JPH0327647A - 非線形データ伝送システム用受信器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 【産業上の利用分野】

ディジタル磁気及び光学記録システム，ディジタル光ケ
ーブル及び無線送信システムにおける信号処理に関する
．

【従来の技術】

今後十年間でディジタル光学記憶装置はコンピュータ・
データ並びにディジタル化されたオーディオ及びビデオ
信号の記憶に対し，広い応用を見出すと期待される．こ
の型式のシステムにおいて，２値情報は一連のくぼみ及
び陸地として光学的媒体に記憶される．書込みプロセス
が不完全だと，それらくぼみ及び陸地の形状又は長さを
変えてしまう．再生プロセスにおいて，この非対称性は
非線形の符号間干渉（ＩＳＩ）となって現れる．この障
害は、例えば光学的分解能の制約、そしてレーザダイオ
ード及び前置増幅器で発生されるノイズによって生じる
線形のＩＳＩに重畳される．従来の受信技術は一般に、
後者の２つの不完全さを扱えるのみである．これは，ビ
タビ検出器と言われる最も強力な手法を用いた場合で言
えることである。 つぎに、このビタビ検出器の動作を概説する。 ビタビ検出器は，Ｊａ形のＩＳＩ及びノイズのみがある
と仮定すると、被送信データシーケンスの最尤評価値を
形成する．このために、ビタビ検出器は生き残りと呼ば
れる候補データ・シーケンスのパスを維持する必要があ
る．こうした生き残りパスは、巡回的に拡張され、そし
て生き残りバスの選択プロセスは、実際のチャネル出力
信号を、ノイズのないときに生じると仮定された出力信
号と比較することにより、各生き残りパスに対して計算
される尤度の大きさに基づいて行われる．この結果、関
係のある生き残りバスが送信されることになる．こうし
た仮定のチャネル出力信号を形成する手段は従来と同じ
く、関係のある生き残りバスの所定個数の最新の符号に
関して動作する線形の重み付け回路網からなっている． この検出プロセスの基本的素子は、例えば、１９７２年
５月発行，　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　Ｔｒａｎｓ．　Ｉ　ｎｆ
ｏｒｍ．Ｔｈｅｏｒｙ，　Ｖｏｌ．　Ｉ　Ｔ−１　８　
，　Ｎｏ．　３　，ページ３６３　〜３７８，Ｇ．Ｄ．
ホーネイ，　Ｊｒ．による“Ｍａｘｉｍｕｍ−　Ｌ　ｉ
ｋａｌｉｈｏｏｄ　Ｓ　ｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅ　ｓｔｉｎ
＋ａｔｉｏｎｏｆ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｅｑｕｅｎｃｅ
ｓ　ｉｎ　ｔｈｅ　Ｐｒｅｓｅｎｃｅ　ｏｆＩ　ｎｔｅ
ｒｓｙｍｂｏｌ　Ｉ　ｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ”　（符
号間干渉の存在の下でのディジタル・シーケンスの最大
尤度シーケンス評価）というタイトルの文献において詳
細に記述されている．この文献で開示されている従来の
ビタビ検出器は、チャネルメモリの長さが大きくなるに
つれてその複雑さが管理できないほど急速に増長すると
いう不都合を持っている．この問題を克服するために、
従来のビタビ検出器についての簡素化が種々な形態にお
いて行われ，例えば、１９８７年発行ｅ　Ｐｈｉｌｉｐ
ｓ　Ｊ　．Ｒｅｓ，，Ｖｏｌ．　４　２　，　Ｎｏ．　
４　，ページ３９９−４２８，Ｊ．Ｗ．Ｍ．バーグマン
，Ｓ．Ａ．ラプット及びＦ．Ａ．Ｍ．ヴアン・デ・レー
アによる“Ｏｎ　ｔｈｅＵｓｅ　ｏｆ　Ｄｅｃｉｓｉｏ
ｎ　Ｆｅｅｄｂａｃｋ　ｆｏｒ　Ｓｉｍｐｌｉｆｙｉｎ
ｇｔｈｅ　Ｖ　ｉｔｅｒｂｉ　Ｄ　ｅｔｅｃｔｏｒ”　
（ビタビ検出器を簡素化するための判定帰還等化器の使
用に関して）というタイトルの文献を参照されたい．簡
素化に対するそうした努力の結果として、従来のビタビ
検出器でも、音声帯域のモデム及びディジタル磁気記録
のような領域にもその応用を見出した．しかし、いまの
ところ上述した装置は非線形ＩＳＩを持つ光学的記憶装
置に用いられている．１９７７年７月発行，　ＩＥＥＥ
