントリを更新させて、適切
な値に対するテーブル内容の収斂を妨げるか又は排除す
る問題を生じさせる。 この問題を克服するには、その適合を被送信データ信
号の一層信頼できる、遅延された評価値に基礎を置くこ
とが必要である。第５図には、この目的に対する自然な
可能性が描かれている。第５図の６つのスイッチSW₀ ⁰,
……,SW₂ ¹が位置“detect（検出）”にある場合、検出
は第４図におけるように正確に進行し、ルックアップ・
テーブルLUT^ijは評価されたデータベクトル ^ij _Kにより
アドレス指定される。適合のために、そうしたスイッチ
は位置“adapt（適合）”に置かれる。この場合、次
式、すなわち： ⁱ _K＝［ⁱ _K-M-P,………，ⁱ _K-P］ （12） で示される遅延されたデータ・ベクトルは各ルック・ア
ップ・テーブルLUT^ijをアドレス指定する。もし遅延Ｐ
が十分大きく取れるならば、いずれかのｉに対して、桁
ⁱ _K-M-P,………，ⁱ _K-Pは実際に送信されるデータ符
号a_K-M-P,………,a_K-Pの信頼性ある評価値となる。最大
の信頼性は、第５図に示されているように、最大値Ｐ＝
Ｄ−Ｍを選択することにより得られるので、 ⁱ _Kのディ
ジットⁱ _K-M-P,………，ⁱ _K-Pは生き残りパスⁱ _K-1
のＭ＋１個の最も古く維持されたディジットaⁱ _K-D,……
…,aⁱ _K-D+Mである。Ｐ符号間隔のデータ遅延を補償する
ために、受信された信号r_Kは、遅延されたエラー信号、
すなわち： _K-P＝r_K-P−ｈ（ ⁱ _K） （13） を形成するために、Ｐ符号間隔にわたって遅延され、
（13）は、LMSアルゴリズム、すなわち： ｈ′（ ⁱ _K）＝ｈ（ ⁱ _K）＋μ・ⁱ _K-P （14） に従ってルックアップ・テーブルLUT^ijを更新するため
に使用される。この適応過程において使用されるデータ
評価値はすべて比較的信頼し得るので、（14）では、現
行の又は過去の尤度の大きさに関する適応を調節するの
に、選択器信号を使用する必要がない。 第５図の構成の不都合は、各テーブルが、検出及び適
合のそれぞれにおいて役割をするエラー信号の計算のた
めに、符号間隔当り二度読み出されることである。そう
した２つの関数が組み合わされている第４図の方法は、
データ・スループットを低下させることになる。この問
題を克服するには、その適応を、Ｐ個の符号間隔を検出
するために計算されたエラー信号の遅延された形式に基
礎を置くことが必要である。これは又、受信された信号
r_Kを遅延させるのを不必要にする。次には、この可能性
の簡素化された形式が記述される。

【実施例】

前述の論議を例示するために、ここでは、本発明によ
る非線形のフィードバックを持つ２状態ビタビ検出器の
２つの形式が展開される。説明を容易にするために、ま
ず初めに、従来技術に関連したビタビ検出器が記述され
る。 第６図は、ベルグマンによる前述の文献において記述
されたような線形のフィードバックを持つ２状態ビタビ
検出器の概念的モデルを示している。この検出器は式
（４）に一致した２つの生き残りｓ ⁰ _K-1及びｓ ¹ _K-1を持
ち、関連せるメトリクスJⁱ _Kはｉ＝0,1に対応している。
i,j∈｛0,1｝に対する４つの拡張された生き残りｓ ^ij _K
は（５）におけるように規定され、そして（６）に従っ
たマトリクスJ^ij _Kを持っている。i,i∈｛0,1｝を持つ４
つの線形の重み付け回路網LW^ijは式（６）の４つのあり
得る重み付けされた和ｆ ^{Ｔ ij} _Kを与える。前述したよ
うに、ベクトルｆはそのチャネルのインパルス応答を指
定する。これは、例えば、プロアキスによる前述の本
の、第６章，ページ410〜412において記述されているよ
うに、適応技術の助けでもって達成される。従来技術の
受信器において適用されるそうした技術は本発明にとっ
て重要でないので、ここでの論議は省略する。 拡張された生き残りｓ ^0j _K及びs^1j _K間で、比較一選択
ユニットCS^jは、次のルール： に従って、瞬間ｋに対する関連せるメトリックJ^j _kを持
つ新しい生き残りｓ ^j _kを選択する。このルールは両ｊ＝
０及びｊ＝１に対して適用される。（15）から解ること
は、新しい生き残りｓ ^j _kの最新のディジット^j _kが常
に、すべてのｋに対するインンデックス関数、すなわ
ち、⁰ _k＝−１及び¹ _k＝＋１に導しいことである。検
出プロセスが巡回的性質を有するために、それは、古い
生き残りｓ ⁱ _k-1の最近のディジットaⁱ _k-1が、ｋに関係
なく、⁰ _k-1＝−１及び¹ _k-1に等しくなければならな
いことを意味する。かくして、拡張された生き残りｓ ^ij
_kに対して、２つの最新の桁 ^ij _k-1及び ^ij _kは共に、
Ｉ（ｉ）及びＩ（ｊ）であるように演繹的に知られる。 いずれのビタビ検出器にとっても、例えばホーネイに
