DE69025433T2

DE69025433T2 - Empfänger für ein Datenübertragungssystem mit Nichtlinearitäten

Info

Publication number: DE69025433T2
Application number: DE69025433T
Authority: DE
Inventors: Johannes Wilhelmus Ma Bergmans; Morishi Izumita; Seiichi Mita
Original assignee: Hitachi Ltd; Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1989-06-26
Filing date: 1990-06-21
Publication date: 1996-09-12
Anticipated expiration: 2010-06-22
Also published as: KR0152662B1; EP0405662B1; CA2019659C; KR910002173A; EP0405662A2; US5131011A; DE69025433D1; JP2960436B2; JPH0327647A; EP0405662A3; CA2019659A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auch ein System laut der Einleitung von Anspruch 1.
Ein derartiges System ist aus einem Artikel von G.D. Forney, Jr. bekannt mit dem Titel "Maximum- Likelihood Sequence Estimations of Digital Sequence Estimation of digital Sequences in the Presence of Intersymbol Interference", IEEE Trans. Inform. Theory, Band IT-18, Nr. 3, Seiten 363-378, Mai 1972.
In den folgenden Jahrzehnten wird erwartet, daß sich die digital optische Speicherung von Rechnerdaten und digitalisierten Audio- und Videodaten allgemein durchsetzt. In Systemen dieses Typs werden binäre Informationen als eine Sequenz dieses Typs gespeichert, werden binäre Informationen als eine Sequenz von vertiefungen und Erhöhungen in einem optischen Medium gespeichert. Unperfektheiten beim Schreibvorgang können eine unterschiedliche Form oder Größe der vertiefungen und Erhöhungen verursachen. Beim wiedergabevorgang offenbart sich diese Asymmetrie in der Form nichtlinearer Intersymbol-Interferenzen (ISI). Diese Störungen stoppen an der Spitze linearer ISI, die z.B. aufgrund begrenzter optischer Auflösung oder z.B. in von Laserdioden oder Vorverstärkern erzeugtem Rauschen auftreten. Herkömmliche Empfangstechniken sind im allgemeinen nur zur Behebung der beiden letzten Imperfektionen imstande. Dies trifft selbst für sehr leistungsstarke Modelle zu, deren Charakteristiken allgemein als Viterbi-Detektoren bezeichnet werden. Herkömmliche Viterbi-Detektoren führen eine Bewertung der wahrscheinlichsten übertragenen Datensequenz unter der Annahme durch, daß nur lineare ISI und Rauschen vorhanden sind. Dafür handhaben sie eine Liste möglicher Datensequenzen, die sich auf Überlebende beziehen. Diese Überlebenden werden rekursiv ausgedehnt, und auf der Grundlage von Wahrscheinlichkeitsmessungen, bei der für jeden Überlebenden durch den Vergleich des aktuellen Ausgangssignal ein hypothetisches Ausgangssignal berechnet wird, das entstehen würde, wenn kein rauschen vorhanden wäre und der betreffende Überlebende übertragen worden wäre, wird ein Auswahlverfahren vorgenommen. Das hier besagte bedeutet, daß die Bildung dieser hypothetischen Kanalausgangssignale bislang auf linearen wägenetzwerken beruht, die an einer gegebenen Anzahl der letzten Symbole der betroffenen Überlebenden arbeiten.
Die Basiselemente dieses Detektionsvorgangs sind z.B. in dem zuvor erwähnten Artikel von Formey detaillierter beschrieben. Der in diesem Artikel beschriebene herkömmliche Viterbi-Detektor hat den Nachteil, daß seine Komplexität schnell unverwaltbare Ausmaße annimmt, wenn die Kanalspeicherlängen steigen. Um dieses Problem zu lösen wurden in den vergangenen Jahren zahlreiche vereinfachte Versionen des Viterbi- Detektors entwickelt, wie z.B. in einem Artikel von J.W.M. Bergmans, S.A. Rajput und F.A.M. van de Laar mit dem Titel "On the Use of Decision Feedback for Simplifying the Viterbi Detector", Philips J. Res., Band 42, Nr. 4, Seiten 399-428 von 1987 erläutert. Teilweise aufgrund dieser Bemühungen zur Vereinfachung finden herkömmliche Viterbi-Detektoren derzeit in Bereichen wie bei Tonfrequenz-Modems und digitaler Magnetaufnahme Verwendung. Von der Verwendung nichtlinearer ISI bei optischer Speicherung wurde jedoch Abstand genommen.
Ein Artikel von M.F. Mesiya, P.J. McLane und L.L. Campbell mit dem Titel "Maximum Likelihood Sequences Transmitted over Nonlinear Channels", IEEE Trans. Commun., Band COM-25, Nr. 7, Seiten 633-643 vom Juli 1977 beschreibt eine neue Art Viterbi-Detektor, der sich von herkömmlichen Viterbi-Detektoren dadurch unterscheidet, daß er nichtlineare ISI handhaben kann. Unglücklicherweise ist diese Fähigkeit im allgemeinen mit einer stark erhöhten Komplexität verbunden.
Das Patent US 4.015.238 beschreibt einen Viterbi-Decodierer zum Decodieren eines Signals, das mit einem gewundenen Code codiert wurde. Dieser Decoder ist nur für rauschbedingte Kopien und nicht für die Handhabung von Intersymbol-Interferenzen vorgesehen.
Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Ermöglichung einer neuen Kategorie Viterbi-Detektoren mit der Fähigkeit, ein Gemisch linearer und nichtlinearer ISI und Rauschen zu handhaben, mit einer Komplexität, die mit der der obengenannten Viterbi- Detektoren herkömmlicher Art vergleichbar ist.
Dafür ist der Empfänger laut dem kennzeichnenden Teil von Anspruch 1 angeordnet.
Da Tabellen ideal für die Speicherung nichtlinearer Ausgangssignale angeordnet sind, sind sie für sämtliche Nichtlinearitäten des Kanals geeignet. Denn sie sind für alle Nichtlinearitäten des Kanals geeignet. Dazu sind die Tabellen, weil sie alle mit digitalen Datensymbolen arbeiten, bei der Digitaltechnologie für die Verwendung in Empfängern der obengenannten, herkömmlichen Art oft geeigneter als lineare wägenetzwerke. So wird die Fähigkeit der Handhabung nichtlinearer ISI im allgemeinen von einer abnehmenden Empfängerkomplexität begleitet.
Eine besonders einfache Version eines Empfängers laut dieser Erfindung hat nur zwei in Frage kommende Datensequenzen, die auf der Grundlage einer Wahrscheinlichkeitsmessung rekursiv aktualisiert werden, die charakteristisch für den Unterschied einer Funktion der Wahrscheinlichkeit beider in Frage kommender Datensequenzen ist und mit Hilfsmitteln zur Bewertung hypothetischer Kanalausgänge bei fehlendem Rauschen bestimmt wird. Zur vereinfachten Verwendung bei hohen Datenfrequenzen hat dieser Empfänger das zusätzliche Merkmal, daß die besagte Wahrscheinlichkeitsmessung durch die Wahl zwischen vorberechneten in Frage kommenden Werten der besagten wahrscheinlichkeitsmessung bestimmt wird.
Eine spezielle Version des Empfängers laut dieser Erfindung, bei der sämtliche Tabellen nur einen Eingang haben, hat das Merkmal, daß die besagten Tabellen die Form von Registern aufweisen, die bei fehlendem Rauschen hypothetische Kanalausgangssymbole speichern.
In der Praxis variieren die genauen Merkmale eines Speicherkanals im allgemeinen dynamisch um einen nominalen Durchschnitt, z.B. als Ergebnis mechanischer Vibrationen und Detektions- oder Defokussierungsfehler. Als Regel verschlechtert sich die Leistung von Viterbi- Detektoren schnell, wenn die aktuellen Merkmale des Kanals sich von denen unterscheiden, die von den besagten Mitteln zur Bewertung hypothetischer Kanalausgangssignale bei fehlendem Rauschen wiedergegebenen werden. Die nachteiligen Auswirkungen dieser Unabgestimmtheit werden z.B. in einem Artikel von K.A. Schouhamer Immink mit dem Titel "Coding Methods for High-Density Optical Recording", Philips J. Res., Band 41, Nr. 4, Seiten 410-430 von 1986 dargelegt.
Ein weiteres Ziel der Erfindung ist es, die Leistungsverschlechterung aufgrund der besagten Empfangskanal-Unabgestimmtheit zu vermindern.
Als erstes Mittel hierfür weist der Empfänger das zusätzliche Merkmal auf, daß jede Tabelle gesteuert von Zahlen der besagten in Frage kommenden Datensequenzen als Reaktion auf ein Fehlersignal angepaßt wird, das charakteristisch für den Unterschied des Kanalausgangssignal und das Ausgangssignal der besagten Tabelle ist.
Als zweites Mittel hierfür weist der Empfänger laut dieser Erfindung das zusätzliche Merkmal auf, daß jede Tabelle als Reaktion auf ein Fehlersignal, das charakteristisch für den Unterschied einer verzögerten Version des Kanalausgangssignals und dem Ausgangssignal der besagten Tabelle ist, wenn sie von einer oder mehreren verzögerten Zahlen der besagten in Frage kommenden Datensequenzen adressiert wird.