　Ｔｒａｎｓ．Ｃｏｍｍｕ．，Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２５，
Ｎｏ．７，ページ６３３〜６４３，Ｍ．Ｆ．メシア，Ｐ
．Ｊ．マクレーン，Ｌ．Ｌ．キャンプベルによる “Ｍａｘｉｍｕｍ　Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ　Ｓｅｑｕｅ
ｎｃｅ　Ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎｏｆ　　Ｂｉｎａｒｙ　
　Ｓｅｑｕｅｎｃｅｓ　　Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｄ　　
ｏｖｅｒＮ，ｏｎｌｉｎｅａｒ　Ｃ　ｈａｎｎｅｌｓ”
という文献には、非線形ＩＳＩを扱えるという点で従来
のビタビ検出器から異なる新規な型式のビタビ検出器が
開示されているが、不幸にして，そうした能力の達成に
は、極めて複雑な回路構戒が必要である． さて、ここでは，前述の一般的紹介を前提にして、従来
技術を詳細に説明する．以下の記載では、送信システム
の離散時間モデリングが用いられる．本発明はかかるモ
デリングを用いて最も簡単な方法で説明される．本発明
でのモデリングは、例えば，１９８３年発行．Ｊ．Ｇ．
プロアキス，マグローヒル，ニューヨークによる “Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｏｓｇ＊ｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ　
（ディジタル通信）”というタイトルの本での第６章，
特にセクション６．３，ページ３５１〜３５７において
記述されている， 第２図は，符号レート１／Ｔにおけるデータ符号ａκを
雑音のある分散チャネルＣＨＮを通してデータ受信器Ｒ
ＦＣに送信するシステムの機能的離散時間モデルを示し
ている．説明を簡略化するために、ここでは、送信され
るデータ信号ａκをａＫε（−１，＋１）で規定される
２進値と仮定する．しかし，この仮定は限定的なもので
はない．本発明は、例えばディジタル音声帯域通信シス
テムにおいて用いられるようなマルチレベル又は複素数
値データ信号に対しても同様に適用可能である．第２図
のチャネルＣＨＮは、実際の連続時間チャネル，あり得
る受信フィルタ及び／又は等化器、データレート１／Ｔ
における同期的サンプリング動作の縦続接続を図示して
いる。チャネルＣＨＮの離散時間出力信号ｒＫは，次式
、すなわち： ｒκ＝　ｆ（ａＫ）＋　ｎＫ　　　　　　　　　（］）
で規定され、上式で，ｎＫはホワイト・ガウス雑音信号
を示し．ｆ（．）は、丁が転位を表わすとして、データ
・ベクトル，すなわち： ａＫ”［ａＫ−Ｍｅ　　ａＫ−Ｍ＋ｉ＋　””””・ａ
Ｋ］”　　　　　　（２）の確定的関数を示している．
非負の整数Ｍはチャネルのメモリ長さである．非線形の
ＩＳＩが存在しない場合にはｆ（１Ｋ）は， ｆ（ａκ）＝ｆ”ａｇ （３） として規定される線形形態を取り、上式において、ｆ　
＝［ｆ，，・・・・・・・・・　ｆ　Ｍｌ”は，その戒
分がそのチャネルのインパルス応答を指定している長さ
Ｍ＋１のベクトルである．第２図における受信器ＲＦＣ
は．ａＫの遅延された形式ａ　Ｋ−０についての八 判定値ａ　Ｋ−Ｄを作り出すためにｒκに関して動作し
、前式において，Ｄは検出遅延として扱われる非負の整
数を示している６ 従来の受信器ＲＦＣは，一般に、非線形ＩＳＩを取り扱
うことができない．これは，一般にビタビ検出器として
知られている最も強力な型式の従来の受信器に対しても
あてはまる．こうした検出器は．ａ形ＩＳＩ及びノイズ
のみがあるものと仮定して、もっともあり得る被送信デ
ータ・シーケンスの評価値を形或する．このために、い
かなる瞬間Ｋ−１でも、それらは、生き残りとして扱わ
れる所定数Ｎの候補データベクトル、すなわち：八　　
　　　　　　　　　　　八 Ｓ　’Ｋ−１　＝［　ａ　’Ｋ−Ｏｐ　”””　”・＊
　　ａ　’Ｋ−１１”　　　　　（４）（すべてのｉ←
｛Ｏ，・・・・・・，Ｎ−１｝に対して）いずれかの生
き残りｓ′Ｋ−、に関連した尤度計算の基本的モデルを
示している． 第３図において、累積された尤度Ｊ’Ｋ−，の大きさは