よる前述の文献で説明されているように、チャネルメモ
リ長さＭよりも大きい検出遅延Ｄを持つのが望ましい。
この場合、最も古いディジット¹ _K-D及び⁰ _K-Dは共に
送信されるディジットa_K-Dの比較的信頼できる評価値で
ある。第４図において、¹ _K-Dは検出器出力_K-Dとし
て任意に選ばれる。この選択は単なる例示であって、
_K-D＝⁰ _K-Dのような異なる選択も等しく適応できるの
で、限定的でないことを意味している。 第６図の検出プロセスの一層の背景及び詳細について
は、ベルグマンその他による前述の文献に詳細に記述さ
れているので、ここでの説明は省略する。 第６図の検出器の不都合は次の点にある。つまり、
（６）及び（15）によるメトリック値Jⁱ _Kは、関数
Ｇ（．）が非負の限定である通常の場合における時間の
非減少関数である。これは検出器のディジタル履行にオ
ーバフローの問題を生じさせる。（15）から解ること
は、マトリクス間における差のみが新しい生き残りの選
択における役割を果すことである。この考察から、それ
らが時間の非減少関数でなくなるように、メトリック値
を再正規化できることが分かる。このために、修正され
たメトリクスQ_K,Q⁰ _K及びQ¹ _Kは、ｉ∈｛0,1｝及びすべて
のｋに対して、 Q_K＝J¹ _K−J⁰ _K （16） そして Qⁱ _K＝Jⁱ _K−J⁰ _K-1 （17） として規定される。（６）を利用することにより、それ
は、 のような修正されたメトリクスの形態で再公式化（15）
でき、上式でのエラー信号e^ij _Kは、i,jを｛0,1｝に対し
て、 e^ij _K＝r_K−ｆ ^{Ｔ ij} _K （19） として規定される。更に、（16）及び（17）から見られ
るように、Q_Kは、次式、すなわち： Q_K＝Q¹ _K−Q⁰ _K （20） により、Q⁰ _K及びQ¹ _Kからじかに計算される。かくして、
完全な選択プロセスは３つの差メトリクスQ_K,Q⁰ _K及びQ¹
_Kにおいてのみ作り直される。こうしたメトリクスの値
は零の周囲で変動するので、ディジタル受信器の履行に
おけるオーバフローの問題はディジタル語の長さを適当
に選択することで回避される。そうした差メトリクスを
組み込んでいる本発明による適応受信器が第７図に示さ
れている。なお、ここで記述するこのような差メトリク
スの使用は、それ自体新しくない。これについては、19
86年５月発行,IEEE Trans.Commun.,Vol.COM−34,No.5,
ページ454〜461,R.W.ウッド及びD.A.ピターセンによる
“Viterbi Detection of Class IV Partial Response o
n a Magnetic Recording Chennel"（磁気的記録チャネ
ル上におけるクラスIVパーシャルレスポンスについての
ビタビ検出）というタイトルの文献、特に、その文献の
式（11）及び（12）に関する記載の部分を参照された
い。 第７図の受信器において、２つの比較・選択ユニット
CS⁰及びCS¹は、ｊ＝０及びｊ＝１に対する式（18）の選
択過程を制御するために用いられる。入力信号Q_K-1＋Ｇ
［e^1j _K］及びＧ［e^0j _K］に基づいて、比較一選択ユニッ
トCS^jは式（18）に従って出力信号Qⁱ _Kを作り出し、そし
て、 If Q_K-1＋Ｇ［e^1j _K］＜Ｇ［e^0j _K］Then d^j _K］：＝1Else d^j _K:＝0; （21） に従って選択器信号d^j _Kを作り出す。（18）と（21）と
を比較することにより、この選択器信号d^j _Kは、両ｊ＝
０及びｊ＝１に対して適用する次のルール、すなわち： If d^j _K＝1 Then s^j _K:S^1j _K-1 Else s^j _K:＝s^0j _K-1; （22） に従って生き残りの選択を制御するのに使用できること
が見られる。 この選択プロセスを履行するために、２つのシフトレ
ジスタSR⁰及びSR¹は、行き残りｓ ⁰ _K-1及びｓ ¹ _K-1それぞ
れの桁［⁰ _K-D,……，⁰ _K-2］及び［¹ _K-D,……，
¹ _K-2］を記憶する。前にも述べたように、そうした生き
残りの最新の桁は⁰ _K-1＝−１及び¹ _K-1＝１として演
繹的に知られることになり、それ故、かかる桁は両シフ
トレジスタの入力に接続される固定の論理レベル＋１及
び−１の形態において表わされる。 シフトレジスタSR⁰に対して、（22）による選択器信
号d⁰ _K＝０は、新しい生き残りｓ ⁰ _Kがｓ ⁰⁰ _K-1であるべき
ことを示す。（７）により、ｓ ⁰⁰ _K-1はｓ ⁰ _K-1のシフト
された形式となり、最も古い桁⁰ _K-Dが除去され、そし
て最新の桁^０ _Ｋ＝１が付加される。かくして、その選
択ｓ ⁰ _K:＝ｓ ⁰⁰ _K-1はシフトレジスタSR⁰に関するシフト