Ihre Anpassungsfähigkeit verleiht den Tabellen die Fähigkeit, Variationen bei den Kanalcharakteristiken zu ermitteln. Dies vermindert die besagte Empfangskanal-Unabgestimmtheit beträchtlich.
Für den besonderen Fall, daß Tabellen die Form von Registern haben, die bei fehlendem Rauschen hypothetische Kanalausgangssignale speichern, weist eine angepaßte Form des Empfängers laut dieser Erfindung zusätzlich das Merkmal auf, daß jede Tabelle die Form eines digitalen Zählers hat, der gesteuert von einer oder mehreren verzögerten Zahlen der besagten in Frage kommenden Sequenzen als Reaktion auf ein Fehlersignal angepaßt wird, das charakteristisch für den Unterschied einer verzögerten Version des Kanalausgangssignals und den Inhalten des besagten Zählers ist.
Eine besonders einfache Version eines Empfängers laut dieser Erfindung weist das zusätzliche Merkmal auf, daß jede Wahrscheinlichkeitsmessung charakteristisch für die gesteigerte Version einer Funktion ist, die den Umrechnungsfaktor des Unterschieds des aktuellen Kanalausgangssignals und eines hypothetischen Kanalausgangssignals bei fehlendem Rauschen ausgleicht. Zur vereinfachten Verwendung bei hohen Datenfrequenzen hat dieser Empfänger das zusätzliche Merkmal, daß die besagte Funktion durch Auswahl zwischen vorberechneten in Frage kommenden Werten der besagten Funktion bestimmt wird.
Hintergründe und Ausführungsformen der Erfindung und ihre Vorteile werden jetzt mit Verweis auf Zeichnungen näher erklärt, von denen
Abb. 1 ein funktionelles zeitdiskretes Modell eines Systems zur Übertragung von Datensymbolen ak zu einem Symbolwert 1/T über einen rauschintensiven, streuenden Kanal CHN an einen Datenempfänger REC darstellt;
Abb. 2 ein Modellkonzept der für die Überlebenden in einem Empfänger auf die obengenannte, herkömmliche Art durchgeführten Berechnungen zur Steuerung des Auswahlverfahrens darstellt;
Abb. 3 ein Modellkonzept der für die Überlebenden in einem Empfänger laut der Erfindung durchgeführten Berechnungen zur Steuerung des Auswahlverfahrens darstellt;
Abb. 4 eine anpassungsfähige Version des Modellkonzepts von Abb. 3 darstellt;
Abb. 5 eine anpassungsfähige Version des Modellkonzepts von Abb. 3 darstellt, bei der die Anpassung auf verzögerten Zahlen des Überlebenden gründet;
Abb. 6 das Modell eines 2-Stand-Viterbi- Detektors mit linearem Feedback laut der obengenannten, herkömmlichen Art darstellt;
Abb. 7 das Modellkonzept eines anpassungsfähigen 2-Stand-Viterbi-Detektors mit nichtlinearem Feedback laut der Erfindung darstellt;
Abb. 8 das Modellkonzept einer anpassungsfähigen Vorberechnungseinheit für einen Empfänger laut dieser Erfindung darstellt;
Abb. 9 das Modellkonzept eines anpassungsfähigen 2-Stand-Viterbi-Detektors mit nichtlinearem Feedback laut der Erfindung darstellt, das anpassungsfähige Vorberechnungseinheiten laut Abb. 8 verwendet;
Abb. 10 Merkmale von Bit-Fehler darstellt, die bei einer Simulation für einen herkömmlichen Empfänger Abb. 6 und einen Empfänger laut der Erfindung den Abbildungen 8 und 9 entsprechen;
Abb. 11 einen nichtlinearen Mechanismus im System darstellt, der den Simulationsergebnissen von Abb. 10 unterliegt;
Abb. 12 die Transfermerkmale des linearen Teils des Aufnahmekanals darstellt, die den Simulationsergebnissen von Abb. 10 unterliegen.
In allen Abbildungen sind sich entsprechende Elemente mit denselben Symbolen gekennzeichnet.
Bei der folgenden Beschreibung wird eine zeitdiskrete Formgebung eines Übertragungssystems und eine Anordnung verwendet, in der die Erfindung allgemein in bezug auf die Formgebung in ihrer einfachsten Art dargestellt werden kann. Dies bedeutet keine allgemeine Einschränkung, da die vorliegende Formgebung von den Parametern des aktuellen zeitkontinuierlichen Systems eindeutig abgeleitet werden kann, wie z.B. in dem Buch mit dem Titel "Digital Communications" von J.G. Proakis, McGraw-Hill, New York, 1983 in Kapitel 6 und insbesondere im Abschnitt 6.3 auf den Seiten 351-357 beschrieben.
Abb. 1 zeigt ein funktionelles zeitdiskretes Modell eines Systems zur Übertragung von Datensymbolen ak zu einem Symbolwert 1/T über einen rauschintensiven, streuenden Kanal CHN an einen Datenempfänger REC. Zur Vereinfachung der Darstellung wird fortan vorausgesetzt, daß das übertragene Datensignal ak mit ak {-1, +1} binär ist. Dieser Voraussetzung unterliegt keiner Einschränkung. Mit offensichtlichen Änderungen ist die Erfindung auch für Mehrebenen- und Komplexwert- Datensignale verwendbar, wie sie z.B. in digitalen Tonfrequenz-Kommunikationssystemen vorgefunden werden. Der Kanal CHN von Abb. 1 zeigt die Kaskade des aktuellen zeitkontinuierlichen Kanals, einen möglichen Empfangsfilter und/oder Entzerrer und synchronen Sampling-Betrieb bei einem Symbolwert von 1/T. Das zeitdiskrete Ausgangssignal rk des Kanals CHN kann
rk = f( k) + nk (1)
ausgedrückt werden, wobei nk ein weißes Gaussian Rauschsignal und f(.) die deterministische Funktion eines Datenvektors
k = [ak-m,ak-m+1,...,ak]T (2)
ist, wobei ,T, Transposition bedeutet. Die nicht negative Ganzzahl M bezieht sich auf die Speicherlänge des Kanals. Bei fehlenden nichtlinearen ISI, setzt f( k) die lineare Form
f( k) = T k (3)
voraus, wobei f=[f&sub0;,...,fM]T ein Vektor der Länge M+1 ist, dessen Komponente die genaue Impulsreaktion des Kanals angibt. Der Empfänger REC in Abb. 1 arbeitet auf rk, um Entscheidungen âk-D in bezug auf eine verzögerte Ausführung ak-D von ak zu erzeugen, wobei D die nicht negative Ganzzahl in bezug auf die Detektionsverzögerung ist.
Herkömmliche Empfänger REC sind im allgemeinen nicht zur Handhabung nichtlinearer ISI fähig. Dies trifft selbst für sehr leistungsstarke Modelle herkömmlicher Empfänger zu, deren Charakteristiken allgemein als Viterbi-Detektoren bezeichnet werden. Diese Detektoren führen eine Bewertung der wahrscheinlichsten übertragenen Datensequenz unter der Annahme durch, daß nur lineare ISI und Rauschen vorhanden sind. Dafür handhaben sie ständig k-1 eine Liste mit einer gegebenen Zahl N möglicher Datenvektoren
ik-1 = [âik-D,...,âik-1]T für alle {0,...,N-1} (4)
die sich auf Überlebende beziehen. Beim Verlauf des Detektionsvorgangs wird diese Liste auf der Grundlage von wahrscheinlichkeitsmessungen rekursiv aktualisiert, die für alle Überlebenden berechnet werden. Die zentralen Elemente dieses Vorgangs werden z.B. in den besagten Artikeln von Forney und Bergmans et al. beschrieben. Zur deutlicheren Veranschaulichung des Verfahrens ist in Abb. 2 ein Basismodell der Wahrscheinlichkeitsberechnungen dargestellt, die mit jedem Überlebenden ik-1 in einem Empfänger nach der vorgenannten, herkömmlichen Art in Verbindung gebracht werden.
In Abb. 2 wird die Messung gesteigerter Wahrscheinlichkeit Jik-1 mit dem Überlebenden ik-1 in Verbindung gebracht. Laut der üblichen Nomenklatur wird diese Messung gesteigerter Wahrscheinlichkeit aus Gründen der Kompaktheit fortan als Maß bezeichnet. Der erste in der Rekursion zum Zeitpunkt k vorgenommene Schritt ist die Vernachlässigung der ältesten Zahl des Überlebenden ik-1, und die beiden möglichen Zahlen -1 und +1 werden angehängt, um zwei neue mögliche Überlebende
ijk = [âk-D+1,...âik-1,I(j)] (5)
zu erhalten, wobei jeweils j=0 und 1 ist und die Indexfunktion I(j) nach I(0)=-1 und I(1)=+1 definiert wird. Aus Gründen der Vollständigkeit ist zu bemerken, daß diese Indexfunktion in 0,... ,/A/-1 für ein Datenalphabet, das anstatt aus 2 verschiedenen Symbolen aus /A/ besteht, Ganzzahlen voraussetzt. In diesem Sinne kann die Erfindung direkt bei Mehrebenen- und Komplexwert-Datenalphabeten eingesetzt werden. Wie bereits erklärt ist die folgende Erklärung vollständig in einem Block binären Alphabets ausgedrückt, wobei /A/ = 2 aufgrund der weitmöglichst vereinfachte Darlegung der Erfindung.