生き残りｓ　Ｉ　Ｋ−、に関連している。累積される尤
度の大きさは、通常の命名法により，Ｎ潔さのためにメ
トリック（ｍｅｔｒｉｃ）として扱われる．瞬間Ｋにお
いて実行される反復における第１のステップとして、生
き残りｓｉＫ−、の最も古いディジッＡ トａ’Ｋ−Ｄは無視され、２つのあり得るディジット−
１及び＋１が、２つの新しい候補生き残り、すなわち： を持つ．検出プロセスの過程において，これらの値は、
すべての生き残りに対して計算された尤度の大きさに基
づいて巡回的に更新される．この過程の主たる考え方は
、例えば、ホーネイ及びベルグマンその他による前述の
文献において記述されている．このプロセスを一層明確
にするために、第３図は、上述の従来技術による受信器
におけるを得るために付加され、上式において、インデ
ックス関数Ｉ　（ｊ）は、Ｉ　（０）＝−１及びＩ　（
１）＝＋１に従って規定される。このインデックス関数
は、２つの別個な符号よりはむしろ：Ａ：からなってい
るデータ・アルファベット（０，・・・・・・・・・　
：　Ａ　：−１　）に対しても或立する．前にも指摘し
たように、ここでは、本発明の提示をできるだけ簡素化
するために、ｊ　Ａ　：　＝２のように２値アルファベ
ットについて説明する。 拡張された生き残り１１・１Ｋに関連しているのは、下
記のマトリクス、すなわち： Ａ ＪＩＪｋ＝Ｊ’κ−ｘ＋Ｇ　［ｒｘ−ｆＴａ”ｘ］　　
　　　　（６）であり、上式において， は、その成分が１目ＫのＭ＋１個の最新の戒分であるベ
クトルであり、Ｇ（．）は、ＲでのすベてのＸに対する
選択Ｇ　（Ｘ）　：Ｘ”が共通していＡ る確定的関数である。戊分ｆＴａ″ｋは、ｓ　ＩＪκの
Ｍ個の最新のディジットに関して動作する線形の重み付
け回路網［，　ＷＩＪにより発生され、ノイズがなくて
そしてｓ　Ｉ　Ｊ　Ｋが送信されるときでの瞬間Ｋにお
いて生じるであろう仮定されたチャネル出力サンプルと
して認識される．ＲでのすべてのＸに対してＧ　（Ｘ）
＝Ｘ”である通常の場合，メトリクス（＋＊ｅｔｒｉｃ
ｓ）　Ｊ″′Ｋは、実際のチャネル出力信八 号ｒκと仮定されたチャネル出力信号ｆＴａ１１Ｋとの
間における累積されたユークリッド距離として解釈され
る．時間の進行と共に，その検出器はすべての考慮され
た生き残りパスの距離を最小にするように作用する。 生き残りパスのそのリストを更新するために，ビタビ検
出器は、すべてのｉε　（０，　　・・・・・・・Ｎ−
１｝及びｊε　｛０．１｝に対する拡張された生き残り
パスのメトリクスＪ　ＩＪＫを比較し，そしてそれを基
準にして選択をする。 （発明が解決しようとする課Ｍ１ 線形の重み付け回路網Ｌ　Ｗ　Ｉ　Ｊの出力は、線形形
態のために，非線形のＩＳＩを持たないチャネルＣＨＮ
に対するノイズのない仮定されたチャネル出力としての
み作用する。このために、第３図に一致しているビタビ
検出器は本質的に非線形のＩＳＩを取り扱うことができ
ない。

【課題を解決するための手段】

本発明によると、受信器は、ノイズのない仮定されたチ
ャネル出力信号を評価するための前記手段が１つ又はそ
れ以上のルックアップ・テーブルを含んでいることを特
徴としている。 この受信器の特に簡単な形式は、両候補データ・シーケ
ンスの尤度関数の差を表わし、そしてノイズのない仮定
されたチャネル出力を評価するための手段により決定さ
れる尤度の大きさに基づいて巡回的に更新される２つの
候補データ・シーケンスのみを持っている．本発明の別
な局面によると、高いデータレートでの応用に適してい
るこの簡単な受信器の形態は、その尤度の大きさが該尤
度の大きさの前以って計算された候補値間を選択するこ
とにより決定されていることを特徴としている。 本発明の別な局面によると、すべてのルックアップ・テ
ーブルが１つのエントリのみを持っている受信器の特別
な形式は、前記ルックアップ・テ一ブルがノイズのない
仮定されたチャネル出力符号を記憶するレジスタの形態
を取ることを特徴としている． 本発明の更に別な局面によると、その受信器の適応形式
は、各ルックアップ・テーブルが、前記候補データ・シ
ーケンスのディジットの制御の下で，チャネル出力信号
及び前記ルックアップ・テー．プルの出力信号の差を表
わしているエラー信号に応答するように適合されている