左動作でもって実現される。同様にして、選択器信号d⁰
_K＝１は新しい生き残りｓ ⁰ _Kがｓ ¹⁰ _K-1であるべきことを
示している。（７）により、ｓ ¹⁰ _K-1はｓ ¹ _K-1のシフト
された形式となり、最も古い桁¹ _K-Dが除去され、そし
て最新の桁⁰ _K-1＝−１が付加される。かくして、その
選択ｓ ⁰ _K:ｓ ¹⁰ _K-1は、シフトレジスタSR⁰にシフトレジ
スタSR¹の内容のシフトされた形式と最新の桁¹ _K-1＝
＋１とがロードされる並列負荷動作でもって実現され
る。これは、SR¹及び¹ _K-1からSR⁰へと走行する曲がっ
た矢印により第７図において図示されている。シフトレ
ジスタSR¹に対して、選択器信号d¹ _Kは同様にして、d¹ _K
＝１に対するシフト左動作か、又はシフトレジスタSR⁰
とa¹ _K＝１に対する桁a⁰ _K-1＝−１とからの負荷並列動作
のいずれかを示す。 なお、両シフトレジスタの伝搬遅延の不整合の結果と
して、第７図のシフトレジスタ構成の直接的履行で生じ
る可能性のある潜在的問題について述べる。 もしも、シフトレジスタSR¹がシフトレジスタSR⁰より
もはるかに小さい伝搬遅延を持つとするならば、SR⁰に
関する並列負荷動作は、古い生き残りSR⁰ _K-1の所望のも
のよりはむしろ新しい生き残りパスｓ ¹ _Kの１つ又はそれ
以上のディジットをSR¹へとロードされるのを可能にす
る。同様にして、もしもシフトレジスタSR⁰の伝搬遅延
がSR¹のものよりも大いに小さいとすると、シフトレジ
スタSR¹に関する負荷並列動作は、古い生き残りｓ ⁰ _K-1
の所望のものよりはむしろ新しい生き残りｓ ⁰ _Kの１又は
それ以上の桁をSR¹へとロードされるのを可能にする。
両可能性は明らかに望ましくない。この問題を避けるた
めに、第７図の受信器の実際的履行では、良く整合され
た伝搬遅延を持つシフトレジスタSR¹及びSR⁰を選択する
か、又は両シフトレジスタ間の交差結合をラッチする必
要がある。第７図単に本発明による受信器の概念を与え
ることを意図しているので、この履行レベルの問題を回
避する可能性についての説明は省略する。 第７図において、i,j∈｛0,1｝を有するルックアップ
・テーブルLUT^ijは生き残りパスｓ ⁱ _K-1のディジット
［ⁱ _K-M,………，ⁱ _K-2］によってアドレス指定され
る。（５）及び（７）により、こうしたディジットはア
ドレス・ベクトルａ ^ij _Kの対応するディジットに一致す
る。残る２つのディジットは、第６図の受信器に関して
説明したように、 ^ij _K-1＝Ｉ（ｉ）及びａ ^ij _K＝Ｉ
（ｊ）であるものとして演繹的に知られる。前にも論じ
た如く、かかる演繹的に知られる桁をルックアップ・テ
ーブルのアドレス・ベクトルに加えることは不必要であ
る。これは、各テーブルが、サイズにおいて、“全”…
長Ｍ＋１のアドレス・ベクトルに対し、1/4にすること
ができる。数学的に言って、この減少は、４つのルック
アップ・テーブルLUT^ijがｈ（ａ _Ｋ）のa_K-1＝Ｉ（ｉ）
及びa_K＝Ｉ（ｊ）をカバーするからできる。 ルックアップ・テーブルLUT^ijに対する適応機構は、
第４図のものと同じであるので、それ以上の説明は行わ
ない。いずれかの瞬間ｋにおいて、選択器信号d^ij _Kは、
最もあり得る拡張された生き残りパスに対応するテーブ
ルのみが更新されるようになっている。こうした選択器
信号は、例えば、次の真理値表：すなわち： による信号Q_K,d⁰ _K及びd¹ _Kに関して動作する選択器ユニ
ットSELにより作り出される。 表に示されているように、（16）及びそれに関する説
明から解るように、Q_Kの正の値に対しては、新しい生き
残りｓ ⁰ _Kがその片割れｓ ¹ _Kよりも一層の可能性があり、
Q_Kの負の値に対しては逆になる。かくして、正のQ_K-1に
対しては、ｓ ⁰ _K-1の下にある２つの拡張された生き残り
ｓ ⁰¹ _K-1及びｓ ⁰⁰ _K-1間を区別する必要がある。信号d⁰ _K
は、それら２つの拡張された生き残りのうちのいずれが
ｓ ⁰ _Kを形成するのかを式（22）が正確に指定するので、
この目的のために使用される。同様にして、Q_K-1＜０に
対して、信号d¹ _Kは、２つの選択器信号d⁰¹ _K及びd¹¹ _Kの
うちのどれが１になるのかを指定するが、他の２つの選
択信号は零である。 第７図での関数Ｇ（．）に対する魅力的な選択は、Ｘ
∈Ｒに対してＧ（Ｘ）＝１×１である。というのはこの
関数がディジタル回路装置でもって容易に実現又は近似
できるからである。第７図の受信器に対するシミュレー
ションの結果、多くの場合において、Ｇ（Ｘ）＝|X|は
すべてのＸ∈Ｒに対し、通常の関数Ｇ（Ｘ）＝X²と本質
的に等価になる。 第７図の受信器に関して、新しい値Q_Kは加算器により
式（20）に従って信号Q¹ _R及びQ⁰ _Kから決定される。遅延