In Verbindung mit den erweiterten Überlebenden ijk sind die Maße
Jijk= Jik-1 + G[rk- k- Tâijk] (6)
wobei
ijk = [âik-M,...,âik-1,I(j)] (7)
ein Vektor ist, dessen Komponente die M+1 letzten Komponente von ijk sind, wobei G(.) eine deterministische Funktion ist, für die die Wahl G(x)=x² für alle X R gleich ist. Die Komponente Tâijk werden von linearen Wägenetzwerken LWij erzeugt, die an den M letzten Zahlen von ijk operieren und als hypothetische Kanalausgangsproben erkannt werden können, die bei fehlendem Rauschen und Übertragung von ijk zum Zeitpunkt k auftreten würden. Im normalen Fall G(x)=x² für alle x R können die Maße Jijk als angesammelte euklidische Entfernungen zwischen dem aktuellen Kanalausgangssignal rk und den hypothetischen Kanalausganssignalen T ijk ausgelegt werden. Im weiteren Verlauf versucht der Detektor, diesen Abstand zwischen allen betrachteten Überlebenden zu minimieren.
Zur Aktualisierung seiner Liste Überlebender vergleicht der Detektor die Maße Jijk der erweiterten Überlebenden für alle i E{0,...N-1} und j E{0,1} und führt auf dieser Grundlage eine Auswahl durch. Die Details dieser Auswahl hängen von dem jeweiligen Typ Viterbi-Detektor ab und werden hier nicht weiter im Detail beschrieben, da sie kein Teil der Erfindung sind.
Aufgrund ihrer linearen Form können die linearen Wägenetzwerke LWij nur als hypothetische Kanalausgänge bei fehlendem Rauchen für die Kanäle CHN dienen, die keine nichtlinearen ISI einbringen. Aus diesem Grund sind der Abb. 2 entsprechende Viterbi- Detektoren intern zur Handhabung nichtlinearer ISI nicht fähig.
Bei der Erfindung kann besonders beobachtet werden, daß die linearen wägenetzwerke LWij mit Vektoren ijk mit einer endlichen Zahl M+1 binärer Datensymbole arbeiten. Dies ermöglicht es, die besagten Netzwerke durch Tabellen zu ersetzen, in denen die möglichen hypothetischen Kanalausgangssignale bei fehlendem Rauschen alle gespeichert werden. Dies ist in Abb. 3 dargestellt. Abb. 3 ist identisch zu Abb. 2, außer in bezug auf die Tabellen LUTij, die die linearen Wägenetze LWij ersetzen. Jede Adresse wird insgesamt von M+1 binären Datensymbolen adressiert und muß daher über insgesamt 2M+1 verfügen. Selbst für so hohe Werte M wie z.B. 10 stellt dies keine instrumentarischen Probleme, wenn allgemein gebräuchliche Direktzugriffsspeicher verwendet werden. Tatsächlich ist, da mögliche Ausgänge direkt tabelliert anstatt berechnet werden, die Durchführung der Konfiguration von Abb. 3 allgemein leichter als die von Abb. 2. Dazu können, da Tabellen völlig willkürliche Eingang-Ausgang-Verbindungen speichern können, die Ausgänge h( ijk) der LUTij als hypothetische Kanalausgänge bei fehlendem Rauschen dienen, durch die Wahl
h( k) = f( k) für alle k (8)
Auf diese Art können nichtlineare ISI vollständig behandelt werden, ohne die Komplexität des Empfängers zu erhöhen. Dies steht im Vergleich zu einem neuen Viterbi-Detektor, der in dem besagten Artikel von Mesiya et al. beschrieben wird. Auch dieser Detektor unterscheidet sich von Viterbi-Detektoren laut der obenbeschriebenen herkömmlichen Art dadurch, daß er nichtlineare ISI handhaben kann. Doch die Fähigkeit des Viterbi-Detektor von Mesiya et al. zur Handhabung nichtlinearer ISI ist im allgemeinen mit den Kosten einer stark erhöhten Komplexität verbunden. In Abb. 3 des besagten Artikels z.B. ist dargelegt, daß der Detektor für M=3 an insgesamt 4 Eingangssignalen arbeitet, und der Empfänger laut der Erfindung dagegen nur mit einem Signal rk. Dazu sind im Vergleich zum einfachen Tabellierungsbetrieb des Empfängers laut der Erfindung für jedes der 4 Eingangssignale die Durchführung zahlreicher Summenbildungen pro Symbolintervall T und Überlebenden erforderlich [siehe Gleichung (26) des besagten Artikels und die begleitenden Erklärungen von Mesiya et al.].
In Abb. 3 werden die Tabellen LUTi1 und LUTi0 von Vektoren i,1k und i0k adressiert, deren neuesten Bits i1k =+1 und i0k =-1 vorrangig bekannt sind. Dies ermöglicht die Größenhalbierung beider Tabellen, wobei LUTi1 und LUTi0 nur die Teile von f( k) speichern, für die jeweils ak=+1 und -1. Bei verschiedenen Typen Viterbi-Detektoren, einschließlich denen in dem besagten Artikel von Bergmans et al. beschriebenen, sind die meisten neuesten Bits ijk vorrangig bekannt. Dies ermöglicht weitere Größenreduzierungen jeder Tabelle. Bei gewissen Viterbi-Detektoren, einschließlich dem in dem besagten Artikel von Forney beschriebenen, sind auch die vollständigen Vektoren ijk vorrangig bekannt. Dies ermöglicht jeder Tabelle die degenerierte Ablage in ein einziges Register, das den entsprechenden hypothetischen Kanalausgang bei fehlendem Rauschen speichert. Eine anpassungsfähige Detektorversion laut dieser Erfindung, die Register in der Form anpassungsfähiger digitaler Zähler verwendet, wird weiter unten beschrieben.
Es können bestehende Kenntnisse über Kanalmerkmale zur Identifizierung der Funktion f(.) verwendet werden. Die Tabellen LUTij können dann auf bedingter Grundlage (8) gefüllt werden. Unglücklicherweise variieren die genauen Merkmale von Speicherkanälen aufgrund von mechanischen Vibrationen und Detektions- oder Defokussierungsfehler allgemein dynamisch. Dann schwankt die Funktion f(.) zeitlich bedingt, und es wird für eine zeitstabile Funktion h(.), wie sie in den Tabellen LUTij von Abb. 3 gespeichert sind, unmöglich, richtig abgestimmt zu sein f(.). Für den besonderen Fall der linearen Funktionen f(.) und h(.) werden die nachteilgen Auswirkungen der Unabgestimmtheit z.B. in dem besagten Artikel von Schouhamer Immink untersucht. In diesem Artikel wird dargelegt, daß selbst kleine Unabgestimmtheiten zu schweren Leistungsverschlechterungen führen können, besonders bei hohen Informationsdichten. Zur Vermeidung derartiger Verschlechterungen ist es für die Funktion h(.) wünschenswert, alle Variationen von f(.) zu verfolgen. Dies ist möglich, indem die Tabellen LUTij wie in Abb. 4 dargestellt anpassungsfähig gemacht werden.
In Abb. 4 wird die Funktion h(.) bei der Speicherung in den Tabellen LUTij gemäß
h'( ijk) = h( ijk) + µ.dijk.eijk (9)
für alle i E{0,...,N-1} und j {0,1} rekursiv aktualisiert. Im Vergleich zu den alten Tabelleneingaben h( ijk) sind die neuen Eingaben h'( ijk) ideal verbesserte Bestimmungen von f( ijk). Die Fehlersignale
eijk = rk - h( ijk) (10)
geben an, wie gut die hypothetischen Kanalausgangssignale bei fehlendem Rauschen dem aktuellen Kanalausgangssignal gleichen, und die Rekursion von (9) sucht diesen Unterschied iterativ zu minimieren. Eine detailliertere Beschreibung des sogenannten LMS-Adaptions-Algorhythmus, der die Grundlage für die Rekursion von (9) bildet, kann z.B. in einem Artikel von P.J. van Gerwen, N.A.M. Verhoecks und T.A.C.M. Claasen mit dem Titel "Design Considerations for a 144 kbit's Digital Transmission Unit for the Local Telephone Network", IEEE J. Selected Areas in Commun., Band SAC-2, Nr. 2, auf den Seiten 314-323 von 1984 gefunden werden. Dieser Artikel behandelt die Verwendung von LMS-Algorhythmen an Tabellenfiltern und weist enge Beziehungen zu der hier behandelten Anwendung auf. Für den richtigen Betrieb von LMS-Algorhythmen müßte der Datenvektor k, der bei (1) rk unterliegt, mit dem Datenvektor ijk der Tabelle übereinstimmen, die aktualisiert wird. Von allen möglichen Datenvektoren ijk ist der mit der größten angesammelten Wahrscheinlichkeit derjenige, der diese Voraussetzung am wahrscheinlichsten erfüllt. Aus diesem Grund werden die Auswahlsignale dijk des Ausdrucks (9) gewählt gemäß
dijk = 1, wenn Jijk < Jnlk für alle n {0,...,N-1}
und 1 {0,1} (11)
ansonsten 0.