ことを特徴としている． 本発明の更に別な局面によると、その受信器の代替可能
な適応形式は、各ルックアップ・テーブルがチャネル出
力信号の遅延された形式及び前記候補データ・シーケン
スのｌつ又はそれ以上の遅延されたディジットによりア
ドレス指定されたときにおける前記ルックアップ・テー
ブルの出力信号の差を表わしているエラー信号に応答す
るように適合されていることを特徴としている．ルック
アップ・テーブルがすべてレジスタの形態を取る場合に
関する本発明の局面によると、受信器の代替可能な適応
形式は、各レジスタが、前記候補データ・シーケンスの
ｌっ又はそれ以上の遅延されたディジットの制御の下で
、そのチャネル出力信号の遅延された形式と前記カウン
タの内容との差を表わしているエラー信号に応答するよ
うに適合されているディジタル・カウンタの形態を取る
ことを特徴としている． 本発明の−更に別な局面によると、受信器の特に簡単な
形式は、各尤度の大きさが実際のチャネル出力信号及び
ノイズのない仮定されたチャネル出力信号の差のモジュ
ラスの累積された形式を表わしていることを特徴として
いる．高いデータ・レートにおけるその応用を容易にす
るために、この形式の受信器は、前記モジュラスが該モ
ジュラスの前以って計算された候補値間を選択すること
により決定されることを特徴としている．

【作用１ 本発明の中心は，線形の重み付け回路網Ｌ　Ｗ　Ｉ　Ｊ
が有限数Ｍ＋１の２値データ符号を持つベクトルＡ ，ＩＪκに関して動作することについての考察である．
これは，ノイズのないあり得る仮定されたチャネル出力
信号をすべて記憶するルックアップ・テーブルにより前
記回路網を置き換えることを可能にする．これは第１図
に示されている．第１図は、線形の重み付け回路網Ｌ　
Ｗ　Ｉ　Ｊに置き変っているルックアップ・テーブルＬ
ＵＴ”を除いて、第３図と同じである。各テーブルは全
体でＭ＋１個の．２値データ符号によりアドレス指定さ
れるので、全体で２Ｍ＋１個のエントリを含まなければ
ならない． 例えば、Ｍ＝１０としても、現在利用可能なランダムア
クセスメモリが存在し，実用上支障がない． 実際に、あり得る出力は計算よりはむしろじかに表３１
により得られるので、第１図の構成は一般に、第３図の
構或よりも実行するのが容易である．更に、ルックアッ
プ・テーブルは十分に任意な入力一出力関係を記憶でき
るので、ＬＵＴ”の八 出力ｈ　（　ａ　”Ｋ）は、 ｈ　（１Ｋ）　＝ｆ　　（ａＫ）　　　　　　　　（８
）（すべてのａκに対して） を選ぶことにより、ノイズのない仮定されたチャネル出
力として作用する．このように、非線形の■Ｓ■は受信
器の複雑さを増すことなしに十分に処理できる．これは
、メシャその他による前述の文献において記述されてい
る新規なビタビ検出器と好都合に比較できる．この検出
器はそれ自体、非線形のＩＳＩを扱えるという点で前述
の従来技術によるビタビ検出器と異なっている．しかし
、メシアその他によるビタビ検出器で、非線形のＩＳＩ
を取り扱うには、その構成が非常に複雑になる． 例えば、前述の文献の第３図には、Ｍ＝３に対し、その
検出器が、本発明による受信器に対する単一の入力信号
ｒＫとは逆に、全体で４つの入力信号に関して動作する
ことが例示されている。更に，こうした４つの入力信号
の各々に対して、各種加算が必要である．しかも、この
加算が本発明による受信器における単一のルックアップ
動作とは逆に、符号間隔Ｔ及び生き残りパス当たりに行
われる必要がある（メシアその他による前述の文献での
式（２６）及びそれに関する説明を参照のこと）． 第１図において、テーブルＬＵＴ”及びＡ 八 び工１κによってアドレス指定される．これは両テーブ
ルのサイズが半分で済み、ＬＵＴ”及びＬＵＴ一は、ａ
ｘ＝＋１及びーｌに対するｆ（ａｘ）の一部のみを記憶
する．ベルグマンその他による前記文献において記述さ
れたものを含む各種型式八 のビタビ検出器において，ａＩＪκの最新のビットのい
くつかは演鐸的に知られる．これは各テーブルのサイズ
を一層減少させることになる．ホーネイによる前述の文
献において記述されているものを含んでいるビタビ検出
器にとって、完全なベクＡ トル１１κは演鐸的に知られる．これは、各テーブルが