ユニットはこのQ_Kを次の符号間隔での使用するために記
憶する。 更に、最も古い桁¹ _K-Dは、第６図におけるように、
受信器の出力_K-Dとして作用する。 第７図の受信器は、あらゆる形式の線形又は非線形の
ISIを扱える能力を第６図の線形のものよりも簡単に達
成している。この点で魅力的である。しかしながらビデ
オ信号のディジタル記憶のような非常に高いデータレー
トにおいてもこれを使えるためには、さらに簡略化する
のが望ましい。 この高速化を困難にする要因の１つは、第７図におけ
る信号Ｇ（e^ij _K）の形式がテーブルルックアップ動作を
必要とし、関数Ｇの適用と減算とに許容できないほどの
時間を必要とすることである。次には、この問題を克服
する技術について記述する。 第７図から分るように、信号Ｇ（e^ij _K）の計算はr_Kと
生き残りｓ ⁱ _K-1のディジットⁱ _K-M,………，¹ _K-2と
にのみ依存している。r_Kは既知であるので、Ｇ（e^ij _K）
の計算は、全体で2^M+1-2＝2^M-1個存在する。 すべてこうした計算をあらかじめ行なうことにより、
前述の動作が実質的に少ない時間で可能になる。最も簡
単なケース、つまり、Ｍ＝２及び2^M-1＝２に対して、第
８図に上述の動作を可能にする適応的予備計算ユニット
APU^ijを示す。 第８図のシステムにおいて、２つのディジタル・アッ
プ／ダウン・カウンタC^0ij及びC^1ijは第７図におけるテ
ーブルLUT^ijの2^M-1＝２テーブル・エントリに置き換え
られている。更に特定するに、こうしたカウンタは、非
線形の関数値h^0ij＝Ｈ（［−1,I（ｉ）,I（ｊ）］^Ｔ）
及びh^1ij＝ｈ（「1,I（ｉ）,I（ｊ）］^Ｔ）をそれぞれ
記憶することによりデータベクトル^ij _K＝［−1,I
（ｉ）,I（ｊ）］^Ｔ）及び［＋１、Ｉ（ｉ）,I（ｊ）］
^Ｔを持つ拡張された生き残りパスを示す。離散時間信号
を表わし、そして処理するためのディジタル回路の使用
の詳細については、例えば、1975年発行、Prentice−ha
ll,N.J.,L.R.ラビナー及びB.ゴールドによる“Theory a
nd Application of Digital Signal Processing"（ディ
ジタル信号処理の理論と応用）というタイトルの本に良
く記述されているので、ここでの説明を省略する。 ２つの加算器は、r_Kからh^0ij及びh^1ijを差し引くこと
によりエラー信号e^0ij _K及びe^1ij _Kを形成するように作用
する。関数Ｇ（．）の引き続く適用は信号Ｇ（e^0ij _K）
及びＧ（e^1ij _K）を生じさせ、その１つは形成されるべ
き信号Ｇ（e^ij _K）に対応している。適切な選択を実施す
るために、生き残りｓ ⁱ _Kのディジットⁱ _K-2は次式、す
なわち： If aⁱ _K-2＝1 Then G（e^ij _K）：＝Ｇ（e^1ij _K）Else G（e^ij _K）：＝Ｇ（e^0ij _K）
（23） に従ってスイッチSW_gを制御する。Ｇ（e^0ij _K）及びＧ
（e^1ij _K）は共に前以って計算されるので、Ｇ（e^ij _K）
を発生する際にこうむる遅延はその選択（23）から生
じ、非常に小さい。 第８図の回路において、ディジットⁱ _K-2は２つのあ
り得るデータベクトル ⁱ _K＝［−1,I（ｉ）,I（ｊ）］
^Ｔ及び ⁱ _K＝［＋1,I（ｉ）,I（ｊ）］^Ｔの１つを脱落
させるために使用される。このフィードバック動作は、
例えば、ベルグマンその他による前述の文献において説
明されているように、第７図の従来の受信器においてよ
りインプリシットな仕方で生じる線形のフィードバック
動作に相当する。 このフィードバック動作の結果として、４つの適応予
備計算ユニットAPU⁰⁰,……,APU¹¹の全部において考慮さ
れなければならないものは、フィードバックなしのビタ
ビ検出器において考慮されなければならなかった８つの
ベクトルと比較し、８つのベクトル ⁱ _Kのうちの４つの
みで済む。概念的に、この簡素化は、フィードバックさ
れるディジットⁱ _K-2が考慮中にあるデータベクトル
ⁱ _Kの最も古い、かくして最も信頼性のあるディジットで
あり、誤った選択が第８図の回路において行われる公算
は比較的小さい。フィードバックのある又はないビタビ
検出器の性質及び概念的背景については、例えば、ベル
グマンその他による前述の文献において良く述べられて
いるので、ここでの記載は省略する。 第８図の構成は、遅延されたディジットⁱ _K-M-P,…
……，ⁱ _K-Pに基づいてカウンタC^0ij及びC^1ijに適合さ
れる第５図の機構の簡略化された形式を含んでいる。前
にも説明したように、第５図の機構は、それが、a_K及び
a_K-1のようなａ _Ｋの最新のディジットに存在した弱さを
持つ関数ｆ（ａ _Ｋ）に対する収斂問題を小さくできる点