Somit wird k ständig an den meisten Tabellen aktualisiert. Es kann beobachtet werden, daß die Auswahlsignale dijk bei (11) völlig auf der Information basieren, die als integraler Teil des Detektionsvorgangs erzeugt werden. Aus diesem Grund können sie mit einem minimaler zusätzlicher Hardware erzeugt werden. Die Anpassungskonstante µ bei (9) ermöglicht einen Kompromiß zwischen der Konvergenzgeschwindigkeit der Tabellen und der ständig zu hohen normalen Abweichung. Für vereinfachte digitale Implementierung des Algorhythmus wird µ im allgemeinen in der Form 2-W für positive Ganzzahlen W gewählt, damit die Multiplikation mit µ bei (9) eine Verschiebung über W Bit-Positionen ergibt. Aus Gründen der Kompaktheit werden diese und andere Aspekte des LMS-Algorhythmus und seine Implementierung hier nicht detaillierter erläutert, da sie literarisch gut dokumentiert sind, wie z.B. in dem besagten Artikel von van Gerwen et al. Eine detaillierte Beschreibung eines anpassungsfähigen Empfängers laut dieser Erfindung, der auf einer vereinfachten Version des LMS-Algorhythmus gründet, wird weiter unten beschrieben.
In der Praxis wird geraten, die Tabelleneingänge h( ijk) in Einklang mit den Durchschnittsmerkmalen des Kanals zu Initialisieren, vorausgesetzt, daß sie deduktiv bekannt sind. Auf diese Art muß der Anpassungsalgorhythmus nur die Distanz zwischen dem Durchschnitt und den aktuellen Merkmalen überbrücken und ermöglicht dabei relativ schnelle Konvergenz. Für den Fall, daß Tabellen zufällig initialisiert werden, ergeben Simulationen, daß die Konvergenzzeiträume oft durch Zufügung eines entsprechenden Umfangs an Rauschen zum Eingangssignal des Empfängers während der Anfangsphase der Anpassung beträchtlich vermindert werden können.
Ein Nachteil der Konfiguration von Abb. 4 ist, daß neuere bestimmte Datensymbole eine Rolle beim Anpassungsprozeß spielen. Aufgrund der Art der Viterbi- Detektion sind diese Symbole von den übertragenen Datensignale weniger zuverlässig bestimmt als ältere Zahlen, die auch Teil der aufrechterhaltenen Überlebenden sind. Genauer gesagt können neueste Zahlen (z.B. âijk und âijk-1), selbst wenn ein gegebener Überlebender ijk sehr große aktuelle Wahrscheinlichkeit aufweist, nicht mit den entsprechenden übertragenen Zahlen übereinstimmen. Besonders für die Funktions f(.) mit schwacher Abhängigkeit der zuletzt übertragenen Zahlen kann dies tatsächlich relativ häufig eintreten. Auch bei (9) und (10) würde dies relativ oft zu aktualisierende, fehlerhafte Tabelleneingaben verursachen, ein Problem, das die Konvergenz der Tabelleninhalte zu den richtigen Werten be- oder verhindern könnte.
Zur Lösung dieses Problems ist es erforderlich, der Anpassung zuverlässigere und somit verzögerte Bestimmungen der übertragenen Datensignale zugrundezulegen. Eine gesetzesmäßige Möglichkeit hierfür ist in Abb. 5 dargestellt. Wenn die sechs Schalter SW&sup0;&sub0;,...SW¹&sub2; von Abb. 5 sich auf Position "Detektion" befinden, verläuft die Detektion genau wie in Abb. 4, wobei die Tabellen LUTij von den bestimmten Datenvektoren ijk adressiert werden. Für die Anpassung werden die Schalter auf Position "Adaption" gebracht. In diesem Fall adressiert ein verzögerter Datenvektor
ik = [âik-M-P,...,âik-P] (12)
alle Tabellen LUTij. Wenn die Verzögerung P lange genug genommen wird, sind die Zahlen âik-M-P,...,âik-P für jedes i wahrscheinlich zuverlässige Bestimmungen der aktuell übertragenen Datensymbole ak-M-P,...,ak-P. Größte Zuverlässigkeit wird wie in Abb. 5 dargestellt durch die Wahl des Höchstwertes P=D-M erhalten, damit die Zahlen âik-M-P,...,aik-P von ik die M+1 ältesten beibehaltenen Zahlen âik-D,...,âik-D+M des Überlebenden ik-1 sind. Zur Kompensierung der Datenverzögerung von P Symbolintervallen werden auch die erhaltenen Signale rk über P Symbolintervalle verzögert, um ein verzögertes Fehlersignal
ik-P = rk-P - h( ik) (13)
zu erhalten, das zur Aktualisierung der Tabelle LUTij laut dem LMS-Logarithmus
h'( ik) = h( ik) + µ. ik-P (14)
verwendet wird.
Da die in diesem Anpassungsprozeß verwendeten, bestimmten Daten bereits relativ zuverlässig sind, ist es bei (14) nicht erforderlich, Auswahlsignale für bedingte Anpassung aktueller oder vergangener Wahrscheinlichkeitsmessungen zu verwenden.
Ein Nachteil der Konfiguration von Abb. 5 ist, daß jede Tabelle pro Symbolintervall zur Berechnung der Fehlersignale abgelesen wird, die eine Rolle bei jeweils der Detektion und der Anpassung spielen. In bezug auf Abb. 4, wo diese beiden Funktionen kombiniert sind, vermindert dies den niedersten erreichbaren Datendurchlauf. Zur Lösung dieses Problems ist es möglich, die Angleichung auf die Anpassung verzögerter Versionen des verzögerten Fehlersignals zu basieren, die für die Detektion von P Symbolintervallen zuvor berechnet wurde. Dadurch wird auch die Verzögerung des erhaltenen Signals rk nicht mehr erforderlich. Eine vereinfachte Version dieser Möglichkeit wird weiter unten beschrieben.
Um die vorgenannten Begriffe an einem Beispiel darzulegen, werden jetzt zwei Versionen eines Zwei-Stand-Viterbi-Detektors mit nichtlinearem Feedback laut der Erfindung dargelegt. Zur Erleichterung der Erklärung wird zuerst ein verwandter Viterbi-Detektor herkömmlicher Art beschrieben.
Abb. 6 zeigt ein Modellkonzept eines Zwei- Stand-Viterbi-Detektors mit linearem Feedback, der in dem vorgenannten Artikel von Bergmans et al. beschrieben wird. Dieser Detektor hat zwei Überlebende &sup0;k-1 und ¹k-1 laut Gleichung (4) mit den in Verbindung stehenden Maßen Jik für i=0,1. Die vier erweiterten Überlebenden ijk für i,j {0,1} werden in (5) definiert und haben Maße Jijk gemäß (6). Vier lineare Wägenetzwerke LWij mit i,j, {0,1} berechnen die vier möglichen gewogenen Summen Tâijk von Gleichung (6). Wie zuvor erklärt, spezifiziert der Vektor die Impulsreaktion des Kanals. Dies kann z.B. mit der Hilfe anpassungsfähiger Techniken erreicht werden, wie in dem zuvor erwähnten Buch von Proakis, Kapitel 6, auf den Seiten 410-412 beschrieben. Details dieser Techniken werden in Empfängern herkömmlicher Art verwendet und daher hier weder erläutert noch dargestellt.
Unter den erweiterten Überlebenden 0jk und s1jk wählt eine Vergleichs-Auswahl-Einheit CSj den neuen Überlebenden jk mit dem verbundenen Maß Jjk für den Zeitpunkt k nach dieser Regel:
Wenn J0jk < J1jk Dann Anfang jk:= 0jk; Jjk:=J0jk
Ende
Andernfalls Anfang jk:= 1jk; Jjk:=J1jk
Ende (15)
Diese Regel gilt bei j=0 und j=1. Bei (15) kann bemerkt werden, daß die neuesten Zahlen âjk der neuesten Überlebenden jk immer gleich zur Indexfunktion I(j) sind, z.B. â&sup0;k=-1 und â¹k=+1 für alle k. Aufgrund der rekursiven Art des Detektionsprozesses bedeutet dies, daß die neuesten Zahlen aik-1, der alten Überlebenden ik-1 folglich gleich â&sup0;k-1=-1 und â¹k-1 nicht in bezug auf k sein müssen. Daher sind für die erweiterten Überlebenden ijk die beiden neuesten Zahlen ijk-1 und ijk beide a priori jeweils gleich I(i) und I(j).
Für alle Viterbi-Detektoren ist es wünschenswert, eine der Kanalspeicherlänge M größere Detektionsverzögerung D zu haben, wie z.B. in dem vorgenannten Artikel von Forney erläutert. In diesem Fall sind die ältesten Zahlen âk-D und â&sup0;k-D beide vergleichsweise zuverlässige Bestimmungen der übertragenen Zahl ak-D. In Abb. 4 wird â¹k-D willkürlich als Detektorausang âk-d gewählt. Diese Wahl ist nur ein Beispiel und bedeutet keine Einschränkung, denn es ist offensichtlich, daß andere Wahlen wie âk-D=â&sup0;k-D gleichermaßen angemessen sein können.