ノイズのない対応する仮定されたチャネル出力を記憶す
る単一のレジスタへと退歩するのを可能にする。以下に
おいては，適応ディジタル・カウンタの形態におけるレ
ジスタを使用した本発明による検出器の適応形式が記述
される．チャネル特性についての従来の知識は閏数ｆ（
．）を識別するのに使用される．従って，テーブルＬＵ
Ｔ”は条件（８）に基づいた適当な値でもって満たされ
る．不運にして、記憶チャネルの正確な特性は通常，例
えば機械的振動及びトラッキング制御又は焦点制御エラ
ーの結果として動的に変動する．かくして，関数ｆ（．
）は時間的に変動し，第１図のルックアップテーブルＬ
ＵＴ”に記憶されるような時間不変関数ｈ（．）にとっ
て、ｆ（．）を完全に整合させることができなくなる．
線形の関数ｆ（．）及びｈ（．）の特定の場合に対して
，かかるチャネルー受信器不整合の好ましくない影響に
ついては、例えばスコウハーマ・イミンクによる前述の
文献において研究されている．この文献においては、小
さな不整合でさえも、特に高い情報密度では、性能を著
るしく悪化させることが例示されている．そうした悪化
を避けるには，関数ｈ（．）が．ｆ（．）のいずれかの
変動を追跡することが望ましい．これは、ルックアップ
・テーブルＬＵＴ”を、第４図に例示しているように、
適応化することでできる。 第４図において，ルックアップ・テーブルＬＵＴ″′に
記憶される関数ｆ（．）は、次式、（すべてのｉε　（
０，・・・・・・，Ｎ−１）及びｊε　（０．１）に対
して） に従って巡回的に更新される．古いテーブルエントリｈ
（ａ”ｘ）に比較して、新しいエントリｈ’　（ａ　”
Ｋ）はｆ（ａ”ｇ）の理想的に改良された評価値である
．このエラー信号，すなわち：八 ｅ”ｘ＝　ｒ＊　−　ｈ　（ａ　”Ｋ）　　　　　　（
１０）は，ノイズのない仮定されたチャネル出力信号が
実際のチャネル出力信号にいかに良く似ているのかを示
し、そして（９）の反復はこの差を反復的に小さくしよ
うとする。（９）の反復に対する基礎を形成するいわゆ
るＬＭＳ適合アルゴリズムの一層詳細な記載については
、例えば、１９８４年発行，　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　　Ｊ　
．　Ｓｅｌｅｃｔｅｄ　Ａｒｅａｓ　ｉｎＣｏｍｍｕｎ
．　，　Ｖｏｌ．　Ｓ　Ａ　Ｃ−　２　，　Ｎｏ．　２
　，ページ３１４〜３２３，Ｐ．Ｊ．ヴアン・ゲルエン
，Ｎ．Ａ．Ｍ．フェアホエックス及び、Ｔ．Ａ．Ｃ．Ｍ
．クラサンによる“Ｄｅｓｉｇｎ　Ｃｏｎｓｉｄｅｒａ
ｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ａ１　４　４　Ｋｂｉｔ／ｓ　Ｄｉ
ｇｉｔａｌ　Ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ　Ｕｎｉｔｆｏ
ｒ　ｔｈｅ　Ｌｏｃａｌ　Ｔｅｌｅｐｈｏｎｅ　Ｎｅｔ
ｗｏｒｋ　（ローカル電話回路網に対する１４４キロビ
ット／秒・ディジタル送信ユットの設計考察）″という
タイトルの論文において見られる．この論文はテーブル
・ルックアップ・フィルタへのＬＭＳアルゴリズムの応
用を論議していて、ここで論じられる応用に密接に関係
している。ＬＭＳアルゴリズムの適切な動作に対して、
ｒκの下にある（１）によるデ一タ・ベクトルａκは更
新されつつあるテーブル八 のデータベクトルａ　Ｉ　Ｊκに一致しなければならな
Ａ い．すべてのあり得るデータベクトルａ′′Ｋの間で，
最大の累積された尤度を持つものはこの必要条件を十分
に満たすようである．この理由により、式（９）の選択
器信号ｄＩＪＫは，次式：に従って選択される。 かくして、テーブルのｌつは、いずれかの瞬間Ｋにおい
て更新される．また、（１１）の選択器信号ｄＩＪκは
その検出過程の整数部として発生される情報に全体的に
基づくことが観察される。この理由のために、それらは
最小の余分なハードウェアでもって発生されることにな
る。（９）における適合定数μはテーブルの収斂速度と
定常状態の平均平方エラーとのかね合いを可能にする．
アルゴリズムのディジタル的履行を簡単化するために，
μは通常、ある正の整数Ｗに対して形＠２−ｗであるよ