で、第４図及び第７図のものに比較して好ましい。前述
の簡素化は、ディジタル回路装置に都合が良いように、
エラー信号e^0ij _K及びe^1ij _Kの極性のみを抽出し、１ビッ
トのディジタル信号にする。 SW_gに類似したフィードバック機能を持つスイッチSW_e
は、式（13）のエラー信号^ij _K-Pの遅延していないsgn
（^ij _K及びⁱ _K-2によって制御される。この信号sgn
（^ij _K）は２値シフトレジスタにより符号間隔PTだけ
遅延させる。遅延されたエラー信号sgn（^ij _K-P）は、
次のサイン・アルゴリズム： h^1ij:＝h^1ij＋ｑ・d^1ij _K・sgn（e^1ij _K-P）for all 1,i,j∈｛0,1｝ （24） に従ってカウンタの内容を更新するように作用する。LM
Sアルゴリズムのこの簡素化された形式についての詳細
は、例えば、1981年11月発行,IEEE Trans.Commun.,Vol.
COM−29,ページ1573〜1581,N.ホルタ及びS.スチュフロ
ッテンによる“A New Digital Echo Canceller for Two
−Wire Subscriber Lines"（２線加入者ラインに対する
新しいディジタル・エコー・キャンセラ）というタイト
ルの文献において見出すことができる。この文献は、適
応形テーブル・ルックアップ・フィルタに対するサイン
・アルゴリズムの応用を議論しているので、ここで記述
している応用に対しても密接に関係している。（24）に
おいて、d^1ij _Kは２値選択器信号であって、第７図の信
号d^ij _Kと混同してはならない。更に、ｑは１つのユニッ
トだけのカウンタC^lijのインクリメント又はデクリメン
トに対応する量子化ステップ・サイズである。第８図に
おける量の適当な有限の語長表示により、適当に小さな
値をｑに対して選択することが可能である。この有限の
語長表示についての詳細は、ラビナ及びゴールドによる
前述の文献において良く記述されているので、ここでの
記載は省略する。 符号間隔PT遅延するために、（１）による遅延された
エラー信号（^ij _K-P）は遅延されたデータ・ベクトル
ａ _K-Pの関数である。ホルテ及びスチュフホテンによる
前述の文献で説明されているように、（24）のサイン・
アルゴリズムの適当な動作に対しては、カウンタC^lijの
みが更新され、それに対しては、［Ｉ（１）,I（ｉ）,I
（ｊ）］^Ｔ＝ａ _K-Pとなる。Ｐが十分に大きい場合、（1
2）のベクトル ⁰ _K及び ¹ _Kは共に、ａ _K-Pの比較的信頼
性のある評価値となり、かくして、それらのいずれか
は、ｎ＝０か又はｎ＝１のいずれか及びすべて８つのあ
り得る組合せ（1,i,j）に対して適用される次のルー
ル、すなわち： If ⁿ _K-P-2=I(1)AND ⁿ _K-P-1=I(i)AND ⁿ _K-P=I
(j) THEN d^1ij _K＝1 ELSE d^1ij _K＝0. （25） に従って、選択器信号の形成のために使用される。 両ベクトル ⁰ _K及び ¹ _Kが本質的に等価の選択器信号
を形成するのに使用される別なルールでも等しく適用で
きるけれども、ここでは簡素化のために省略している。 第８図の構成において、信号d^1ij _K及びsgn
（^1ij _K-P）は、（24）の反復を実現するために、カウ
ンタC^1ijのカウントイネーブル及びアップ／ダウン入力
に接続されている。式（24）の反復を好都合な仕方にお
いて実施するのに必要な第８図の構成に対する修正は、
使用されるカウンタの型式に依存して行われる。このた
めに、上述のようなサインアルゴリズムの使用におい
て、第８図は単なる例示であって、限定的なものではな
い。 なお、第８図の構成は、第１図におけるサイン動作を
除去することにより、LMSのアルゴリズム使用に対して
容易に修正できる。すなわち、第８図のカウンタは、h
^1ij _Kを記憶し、そして多くのサイズを取ることのできる
ステップ（ｑ・^ij _K-Pにおいて更新されるディジタル
累算器で置き換えればよい。LMS及びサイン・アルゴリ
ズムの中間形態もかかる累積器を第８図でのサイン動作
に代って多ビット量子化器との組合せにおいて用いると
可能になる。更に、ｕ又はｑは固定よりはむしろ可変と
する。例えば、迅速な収斂に対して、比較的大きな値の
ｕ又はｑでもって適応動作をスタートさせることは有利
である。引き続いて、ｕ又はｑは、小さな定常状態適合
エラーに対して適する値へと徐々に又はステップ状に減
少される。かくして、使用される正確な適合アルゴリズ
ムに関して、第８図は限定的よりはむしろ例示的である
ものと理解されたい。 第８図の構成を２よりも大きいチャネル・メモリ長さ
Ｍに一般化することは簡単である。この場合、Ｍ−１個
のディジットⁱ _K-M,……，ⁱ _K-2は全体でＧ（e^ij _K）