Weitere Hintergründe und Veranschaulichungen des Detektionsvorgangs von Abb. 6 werden hier nicht dargelegt, da sie detailliert in dem besagten Artikel von Bergmans et al. beschrieben werden.
Ein Nachteil des Detektors von Abb. 6 ist, daß die Meßwerte Jik bei (6) und (15) normalerweise eine nichtabnehmende Zeitfunktion sind, wenn die Funktion G(.) nichtnegativ bestimmt sind. Dies kann bei einer digitaler Implementierung des Detektors zu Überlauf führen. Bei (15) kann festgestellt werden, daß nur Unterschiede zwischen Maßen eine Rolle bei der Auswahl neuer Überlebender spielen. Diese Beobachtung kann so zur erneuten Normalisierung der Meßwerte verwendet werden, da sie keine nichtabnehmende Zeitfunktion mehr sind. Dafür werden die veränderten Maße Qk, Q&sup0;k und Q¹k für i {0,1} und alle k definiert als
Qk = J¹k-J&sup0;k (16)
und
Qik = Jik-J&sup0;k-1 (17)
Unter Verwendung von (6) kann der Ausdruck dieser veränderten Maße direkt in
Wenn Qk+G[e1jk]< G[e0jk] Dann Anfang
jk:= 1jk; Qik:=Qk-1+G[e1jk]
Ende (18)
Andernfalls Anfang
jk:= 0jk; Qik:=G[e0jk]
Ende
neuformuliert (15) werden, wobei die Fehlersignale eijk für i,j, {0,1}
eijk = rk - T ijk (19)
definiert werden. Außerdem wird aus (16) und (17) ersichtlich, daß Qk von Q&sup0;k und Q¹k mit
Qk = Q¹k-Q&sup0;k (20)
direkt berechnet werden kann. Ein vollständiger Auswahlprozeß kann folglich ausgedrückt in nur drei Differenziermaße Qk, Q&sup0;k und Q¹k neugegliedert werden kann. Alle diese Maße schwanken in ihrem Wert um Null, und Überflußbrobleme in einer digitalen Empfängerimplementierung können mit der richtigen Wahl digitaler Wörtlängen vermieden werden. Ein anpassungsfähiger Empfänger laut der Erfindung, der diese Meßunterschiede beinhaltet, ist in Abb. 7 dargestellt. Aus Gründen der Vollständigkeit muß darauf hingewiesen werden, daß die Verwendung dieser Differenziermaße an sich nicht neu ist, was z.B. ein Artikel von R.W. Wood und D.A. Petersen mit dem Titel "Viterbi Detection of Class IV Partial Response on a Magnetic Recording Channel", IEEE Trans. Commun, Band COM-34, Nr. 5 auf den Seiten 454-461 vom Mai 1986 beweist, insbesondere an der Stelle, die die Ausdrücke (11) und (12) umfaßt.
In dem Empfänger von Abb. 7 werden zur Steuerung des Auswahlprozesses von Gleichung (18) für jeweils j=0 und j=1 zwei Vergleich-Auswahl-Einheiten CS&sup0; und CS¹ verwendet. Auf der Grundlage der Eingangssignale Qk+G[e¹jk] und G[e&sup0;jk] erzeugt die Vergleich-Auswahl-Einheit CSj ein Ausgangssignal Qjk laut Gleichung (18) und ein Auswahlsignal djk laut
Wenn Qk-1+G[e1jk]< G[e0jk] Dann djk:=1 Andernfalls djk:=0 (21)
Beim Vergleich von (18) und (21) wird ersichtlich, daß dieses Auswahlsignal djk zur Steuerung der Überlebenden nach der Regel
Wenn djk =1 Dann sjk:=s1jk Andernfalls sjk:=s0jk (22)
verwendet werden kann, was für j=0 und j=1 zutrifft.
Zur Implementierung dieses Auswahlprozesses speichern zwei Schieberegister SR&sup0; und SR¹ die Zahlen [â&sup0;k-D,...â&sup0;k-2] und [â¹k-D,...â¹k-2] der jeweiligen Überlebenden &sup0;k-1 und ¹k-1. Wie bereits erklärt sind die neuesten Zahlen der Überlebenden a priori als â&sup0;k-1=-1 und â¹k-1=1 bekannt, weshalb diese Zahlen in der Form fester logischer Niveaus +1 und -1 dargestellt sind, die an die Eingänge der beiden Schieberegister angeschlossen sind.
Für das Schieberegister SR&sup0; zeigt ein Auswahlsignal d&sup0;k=0 bei (22) an, der neue Überlebende &sup0;k müßte &sup0;&sup0;k-1 sein. Bei (7) ist &sup0;&sup0;k nur eine verschobene Version von &sup0;k-1 mit der entfernten ältesten Zahl â&sup0;k-D und der angehängten neuesten Zahl â&sup0;k=-1. Somit kann die Auswahl &sup0;k:= &sup0;&sup0;k mit einer LINKSVERSCHIEBUNGS-Operation des Schieberegisters SR&sup0; durchgeführt werden. Ähnlich zeigt ein Auswahlsignal d&sup0;k=1, der neue Überlebende &sup0;k müßte ¹&sup0;k sein. Bei (7) ist ¹&sup0;k nur eine verschobene Version von ¹k-1 mit der entfernten ältesten Zahl â¹k-D und der angehängten neuesten Zahl â&sup0;k=-1. Somit kann die Auswahl &sup0;k:= ¹&sup0;k mit einer PARALLELLADUNGS-Operation durchgeführt werden, in dem das Schieberegister SR&sup0; mit einer verschobenen Version des Inhalts des Schieberegisters SR¹ und der neuesten Zahl â¹k-1=+1 geladen wird. Diese ist in Abb. 7 symbolisch mit schrägen Pfeilen dargestellt, die von SR¹ und â¹k-1=1 zu SR&sup0; verlaufen. Ähnlich zeigt für das Schieberegister SR¹ das Signal d¹k eine LINKSVERSCHIEBUNGS-Operation für d¹k=1 oder eine PARALLELLADE-Operation vom Schieberegister SR&sup0; und der Zahl â&sup0;k-1=-1 für a¹k=-1 an.
Aus Gründen der Vollständigkeit muß auf ein mögliches Problem hingewiesen werden, das bei einer direkten Implementierung der Schieberegisterkonfiguration von Abb. 7 aufgrund von schlechter Abgestimmtheit der Übertragungsverzögerung der beiden Schieberegister auftreten kann. Wenn das Schieberegister SR¹ eine bedeutend geringere Übertragungsverzögerung als das Schieberegister SR&sup0; aufweist, kann eine PARALLELLADE-Operation auf SR&sup0; dazu führen, anstelle der erwünschten Zahlen des alten Überlebenden SR&sup0;k-1 eine oder mehrere Zahlen des neuen Überlebenden ¹k in SR¹ zu laden. Ähnlich kann eine bedeutend kleineren Übertragungsverzögerung von SR&sup0; im Vergleich zu SR¹ bei einer PARALLELLADE-Operation dazu führen, daß eine oder mehrere Zahlen des neuen Überlebenden &sup0;k anstatt der gewünschten des alten Überlebenden &sup0;k-I in SR¹ geladen werden. Beide Möglichkeiten sind eindeutig unerwünscht. Um diesem Problem zuvorzukommen ist es bei einer Implementierung des Empfängers von Abb. 7 in der Praxis möglich, Verschiebungsregister SR¹ und SR&sup0; mit gut abgestimmten Übertragungsverzögerungen zu wählen oder eine Kreuzverbindung zwischen die beiden Schieberegister zu schalten. Da der Plan von Abb. 7 lediglich ein Modellkonzept laut der Erfindung darstellen soll, werden Möglichkeiten zur Vermeidung des Problems des Implementierungsniveaus hier nicht weiter im Detail erläutert.
In Abb. 7 werden die Tabellen LUTij mit i,j, {0,1} mit den Zahlen [âik-M,...,âik-2] des Überlebenden ik-1 adressiert. Bei (5) und (7) stimmen diese Zahlen mit den entsprechenden Zahlen der Adressierungsvektoren ijk überein. Die verbleibenden beiden Zahlen sind a priori als âijk-1=I(i) bekannt, wie für den Empfänger von Abb. 6 erklärt. Wie zuvor erklärt ist es nicht erforderlich, diese a priori bekannten Zahlen dem Adressierungsvektor der Tabellen hinzuzufügen. Dies ermöglicht für jede Tabelle eine 4 Mal geringere Größe als bei Adressierungsvektoren der "vollen" Länge M+1. Mathematisch ausgedrückt ist diese vierfache Reduzierung möglich, da die vier Tabellen LUTij vier isolierte Bereiche des Bereichs h(ak) abdecken, d.h. die Bereiche, für die ak-1=I(i) und ak=I(j).