うに選ばれるので、（９）でのμによる乗算はＷピット
位置のシフトオーバになる。簡潔化のために、ＬＭＳア
ルゴリズム及びその履行のそうした及び他の局面につい
ては、例えばヴアン・ゲルウェンその他による前述の文
献において記述されているので、ここでの説明は省略す
る．次に、本発明による且つＬＭＳアルゴリズムの簡略
化された形式に基づいた適応的受信器についての詳細を
述べる。 実際の場合には，それらが演鐸的に知られるも八 のと仮定して、テーブル・エントリｈ　（ａ　”ｘ）を
そのチャネルの平均的特性に従って初期設定することが
望ましい。この様に、適合アルゴリズムのみはそのチャ
ネルの平均的特性と実際の特性との間での距離をブリッ
ジしなければならず、それにより、比較的迅速な収斂速
度を達成する。テープルが不規則に初期設定される状況
に対して、シミュレーションでは、適当な量のノイズを
適応動作初期に、その受信器の入力信号に加えることに
より，収斂期間が大いに減少されることが見出された． 第４図の構或の不都合は、極く最新の評価されたデータ
符号がその適応過程で役割を果すことである．ビタビ検
出の性質上、こうした符号は、その維持された生き残り
バスの一部を形成している古いディジットよりも信頼で
きない被送信データ信号の評価値になる．更に、仮りに
所定の生き残りｓ　Ｉ　Ｊ　Ｋが最も大きな現行の尤度
を持つとしてさＡ え、その最新のディジット（例えば、ａ１７Ｋ及び八 ａｉＪκ−、）は、対応する被送信桁と一致しないかも
知れない．特にそうした最新の被送信ディジットに依存
した弱さを持つ関数ｆ（．）に対して、これは極めて頻
繁に生じることになる．（９）及び（１０）により、こ
れはしばしば、誤ったテープルエントリを更新させて、
適切な値に対するテーブル内容の収斂を妨げるか又は排
除する問題を生じさせる。 この問題を克服するには、その適合を被送信データ信号
の一層信頼できる、遅延された評価値に基礎を置くこと
が必要である。第５図には、この目的に対する自然な可
能性が描かれている。第５図の６つのスイッチｓｗ，’
，・・・・・・，ｓｗ，”が位置”ｄｅｔｅｃｔ　（検
出）”にある場合、検出は第４図におけるように正確に
進行し、ルックアップ・テ一八 プルＬＵＴ”は評価されたデータベクトルａ　Ｉ　Ｊ　
Ｋによりアドレス指定される．適合のために、そうした
スイッチは位置“ａｄａｐｔ　（適合）″に置かれる。 この場合．次式、すなわち： は，第５図に示されているように、最大値ハ き残りパスＳＩＫ−．のＭ＋１個の最も古く維持された
ディジットａ’Ｋ−Ｄ，・・・・・・・・・ｔａ’Ｋ−
Ｄ＋Ｈである．Ｐ符号間隔のデータ遅延を補償するため
に、受信された信号ｒＫは、遅延されたエラー信号、す
なを形或するために，Ｐ符号間隔にわたって遅延され、
（１３）は、ＬＭＳアルゴリズム，すなわち：で示され
る遅延されたデータ・ベクトルは各ルック・アップ・テ
ーブルＬＵＴ”をアドレス指定すは実際に送信されるデ
ータ符号ａ　Ｋ−Ｍ−Ｐ　ｔ・・・・・・・・・゜・−
Ｐ　％Ｍ性ある評価値となる・最大の信頼性に従ってル
ックアップ・テーブルＬ　Ｕ　Ｔ”を更新するために使
用される．この適応過程において使用されるデータ評価
値はすべて比較的信頼し得るので．（１４）では，現行
の又は過去の尤度の大きさに関する適応を調節するのに
、選択器信号を使用する必要がない． 第５図の構或の不都合は、各テーブルが、検出及び適合
のそれぞれにおいて役割をするエラー信号の計算のため
に、符号間隔当り二度読み出されることである．そうし
た２つの関数が組み合わされている第４図の方法は、デ
ータ・スルーブットを低下させることになる。この問題
を克服するには，その適応を、Ｐ個の符号間隔を検出す
るために計算されたエラー信号の遅延された形式に基礎
を置くことが必要である。これは又，受信された信号ｒ
κを遅延させるのを不必要にする。次には，この可能性
のＭ素化された形式が記述される．【実施例ｌ 前述の論議を例示するために，ここでは、本発明による
非線形のフィードバックを持つ２状態ビタビ検出器の２
つの形式が展開される．説明を容易にするために、まず
初めに，従来技術に関連したビタビ検出器が記述される
． 第６図は、ベルグマンによる前述の文献において記述さ