の2^M-1個の適応カウンタが必要であり、従って、スイッ
チSW_g及びSW_eがＭ−１個のディジットⁱ _K-M,……，ⁱ
_K-2の制御下で信号Ｇ（e^ij _K）及びsgn（^ij _K）を選択
するために使用される。この一般化については、今迄の
説明で十分に自明と思われるので、これ以上は省略す
る。 第８図のような適応的予備計算ユニットの適用は高い
データレートの達成を容易にする。第９図は、第８図の
予備計算ユニットが適用されている本発明による２状態
ビタビ検出器のモデルを描写している。第９図の検出器
はそれが計算Q_Kの一層迅速な方法を採用しているという
点で、それ自体、第７図のものから異なっている。第７
図におけるQ_Kの計算は、比較／選択ユニットCS⁰及びCS¹
における選択プロセスの終了後においてのみスタートで
きる。他方、第９図で、こうした作用は平行において行
われる。この平行性に関して、式（18）からは、ｊ＝０
及びｊ＝１の両方に対して、次式、すなわち： Q^j _K＝Min（Ｇ［e^0j _K］,Q_K-1＋Ｇ［e^1j _K］） （26） が成り立つ。また、（19）に関しては、次のようにな
る。 Q_Ｋ=Min(G[e⁰¹ _K],Q_K-1+G[e¹¹ _K])-Min(G[e⁰⁰ _K],Q_K-1+G[e¹⁰ _K]). （27） ここで、Q_Kは４つのあり得る値、すなわち、 G[e⁰¹ _K]-G[e⁰⁰ _K],G[e⁰¹ _K]-(Q_K-1+G[e¹⁰ _K]),Q_K-1+G[e¹¹ _K]-G[e⁰⁰ _K], そして Q_K-1+(G[e¹¹ _K]-(Q_K-1+G[e¹⁰ _K]))=G[e¹¹ _K]-G[e¹⁰ _K]) のうちの１つを取る。第９図において、こうした４つの
あり得る値は４つの加算器により計算され、そしてこれ
と同時に、比較器S⁰及びS¹は式（21）の論理信号d⁰ _K及
びd¹ _Kを作り出す。最後に、Q_Kの実際の値は、d⁰ _K及びd¹
_Kの制御の下で、選択回路S^Qにおいて、その４つのあり
得る値から単に選択されることになる。式（18），（2
0）及び（22）からは、こうした２つのビットがこの選
択に対して十分な情報を与えることが見られる。通常の
場合、選択は加算よりも速く行われるので、第９図にお
いてＱを計算するための構成は、例えば３つの加算器の
ような付加的なハードウェアを通して、第７図のものよ
りも高いデータレートにおいて適用可能である。 第９図での適応性予備計算ユニットAPU^ijに対する選
択器信号d^1ij _Kは、ｎ＝１及び最大遅延Ｐ＝Ｄ−２に対
する式（25）の復号ルールに従ってディジット¹ _K-D,
¹ _K-D+1及び¹ _K-D+2に関して動作する復号器DECによ
って発生される。第９図の受信器のこれ以上の詳細につ
いては、第７図の受信器のものと全体的に類似している
ので、ここでの議論を省略する。

【発明の効果】

例示を目的として、第８図及び第９図による完全な受
信器は、例えば、1982年発行,Fairchild Camera and In
strument Corporation（マウンティン・ビュー，カリフ
ォルニア）による“F100K ECL data book"（F100K E
CL データ・ブック）において記述されているように、
標準のECL 100Kシリーズの約80のディジタル集積回路
によって実施できるものとする。この実施において、受
信器の内部信号は多くて６ビットの語長でもって表わさ
れている。達成可能なデータレートは約50Mbit/sとな
る。この値はディジタルビデオ記憶に対してさえも適切
である。 本発明による受信器のメリットを例示するために、第
10図は、第７図に一致した従来技術の受信器（曲線ａ）
と第８図及び第９図に一致した本発明によるもの（曲線
ｂ）に対するシミュレーションにより得られたビットエ
ラー特性を描写している。両受信器は、そこにランダム
（NRZ）データが印加される。非線形のISI及びメモリ長
さＭ＝２を持つ等化された光学的記録チャネルの出力に
関して動作するようにした。非直線性は一連の０及び１
を表わしているくぼみと陸地の長さの差から生じる。第
10図の曲線は厳しい非線形ISIを持つ状況に関係し、そ
こにおいて、書込みプロセスにおける系統的エラーは一
連の０及び１をそれらの公値よりもT/2秒だけ短く又は
長くさせる。こうした状況は第11図に例示されている。
この図において、上側トレースはそのチャネルに適用さ
れるNRZ波形を描写しているが、下側トレースは光学的
媒体上に記録されるものと仮定されているくぼみ及び陸
地の対応するパターンを描写している。くぼみ及び陸地
の長さの差はそれ自体、厳しい非線形のISIとして再生
される信号において明示している。この非線形のISIに
加えて、その再生される信号は、第12図において反映さ
れているチャネル帯域幅制限の結果として線形のISIを