Der Angleichungsmechanismus für die Tabellen LUTij ist dem der Abb. 4 identisch und wird daher nicht weiter im Detail erläutert. Zu jedem Zeitpunkt k sind die Auswahlsignale dijk derart, daß nur die Tabelle aktualisiert wird, die dem wahrscheinlichsten erweiterten Überlebenden am meisten entspricht. Diese Auswahlsignale werden von einer Auswahleinheit SEL erzeugt, deren Funktion z.B. auf den Signalen Qk, d&sup0;k und d¹k laut folgenden Wahrheitstafel Tabelle beruht:
Zur Erklärung dieser Tabelle kann von (16) und der begleitenden Erläuterung bemerkt werden, daß alle positiven Werte von Qk anzeigen, daß der neue Überlebende &sup0;k wahrscheinlicher als sein Gegenstück ¹k ist, was umgekehrt für den negativen Wert von Qk zutrifft. Daher ist es für positive Qk erforderlich, zwischen den beiden erweiterten Überlebenden &sup0;&sup0;k und &sup0;¹k zu unterscheiden, die &sup0;k unterliegen. Das Signal d&sup0;k kann hierfür verwendet werden, da es bei Gleichung (22) genau spezifiziert, welche der beiden erweiterten Überlebenden &sup0;k bilden. Ähnlich spezifiziert das Signal d¹k für Qk< 0, welches der beiden Auswahlsignale d&sup0;¹k und d¹¹k 1 sein muß, während die beiden anderen Auswahlsignale 0 sind.
Eine interessante Wahl für die Funktion G(.) in Abb. 7 ist G(x) =/x/ für alle x R, da diese Funktion leicht mit digitalen Stromkreisen durchgeführt oder nachgeahmt werden kann. Simulationen für den Empfänger von Abb. 7 weisen auf, daß diese Wahl in vielen Fällen zu Ergebnissen führt, die grundlegend zu denen der üblichen Funktion G(x)=x² für alle x R äquivalent sind und die mit Digitalschaltungen vergleichsweise schwer durchzuführen oder nachzuahmen ist.
In bezug auf den Empfänger von Abb. 7 ist zu erwähnen, daß der neue Wert Qk laut Gleichung (20) mit einer Summenbildung der Signale Q¹k und Q&sup0;k bestimmt wird, wobei eine Verzögerungseinheit Qk zur Verwendung über den nächsten Symbolintervall speichert. Dazu dient die älteste Zahl â¹k-D als Ausgang von âk-D des Empfängers wie in Abb. 6. Aus Gründen der Kürze werden weitere Aspekte des Empfängers nicht erläutert, da sie offensichtlich genug oder ähnlich genug zu dem weiter oben dargelegten sind.
Der Empfänger von Abb. 7 ist interessant, da er eine nicht größere Komplexität als die seiner linearen Gegenstücke von Abb. 6 mit der Fähigkeit kombiniert, jede Form linearer oder nichtlinearer ISI zu handhaben. Genau wie der Empfänger von Abb. 6 weist er den Nachteil auf, daß die Implementierung bei sehr hohen Datenfrequenzen schwierig werden kann, wie dies z.B. bei der Speicherung digitaler Videodaten der Fall ist. Ein Grund der Schwierigkeit besteht darin, daß die Bildung des Signals G(eijk) in Abb. 7 eine Tabellenoperation, eine Subtrahierung und Anwendung der Funktion G erfordert, die zusammen mehr Zeit erfordern können, als zulässig ist. Nachstehend folgt die Beschreibung einer Technik zur Lösung dieses Problems.
Aus Abb. 7 wird zur Erklärung der Technik ersichtlich, daß die Signale G(eük) nur von rk und den Zahlen âik-M,...âik-2 der Überlebenden ik-1 abhängen. Da rk bekannt ist, verbleiben insgesamt 2M+1-2=2M-1 möglicher Werte für G(eijk). Durch die Vorberechnung aller dieser Werte wird es möglich, auf der Grundlage der aktuellen Zahlen âik-M,...,âik-2 eine direkte Auswahl von G(eijk) zu treffen, die grundlegend weniger Zeit als die Sequenz der eben erwähnten Operationen benötigt. Für einfachsten möglichen Fall, d.h. M=2 und 2M-1=2 ist in Abb. 8 eine angleichende Vorberechnungseinheit APUij abgebildet.
In dem System von Abb. 8 ersetzen zwei digitale Aufwärts-/Abwärtszähler COij und C1ij die wM-1=2 Tabelleneingaben der Tabelle LUTij von Abb. 7. Genauer gesagt berechnen diese Zähler erweiterte Überlebende mit Datenvektoren âijk=[-1,I(i), I(j)]T und [+1,I(i),I(j)]T durch die Speicherung der jeweiligen nichtlinearen Funktionswerte h0ij-h([-1,I(i),I(j)]T) und h1ij=h([1,I(i),I(j)]T). Details zur Verwendung digitaler Schaltungen zur Darstellung und Verarbeitung zeitdiskreter Signale werden hier nicht weiter erläutert, da sie literarisch gut beschrieben werden, wie z.B. in dem Buch von "Theory and Application of Digital Signal Processing" von L.R. Rabiner und B. Gold, Prentice-hall, N.J. 1975.
Zwei Addierwerke dienen der Bildung von Fehlersignalen e0ijk und e1ijk durch Subtraktion h0ij und h1ij von rk. Die Darauffolgende Verwendung der Funktion G(.) ergibt die Signale G(e0ijk) und G(e0ijk), eine dessen mit der signal G(eijk) übereinstimmt, die zu bilden ist. Zur Bewirkung der richtigen Auswahl steuert die Zahl âik-2 des Überlebenden ik s Schaltung SWg gemäß
Wenn âik-2=1 Dann G(eijk) :=G(e1ijk) Andernfalls
G(eijk):=G(e0ijk) (23)
Da G(e0ijk) und G(e1ijk) beide vorberechnet werden, entsteht die einzige bei der Erzeugung von G(ek) bewirkte Verzögerung durch die Auswahl (23) und kann sehr gering gehalten werden.
In der Schaltung von Abb. 8 wird die Zahl âik-2 zur Aussonderung einer der beiden möglichen Datenvektoren ik=[-1,I(i),I(j)]T und ik=[+1,I(i),I(j)]T verwendet. Diese Feedback-Operation ist das Gegenstück zu der linearen Feedback-Operation, die beim herkömmlichen Empfänger von Abb. 7. auf einbezogenere Weise stattfindet, wie z.B. in dem zuvor erwähnten Artikel von Bergmans et al. erwähnt. Als Folge dieser Feedback-Operation verbleiben nur 4 der 5 möglichen Vektoren âik zur Berücksichtigung der insgesamt 4 anpassungsfähigen Vorberechnungseinheiten APU&sup0;&sup0;,...,APU¹¹, im Gegensatz zu den 8 Vektoren, die bei einem Viterbi-Detektor ohne Feedback zu berücksichtigen wären. Vom Konzept kann diese Vereinfachung durch die Betrachtung erklärt werden, daß die Zahl âik-2, die zurückgeführt wird, die älteste und somit zuverlässigste Zahl des berücksichtigten Datenvektors ik ist. Somit ist die Wahrscheinlichkeit einer fehlerhaften Auswahl in der Schaltung von Abb. 8 relativ gering. Die Eigenschaften und entwurfsbedingten Viterbi-Detektoren mit und ohne Feedback werden hier nicht weiter im Detail erläutert, da sie bereits wie in dem vorgenannten Artikel von Bergmans et al. ausführlich beschrieben sind.
Die Konfiguration von Abb. 8 beinhaltet eine vereinfachte Version des Mechanismus von Abb. 5 für die Anpassung der Zähler C0ij und C1ij auf der Grundlage der verzögerten Zahlen âik-M-P,...,âik-P. Wie zuvor erklärt ist der Mechanismus von Abb. 5 denen der Abb. 4 und 7 deshalb vorzuziehen, da er die Konvergenzprobleme für die Funktionen f( k) mit geringer Abhängigkeit der neuesten Zahlen von ak vermindert, wie ak und ak-1. Die besagte Vereinfachung unterliegt einer an den Fehlersignalen e0ijk und e1ijk vorgenommenen Zeichen- Operation zum Erhalt von Ein-Bit-Fehlersignalen, die zur Vereinfachung mit digitalen Stromkreisen durchgeführt werden. Ein Schalter SWe mit einer dem SWg ähnlichen Feedback-Funktion wird zum Erhalt des Ein- Bit- und unverzögerten Gegenteils sgn( ijk) des Fehlersignals ijk,p der Gleichung (13) über âik-2 gesteuert. Dieses Signal sgn( ijk) wird einem binären Schieberegister zugeführt, das eine Verzögerung von P Symbolintervallen T hervorruft. Das verzögerte Fehlersignal sgn( ijk-P) dient zur Aktualisierung der Zählerinhalte an die Zeichen-Algorhythmen
h1ij :=h1ij + q.d1ijk.sgn( 1ijk-P) für alle I,i,j, {0,1} (24)
Details zu dieser vereinfachten Version der LMS-Algorhythmen können z.B. in einem Artikel von N. Holte und S. Stueflotten mit dem Titel "A New Digital Echo Canceller for Two-Wire Subscriber Lines", IEEE Trans. Commun., Band COM-29 auf den Seiten 1573-1581 vom November 1981 gefunden werden. Dieser Artikel beschreibt die Verwendung der Zeichen-Algorhythinen bei anpassungsfähigen Tabellenfiltern und hat somit eine große Ähnlichkeit zu der hier dargelegten Verwendung. Bei (24) ist d1ijk ein als binär zu beschreibendes, nicht mit dem Signal dijk von Abb. 7 zu verwechselndes Auswahlsignal. Dazu ist q die Quantifizierungsschrittgröße, die einer Zu- oder Abnahme des Zählers C1ij um eine Einheit entspricht. Mit einer geeigneten endlichen Wortlängendarstellung der Mengen in Abb. 8 ist es möglich, einen für q geeigneten kleinen Wert zu wählen. Details dieser endlichen Wortlängendarstellung werden hier nicht erläutert, da sie in der bestehenden Literatur wie in dem vorgenannten Buch von Rabiner und Gold ausführlich beschrieben sind.