れたような線形のフィードバックを持つ？状態ビタビ検
出器の概念的モデルを示している．この検出器は式（４
）に一致した２つの生き残り１°Ｋ一■及び１１Ｋ−、
を持ち、関連せるメトリクスＪ’Ｋはｉ＝ｏ，１に対応
している−　１ｐ　Ｊε（０，１｝に対する４つの拡張
された生き残りｓ　Ｉ　Ｊ　Ｋは（５）におけるように
規定され、そして（６）に従ったマトリクスＪ　Ｉ　Ｊ
　Ｋを持っている−　１＋　Ｊε（０．１）を持つ４つ
の線形の重み付け回路網Ｌ　Ｗ　ｌ　４は式（６）の４
つのあり得る重み付けされＡ た和ＬＴ，１７，を与える．前述したように、ベクトル
ｆはそのチャネルのインパルス応答を指定する．これは
、例えば、プロアキスによる前述の本の、第６章，ペー
ジ４１０〜４１２において記述されているように，適応
技術の助けでもって達或される．従来技術の受信器にお
いて適用されるそうした技術は本発明にとって重要でな
いので、ここでの論議は省略する． 拡張された生き残り１°１Ｋ及びｓ”ｘ間で、比較一選
択ユニットＣＳＪは、次のルール：に従って、一間ｋに
対する関連せるメトリックＪ’ｂを持つ新しい生き残り
！Ｉ’ｂを選択する．このルールは両ｊ＝Ｏ及びｊ＝ｌ
に対して適用される。 （１５）から解ることは、新しい生き残りｓＪｋのＡ 最新のディジットａ’ｈが常に、すべてのｋに対す八 るインンデックス関数、すなわち、ａ’ｈ＝　　１及Ａ びａ’ｂ＝＋１に導しいことである。検出プロセスが巡
回的性質を有するために、それは、古い生きばならない
ことを意味する．かくして，拡張されであるように演鐸
的に知られる． いずれのビタビ検出器にとっても、例えばホーネイによ
る前述の文献で説明されているように、チャネルメモリ
長さＭよりも大きい検出遅延Ｄをできるので、限定的で
ないことを意味している．第６図の検出プロセスの一層
の背景及び詳細については、ベルグマンその他による前
述の文献に詳細に記述されているので、ここでの説明は
省略する． 第６図の検出器の不都合は次の点にある．つまり、（６
）及び（１５）によるメトリック値Ｊ’ｘは、関数Ｇ（
．）が非負の限定である通常の場合における時間の非減
少関数である．これは検出器のディジタル履行にオーバ
フ口一の問題を生じさせる．（１５）から解ることは、
マトリクス間における差のみが新しい生き残りの選択に
おける投割を果すことである．この考察から、それらが
時間ネＣ減少関数でなくなるように、メトリック値を再
正規化できることが分かる．このために、修正されたメ
トリクスＱＫ，ＱｏＨ及びＱ’Ｋは、ｉε（０．１）及
びすべてのｋに対して、ＱＫ＝Ｊ”Ｋ−Ｊ”κ （１６） そして Ｑ’ｘ＝　　Ｊ　”Ｋ−　　Ｊ　＠κ−１（ｌ７） として規定される．（６）を利用することにより、それ
は、 ｂ一 （１８） のような修正されたメトリクスの形態で再公式化（ｌ５
）でき、上式でのエラー信号ｅｉ′κは、ｉ，ｊを（０
．１）に対して， ｅ　″’ｘ＝ｒｌｔ−１丁１四Ｋ　　　　　　　　　　
　　　　　　　　（１９）として規定される．更に、（
１６）及び（１７）から見られるように、ＱＫは，次式
、すなわち：ＱＫ＝Ｑ１Ｋ−ＱｏＫ　　　　　　　　　
（２０）により、Ｑ’Ｋ及びＱ１Ｋからじかに計算され
る．かくして，完全な選択プロセスは３つの差メトリク
スＱκ，Ｑ＠κ及びＱ１κにおいてのみ作り直される．
こうしたメトリクスの値は零の周囲で変動するので，デ
ィジタル受信器の履行におけるオーバフ口一の問題はデ
ィジタル語の長さを適当に選択することで回避される．
そうした差メトリクスを組み込んでいる本発明による適
応受信器が第７図に示されている．なお，ここで記述す
るこのような差メトリクスの使用は、それ自体新しくな
い．これについては、１９８６年５月発行，ＩＥＥＥＴ
ｒａｎｓ．　Ｃｏｓ＋ｍｕｎ．，　Ｖｏｌ．Ｃ　Ｏ　Ｍ
−３　４　，　Ｎｏ．　５　，べ八ジ４５４〜４６１，
Ｒ．Ｗ．ウッド及びＤ．Ａ．ピターセンによる“Ｖ　ｉ
ｔｅｒｂｉ　Ｄ　ｅｔｅｃｔｉｏｎｏｆ　　Ｃｌａｓｓ
　　ＴＶ　　Ｐａｒｔｉａｌ　　Ｒａｓｐｏｎｓｓ　　
ｏｎ　　ａＭａｇｎｅｔｉｃ　Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ　Ｃ
ｈａｎｎｅｌ”　　（磁気的記録チャネル上におけるク