含んでいる。第12図で“チャネル”と指定されている曲
線はそのチャネルの線形部の伝達特性を示している。ナ
イキスト周波数1/（2T）における約20dBの損失は、高い
情報密度での記録に当たり、再生信号における厳しい線
形のISIとなる。両シミュレートされた受信器は比較的
小さいメモリ長さＭ＝２を取り扱うことができるので、
再生される信号に関して動作する等化器はチャネルのメ
モリ長さを約２符号間隔のメモリ長さＭへと短縮するた
めに使用される。この等化器を設計するための技術につ
いては、例えば、1973年11月発行,Bell Syst.Tech.J.,V
ol.52,ページ1541〜1562,D.D.ファルコナ及びF.R.マギ
ー,Jr.による“Adaptive Channel Memory Truncation f
or Mamimum Likelihood Seauence Estimation"（最大尤
度シーケンス評価に対する適応性チャネル・メモリ切捨
て）というタイトルの文献を参照されたい。等化器の振
幅−周波数特性は第12図で“等化器”と指定された曲線
で示されている。等化器及びチャネルの線形部は共に線
形の位相特性を持っている。そのシステムのノイズ源を
モデル化した第３の障害であるホワイト・ガウス雑音
は、例えば等化器の入力直前で、チャネルの出力信号に
加えられる。 第10図は、非線形のISIを扱う点において、従来（曲
線ａ）に対する本発明（曲線ｂ）による受信器の優秀さ
を示している。従来での受信器は高い信号対雑音比にお
ける有用な性能レベルを達成できなかったが、本発明で
は、約16dBの信号対雑音比（SNR）に対し、約10^-4のビ
ット・エラー・レート（BER）を達成している。別なシ
ミュレーションにおいては、非直線性のない対応する状
況に関してたかだか３〜4dBの損失を示した。かくし
て、本発明による受信器は、従来技術のものとは異なっ
て、非線形のISIの改善に対してかなり有効である。 更に付け加えるに、従来の受信器の性能は、それに直
流阻止回路を先行させることにより、第10図での曲線ａ
に関して改良することができる。この可能性は、第11図
の非直線性機構の主な効果が直流レベルのシフトである
という事実から生じる。この効果は、直流阻止回路のよ
うな従来の手段により簡単に処理される。しかし、第11
図のものよりも一層複雑な非直線性の機構に対して、か
かる回路はほとんど無効であったけれども、本発明によ
る受信器は非直線性に無関係に有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図は選択プロセスを案内するための本発明による受
信器におけるいずれかの生き残りに対して行われる計算
の概念的モデルを示す。 第２図は符号レート1/Tにおけるデータ符号a_Kを、雑音
のある分散チャネルCHNを通してデータ受信器RECへと送
信するためのシステムの機能的離散時間モデルを示す。 第３図は、その選択プロセスを案内するための従来技術
による受信器におけるいずれかの生き残りに対して行わ
れる計算の概念的モデルを示す。 第４図は、第３図の概念的モデルの適応形式を示す。 第５図は、適合が生き残りの遅延された桁に基づいてい
る第３図の概念的モデルの適応形式を示す。 第６図は前述の従来技術による線形フィードバックを持
つ２状態ビタビ検出器のモデルを示す。 第７図は本発明による非線形のフィードバックを持つ適
応性２状態ビタビ検出器の概念的モデルを示す。 第８図は本発明による受信器に対する適応性予備計算ユ
ニットの概念的モデルを示す。 第９図は、第８図による適応性予備計算ユニットを使用
している本発明による非線形のフィードバックを持つ適
応性２状態ビタビ検出器の概念的モデルを示す。 第10図は、第６図による従来の受信器及び第８図及び第
９図に一致した本発明による受信器に対するシミュレー
ションにより得られたビット・エラー特性を示す。 第11図は、第10図のシミュレーション結果の下に横たわ
るそのシステムでの非直線性機構を例示する。 第12図は、第10図のシミュレーション結果の下に横たわ
る記録チャネルの線形部の伝達特性を示す。

フロントページの続き (72)発明者 三田 誠一 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 泉田 守司 東京都国分寺市東恋ケ窪１丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (56)参考文献 特開 平１−185053（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−146334（ＪＰ，Ａ) 特開 昭61−263331（ＪＰ，Ａ) 実開 昭64−48936（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.⁶，ＤＢ名) H04L 25/00 - 25/66 H03M 13/00 G11B 20/18