Aufgrund der verzögerung von P Symbolintervallen T ist das verzögerte Fehlersignal sgn( ijk-p) bei (1) eine Funktion des verzögerten Datenvektors k-P. Wie in dem vorgenannten Artikel von Holte und Stueflotten darf für einen richtigen Betrieb des Zeichen-Algorhythmus von (24) nur der Zähler C1ij aktualisiert werden, für den [I(1), I(i), I(j)]T= k-P. Wenn P ausreichend groß gewählt wird, sind die Vektoren &sup0;k und ¹k von (11) beide relativ zuverlässige Bewertungen von ak P und können somit beide zur Bildung des Auswahlsignals d1ijk gemäß folgender Regel
WENN ânk-P-2 = I(1) UND ânk-P-1=I(i) UND ânk-P=I(j)
DANN d1ijk = 1 ANDERNFALLS d1ijk=0 (25)
verwendet werden, was für n=0 oder n=1 und für alle 8 möglichen Kombinationen (1,i,j,) angewandt wird. Alternative Regeln, in denen beide Vektoren &sup0;k und ¹k für die Bildung grundsätzlich äquivalenter Auswahlsignale sind selbstverständlich ebenfalls geeignet, werden hier der Kürze wegen jedoch nicht beschrieben.
In der Konfiguration von Abb. 8 sind die Signale dfijk und sgn( 1ijk-P) an die Eingänge COUNT ENABLE und UP/DOWN der Zähler C1ij angeschlossen, um die Iteration von (24) vorzunehmen. Abhängig von solchen Implementierungsdetails wie dem verwendeten Zählertyp können leichte Konfigurierungsänderungen von Abb. 8 zur angemessenen Realisierung der Iteration von Gleichung (24) Art erforderlich sein. In dieser Hinsicht dient Abb. 8 nur der Veranschaulichung und bedeutet keinerlei Begrenzung für die Verwendung von Zeichen-Algorhythmen wie weiter oben beschrieben.
Aus Gründen der Vollständigkeit muß darauf hingewiesen werden, daß die Konfiguration der Abb. 8 durch Unterlassung der Zeichen-Operationen in Abb. 1 leicht für die Verwendung von LMS- anstatt von Zeichen- Algorhythmen abgeändert werden kann. Die Zähler von Abb. 8 müßten dann durch digitale Akkumulatoren zur Speicherung von h1ijk ersetzt werden, und sie könnten in Schritten q. ijk-P aktualisiert werden, was eine Vielzahl an Größen voraussetzen kann. Zwischen den LMS- und Zeichen-Algorhythmen liegende Formen entstehen, wenn derartige Akkumulatoren anstatt des Zeichen-Betriebs in Abb. 8 in Verbindung mit einem Multi-Bit-Quantifizierer verwendet wird. Auch können u oder q variabel, und nicht fest sein. Für eine schnelle Konvergenz ist es z.B. interessant, die Anpassung mit einem relativ hohen Wert von u oder q zu beginnen. Daraufhin können u oder q stufenweise oder schrittweise auf einen Wert vermindert werden, der für kleine Dauerzustands- Anpassungsfehler angemessen ist. Somit dient Abb. 8 in bezug auf den verwendeten genauen Anpassungs- Algorhythmus der Veranschaulichung und bedeutet keine Einschränkung.
Die Konfiguration von Abb. 8 kann allgemein direkt auf Kanalspeicherlängen M größer als 2 festgelegt werden. In diesem Fall ergeben die M-1-Werte âik-M,...,âik-2 insgesamt 2M-1 möglicher Werte G(eijk) . Zur Vorberechnung dieser Werte werden 2M-1 anpassungsfähige Zähler mit Stromkreisen benötigt, und dann werden die Schalter SWg und SWe unter der Steuerung der M-1-Zahlen âik-M,...,â¹k-2 zur Auswahl der Signale G(eijk) und sgn( ijk) verwendet. Weitere Details dieser allgemeinen Darstellung werden hier nicht weiter erläutert, da sie nach den vorhergegangenen Erklärungen offensichtlich genug sind.
Die Verwendung anpassungsfähiger Vorberechnungeinheiten wie der von Abb. 8 erleichtert die Erlangung hoher Datenfrequenzen. Abb. 9 zeigt ein Modell eines Zwei-Stand-Viterbi-Detektors laut der Erfindung, in dem die Vorberechnungseinheiten von Abb. 8 Anwendung finden. Der Detektor von Abb. 9 unterscheidet sich zu dem von Abb. 7 vor allem durch die Verwendung einer schnelleren Berechnungsmethode Qk. In Abb. 7 kann die Berechnung von Qk nicht beginnen, bevor der Vorgang in den Vergleichs-/Auswahl-Einheiten CS&sup0; und CS¹ abgeschlossen ist. In Abb. 9 treten diese Vorgänge dagegen weitgehend parallel auf. Zur Erklärung dieser Parallelität wird in Ausdruck (18) erkennbar, daß
Qjk = Min(G[e0jk], Qk-1+G[e1jk]) (26)
für j=0 und j=1. Bei (19) bedeutet dies, daß
Qk=Min(G[e&sup0;¹k],Qk-1+G[e¹¹k])-Min(G[e&sup0;&sup0;k],Qk-1+G[e¹&sup0;k]) (27)
Folglich setzt Qk einen der vier möglichen Werte voraus:
G[e&sup0;¹k]-G[e&sup0;&sup0;k], G[e&sup0;¹k]-(Qk-1+G[e¹&sup0;k], Qk-1+G[e¹¹k]-G[e&sup0;&sup0;k] und Qk-1+G[e¹¹k]-(Qk-1+G[e¹&sup0;k])) = G[e¹¹k]-G[e¹&sup0;k]).
In Abb. 9 werden diese 4 möglichen Werte unter Zuhilfenahme von 4 Summenzählern berechnet, während die Vergleicher S&sup0; zeitgleich und S¹ die logischen Signale d&sup0;k und d¹k der Gleichung (21) erzeugen. Danach wird in einer Auswahlschaltung Sq lediglich der aktuelle Wert von Qk der 4 möglichen Werte unter Bestimmung von d&sup0;k und d¹k ausgewählt. Aus den Gleichungen (18), (20) und (22) wird ersichtlich, daß diese beiden Bits genau die richtige Menge an Informationen für diese Auswahl liefern. Da die Auswahl im allgemeinen ein schnellerer Prozeß als die Addierung ist, kann die Konfiguration zur Berechnung von Qk in Abb. 9 zum Preis der zusätzlichen Hardware mit höheren Datenfrequenzen der von Abb. 7 vorgesehen werden, d.h. mit 3 zusätzlichen Addierwerken.
Die Auswahlsignale d1ijk für die anpassungsfähigen Vorberechnungseinheiten APUij in Abb. 9 werden laut der Decodierregel von Gleichung (25) für n=1 und die größtmögliche Verzögerung P=D-2 durch den Decodierer DEC erzeugt, die auf die Zahlen â¹k-D, â¹k-D+1 und â¹k-D+2 einwirken. Weitere Details des Empfängers von Abb. 9 werden hier nicht erläutert, da sie identisch zu denen des Empfängers von Abb. 7 sind.
Zur Veranschaulichung ist zu erwähnen, daß der komplette Empfänger laut den Abb. 8 und 9 mit etwa 80 digitalen integrierten Schaltungen der beschriebenen Standardserien ECL 100K implementiert werden kann, wie z.B. dargelegt im "F100K ECL data book", Fairchild Camera and Instrument Corporation, Mountain View, California, 1982. Bei dieser Implementierung werden interne Signale des Empfängers mit einer Wortlänge von höchsten 6 Bits dargestellt. Die erreichbare Datenfrequenz beläuft sich auf ca. 50 Mbit/s. Dies kann auch die Verwendung für digitale Videospeicherung ein angemessener Wert sein.
Zur Veranschaulichung der Vorzüge von Empfängern laut der Erfindung sind in Abb. 10 Bit- Fehler-Merkmale dargestellt, die durch Simulation für einen Empfänger herkömmlicher Art in Abb. 7 (Kurve a.). und einen Empfänger laut der Erfindung in den Abb. 8 und 9 (Kurve b.) erhalten wurden. Beide Empfänger wirken am Ausgang entzerrter optischer Aufnahmekanäle mit nichtlinearen ISI und einer Speicherlänge M=2, zu dem Zufalls-(NRZ-)Daten zugeführt werden. Die Nichtlinearität liegt einem systematischen Unterschied in der Länge der Vertiefungen und Erhöhungen zugrunde, die Folgen von Nullen und Einsern darstellen. Die Kurven von Abb. 10 betreffen eine Situation mit abgerissenen nichtlinearen ISI, in denen aufgrund systematischer Fehler beim Schreibvorgang die Folgen von Nullen und Einsern jeweils T/2 Sekunden kürzer und länger als ihr Nominalwert sind. Diese Situation ist in Abb. 11 dargestellt. In dieser Abbildung zeigt die obere Linie A die NRZ-Wellenform an, die dem Kanal zugeführt wird, wobei die untere Linie B die entsprechende Form der Erhöhungen und Vertiefungen darstellt, die für die Aufnahme auf dem optischen Medium bestimmt ist. Der systematische Unterschied in der Länge der Erhöhungen und Vertiefungen stellt sich im wiedergegebenen Signal als abgerissene nichtlineare ISI heraus. Zusätzlich zu diesen nichtlinearen ISI enthalten die wiedergegebenen Signale aufgrund der Begrenzungen der Kanalbandbreite auch lineare ISI, wie in Abb. 12 dargestellt. Die Kurve mit der Bezeichnung C in Abb. 12 zeigt die Transfermerkmale des linearen Teils des Kanals. Der Verlust von ca 20 dB bei Nyquist- Frequenz 1/(2T) ist für Aufnahmen mit hohen Informationsdichten kennzeichnend und führt zu abgerissenen linearen ISI im Wiedergabesignal. Da beide simulierten Empfänger nur für die Handhabung der vergleichsweise kleinen Speicherlänge M=2 fähig sind, wird ein auf des wiedergegebene Signal wirkender Entzerrer zur Verkürzung der Speicherlänge des Kanals zu einer Speicherlänge M von etwa 2 Symbolintervallen verwendet. Techniken zur Erstellung dieses Entzerrers werden nicht dargelegt, da sie umfassend literarisch beschrieben werden, wie z.B. in einem Artikel von D.D. Falconer und F.R. Magee, Jr. mit dem Titel "Adaptive Channel Memory Truncation for Maximum Likelihood Sequence Estimation", Bell. Syst. Tech. J., Band 52 auf den Seiten 1541-1562 vom November 1973. Die Merkmale der Amplitudenfrequenz des Entzerrers sind mit der Kurve mit der Bezeichnung D in Abb. 12 dargestellt. Der Entzerrungs- und Linearteil des Kanals weisen lineare Phasenmerkmale auf. Ein dritter Störfaktor, das weiße Gaussian-Rauschsignal, das mögliche Rauschquellen im System bildet, wird dem Ausgangssignal des Kanals z.B. genau vor dem Eingang des Entzerrers zugefügt.
Abb. 10 bestätigt die Überlegenheit des Empfängers laut der Erfindung (Kurve b.) zu herkömmlichen Modellen (Kurve a.) bei der Verarbeitung nichtlinearer ISI. Während der herkömmliche Empfänger selbst bei sehr hohen Signal-Rausch-Verhältnissen keine geeigneten Leistungsniveaus erreichen kann, erreicht der Erstganannte schon bei Bit-Fehler-Raten etwa 10&supmin;&sup4; bei Signal-Rausch-Verhältnissen von etwa 16 dB. Zusätzliche Simulationen ergeben, daß dies im Vergleich dementsprechender Situationen ohne Nichtlinearitäten lediglich einen Verlust von 3 bis 4 dB darstellt. Ein Empfänger laut der Erfindung kann somit im Gegensatz zu seinen Vorgängern herkömmlicher Art ein interessantes Niveau an Nicht-Sensitivität gegenüber nichtlinearer ISI gewährleisten.
Aus Gründen der Vollständigkeit wird darauf hingewiesen, daß die Leistung des herkömmlichen Empfängers in bezug auf Kurve a. von Abb. 10 verbessert werden kann, indem eine Gleichstrom-Blockschaltung vorgeschaltet wird. Diese Vorkehrung liegt der Tatsache zugrunde, daß die Hauptwirkung des Nicht-Linearitäts- Mechanismus von Abb. 11 eine Verschiebung des Gleichstromniveaus ist. Dieser Auswirkung kann leicht mit herkömmlichen Mitteln wie mit einer Gleichstrom Block-Schaltung zuvorgekommen werden. Bei Nicht- Linearitäts-Mechanismen komplexerer Art als dem von Abb. 11 kann sich diese Schaltung als weitgehend ineffektiv erweisen, während der Empfänger laut der Erfindung wirkungsvoll von dem besagten Nicht Linearitäts-Mechanismus unbeeinflußt bleibt.

Claims

1. Ein System zur Übertragung von Datensignalen zu einer Symbolfrequenz von 1/T über einen rauschintensiven, streuenden Kanal (CHN) an einen Datenempfänger (REC); der besagte Kanal (CHN) führt Intersymbol-Interferenzen und Rauschen in das übertragene Datensignal ein, der besagte Empfänger (REC) verfügt über Mittel zur Erhaltung der Spur der wahrscheinlichsten Sequenz übertragener Datensymbole dank der Ermittlung möglicher Sequenzen ( ) und damit verbundener Wahrscheinlichkeitsmessungen, (I) Mitteln zur Bestimmung der besagten Wahrscheinlichkeitsmessungen durch den Vergleich des aktuellen Kanalausgangssignals (rk) mit einem hypothetischen Kanalausgangssignal, das bei fehlendem Rauschen empfangen worden wäre und die besagte mögliche Datensequenz übertragen worden wäre und Mitteln zur Bestimmung der besagten hypothetischen Kanalausgangssignale der besagten möglichen Sequenz, mit dem Merkmal, daß die besagten Mitteln zur Bestimmung der besagten hypothetischen Kanalausgangssignale über eine oder mehrere Tabellen zur Speicherung der besagten hypothetischen Kanalausgangssignale verfügen, die den besagten möglichen Datensequenzen entsprechen.

2. Ein System laut Anspruch 1, mit dem Merkmal, daß die Mittel zur Bewertung der wahrscheinlichsten Sequenz übertragener Datensymbole für die Erhaltung der Spur zweier möglicher Datensequenzen (S¹, S&sup0;) und eine Unterschieds-Wahrscheinlichkeits-Messung (Qk) vorgesehen sind, die für den Unterschied einer Funktion der Wahrscheinlichkeiten beider möglicher Datensequenzen steht.

3. Ein System laut Anspruch 2, mit dem weiteren Merkmal, daß die besagte Unterschieds- Wahrscheinlichkeits-Messung (Qk) durch die Auswahl zwischen möglicher vorberechneter Werte der besagten Wahrscheinlichkeitsmessung bestimmt wird.

4. Ein System laut Anspruch 1, 2 oder 3, mit dem weiteren Merkmal, daß die besagten Tabellen (LUT) die Form von Registern aufweisen, die bei fehlendem Rauschen hypothetisierte Kanalausgangssysbole speichern.

5. Ein System laut Anspruch 1, 2, 3 oder 4, mit dem weiteren Merkmal, daß jede der besagten Tabellen (LUT) unter der Steuerung von Zahlen der besagten möglichen Datensequenzen als Reaktion auf ein Fehlersignal (ek) angepaßt wird, das für den Unterschied zwischen dem Kanalausgangssignal und dem Ausgangssignal der besagten Tabelle steht.

6. Ein System laut Anspruch 1, 2, oder 3, mit dem weiteren Merkmal, daß jede der besagten Tabellen (LUT) als Reaktion auf ein Fehlersignal (ek') angepaßt wird, das für den Unterschied zwischen der verzögerten Version des Kanalausgangssignals und dem Ausgangssignal der besagten Tabelle (LUT) steht, wenn es von einer oder mehreren verzögerten Zahlen der besagten möglichen Datensequenzen adressiert wird.

7. Ein System laut Anspruch 4, mit dem weiteren Merkmal, daß jedes Register die Form eines digitalen Zählers (C) aufweist, das unter der Steuerung einer oder mehrerer verzögerten Zahlen der besagten Datensequenzen als Reaktion auf ein Fehlersignal angepaßt wird, das für den Unterschied zwischen der verzögerten Version des Kanalausgangssignals und den Inhalten der besagten Zähler (C) steht.

8. Ein System laut den Ansprüchen 1, 2, 3, 4, 5, 6 oder 7, mit dem weiteren Merkmal, daß jede Wahrscheinlichkeitsmessung für die angesammelte Version einer Funktion steht, die dem Koeffizienten des Unterschieds des aktuellen Signalausgangssignals und einem hypothetisierten Kanalausgangssignals bei fehlendem Rauschen entspricht.

9. Ein System laut Anspruch 8, mit dem weiteren Merkmal, daß die besagte Funktion durch die Auswahl zwischen vorberechneten möglichen Werten G(lk) der besagten Funktion bestimmt wird.