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】符号レート1/Tで送信されたデータ信号を
   符号間干渉とノイズを伴うチャネルを介して受信し、尤
   度に基づいて巡回的に更新される候補データシーケンス
   を維持しながら、送信データ符号の最尤シーケンスを評
   価する非線形データ伝送システム用のデータ受信器にお
   いて、 上記尤度を決定するための信号処理装置が、ノイズがな
   いと仮定した場合にチャネル出力として予測される仮定
   出力信号を算出するための手段と、上記仮定出力信号と
   実際のチャネル出力信号とを比較して得られた誤差信号
   を処理することによって、各候補データシーケンス毎の
   尤度を求めるための手段とを有し、 上記仮定出力信号の算出手段が、少なくとも１つのルッ
   クアップ・テーブルを含むことを特徴とする非線形デー
   タ伝送システム用のデータ受信器。
2. 【請求項２】前記信号処理装置が、２つの候補データシ
   ーケンスを覚えておき、これらの候補データシーケンス
   の尤度関数の差に基づいて前記尤度を決定することを特
   徴とする請求項１に記載の非線形データ伝送システム用
   のデータ受信器。
3. 【請求項３】前記信号処理装置が、予め計算しておいた
   候補値の中から選択した値を前記尤度とすることを特徴
   とする請求項１または請求項２に記載の非線形データ伝
   送システム用のデータ受信器。
4. 【請求項４】前記ルックアップ・テーブルが、ノイズが
   ないと仮定した場合に予測されるチャネル出力符号を記
   憶するレジスタ形式となっていることを特徴とする請求
   項１〜請求項３の何れかに記載の非線形データ伝送シス
   テム用のデータ受信器。
5. 【請求項５】符号レート1/Tで送信されたデータ信号を
   符号間干渉とノイズを伴うチャネルを介して受信し、尤
   度に基づいて巡回的に更新される候補データシーケンス
   を維持しながら、送信データ符号の最尤シーケンスを評
   価する非線形データ伝送システム用のデータ受信器にお
   いて、 上記尤度を決定するための信号処理装置が、ノイズがな
   いと仮定した場合にチャネル出力として予測される仮定
   出力信号を算出するための手段と、上記仮定出力信号と
   実際のチャネル出力信号とを比較して第１の誤差信号を
   検出するための手段とを有し、 上記仮定出力信号の算出手段が、少なくとも１つのルッ
   クアップ・テーブルを含み、該ルックアップ・テーブル
   が、上記候補データシーケンスのディジット値によって
   制御されており、上記誤差信号に適合するようになって
   いることを特徴とする非線形データ伝送システム用のデ
   ータ受信器。
6. 【請求項６】前記ルックアップ・テーブルが、ディジタ
   ルカウンタからなり、 上記ディジタルカウンタが、前記候補データシーケンス
   のディジット値によって制御され、該カウンタの内容と
   前記チャネル出力との差によって表される誤差信号に適
   合するようになっていることを特徴とする請求項５に記
   載の非線形データ伝送システム用のデータ受信器。
7. 【請求項７】前記尤度が、前記仮定出力信号と実際のチ
   ャネル出力信号との差の絶対値に実質的に等しい関数の
   累積値で表されることを特徴とする請求項５に記載の非
   線形データ伝送システム用のデータ受信器。
8. 【請求項８】前記関数が、該関数の予め計算された複数
   の候補値のうちの１つを選択することによって決定され
   ることを特徴とする請求項７に記載の非線形データ伝送
   システム用のデータ受信器。
9. 【請求項９】符号レート1/Tで送信されたデータ信号を
   符号間干渉とノイズを伴うチャネルを介して受信し、尤
   度に基づいて巡回的に更新される候補データシーケンス
   を維持しながら、送信データ符号の最尤シーケンスを評
   価する非線形データ伝送システム用のデータ受信器にお
   いて、 上記尤度を決定するための信号処理装置が、ノイズがな
   いと仮定した場合にチャネル出力として予測される仮定
   出力信号を算出するための手段と、上記仮定出力信号と
   実際のチャネル出力信号とを比較して第１の誤差信号を
   検出するための手段とを有し、 上記仮定出力信号の算出手段が、少なくとも１つのルッ
   クアップ・テーブルを含み、該ルックアップ・テーブル
   が、前記候補データシーケンスの遅延桁によってアドレ
   スされた時の該テーブルの出力信号と前記チャネル出力
   信号の遅延値との差によって表される第２の誤差信号に
   適合するようになっていることを特徴とする非線形デー
   タ伝送システム用のデータ受信器。