ラス■パーシャルレスポンスについてのビタビ検出）と
いうタイトルの文献，特に，その文献の式（１１）及び
（１２）に関する記載の部分を参照されたい。 第７図の受信器において，２つの比較・選択ユニットｃ
ｓ’及びｃｓ’は、ｊ＝ｏ及びｊ＝１に対する式（１８
）の選択過程を制御するために用いられる。入力信号Ｑ
Ｋ−、＋Ｇ　［ｅ”Ｋ］及びＧ　［ｅ”Ｋｌに基づいて
、比較一選択ユニットＣＳＪは式（１８）に従って出力
信号Ｑ’Ｋを作り出し，そして． Ｉｆ　ＱＫ−、＋Ｇ［６’．’Ｋ］＜Ｇ［ｅ”　’ＫＩ
　Ｔｈｅｎ　ｄ’ｘ：＝Ｉ　Ｅｌｓｅ　ｄ’ｘ：＝Ｏ：
　　　　　　（２１）に従って選択器信号ｄ１κを作り
出す，（１８）と（２１）とを比較することにより、こ
の選択器信号ｄ１Ｋは、両ｊ＝Ｏ及びｊ＝１に対して適
用する次のルール、すなわち： Ｉｆｄ’κ＝１介１釦Ｓ１κ：＝Ｓ１′κ一，Ｅｌ箕ｓ
ＪＫ：　＝Ｓ０Ｊ八、；（２２） に従って生き残りの選択を制御するのに使用できること
が見られる． この選択プロセスを履行するために、２つのシれること
になり，それ故、かかる桁は両シフトレジスタの入力に
接続される固定の論理レベル＋ｌ及び−１の形態におい
て表わされる． シフトレジスタＳＲ’に対して、（２２）による選択器
信号ｄ”Ｋ＝ｏは、新しい生き残り１０κが，＠＠，−
，であるべきことを示す．（７）により、ｓ　＠　＠　
Ｋ−、は，＠Ｋ−，のシフトされた形式となり、最Ａ も古い桁ａ＠Ｋ−Ｄが除去され，そして最新の桁？０ｊ
ｉｍｚが付加される．かくして、その選択１１κ：＝８
００κ−１はシフトレジスタＳＲ’に関するシフト左動
作でもって実現される．同様にして、選択器信号ｄｏκ
＝１は新しい生き残り．．：ＬｏＫが，ＡｌｌＫ−１で
あるべきことを示している．（７）により、ｓ　１０　
Ｋ−■は３１Ｋ−１のシフトされた形式となり、最八 も古い桁ａ”Ｋ−Ｄが除去され、そして最新の桁Ａ ａａκ−１＝−１が付加される．かくして、その選択１
°ＫＨ　＝９　”　’　Ｋ−１は、シフトレジスタＳＲ
＠にシフトレジスタＳＲ”の内容のシフトされた形式と
最Ａ 新の桁ａ”ｘ−、＝＋１とがロードされる並列負荷動作
でもって実現される。これは、ＳＲ１及び八 ａ１Ｋ−１からＳＲｃ′へと走行する曲がった矢印によ
り第７図において図示されている。シフトレジスタＳＲ
１に対して、選択器信号ｄ’ｘは同様にして、ｄ１κ＝
１に対するシフト左動作か、又はシフトレジスタＳＲ’
とａ”Ｋ＝１に対する桁ａ’ｘ−，＝”−１とからの負
荷並列動作のいずれかを示す。 なお，両シフトレジスタの伝搬遅延の不整合の神果とし
て、第７図のシフトレジスタ構或の直接的履行で生じる
可能性のある潜在的問題について述べる． もしも，シフトレジスタＳＲ１がシフトレジスタＳＲ”
よりもはるかに小さい伝搬遅延を持つとするならば、Ｓ
Ｒｌ′に関する並列負荷動作は、古い生き残りＳＲ’κ
−１の所望のものよりはむしろ新しい生き残りバスＬ″
ＫのＬつ又はそれ以上のディジットをＳＲ１へとロード
されるのを可能にする．同様にして、もしもシフトレジ
スタＳＲｌ′の伝搬遅延がＳＲ１のものよりも大いに小
さいとすると、シフトレジスタＳＲ″に関する負荷並列
動作は、古い生き残り１Ｋ−１の所望のものよりはむし
ろ新しい生き残りＳ”Ｋの１又はそれ以上の桁をＳＲ”
へとロードされるのを可能にする。両可能性は明らかに
望ましくない．この問題を避けるために，第７図の受信
器の実際的履行では、良く整合された伝搬遅延を持つシ
フトレジスタＳＲ１及びＳＲ’を選択するか、又は両シ
フトレジスタ間の交差結合をラッチする必要がある．第
７図単に本発明による受（！奏の概念を与えることを意
図しているので、この履行レベルの問題を回避する可能
性についての説明は省略する． 第７図において、１ｅＪε（０．１）を有するによって
アドレス指定される．（５）及び（７）により、こうし
たディジットはアドレス・ベクトルａＩＪ，の対応する
ディジットに一致する．残る機構は、第４図のものと同
じであるので、それ以上の説明は行わない．いずれかの
瞬間ｋにおいて、選択器信号ｄｌＪκは、最もあり得る
拡張された生き残りバスに対応するテーブルのみが更新
されるようになっている．こうした選択器信号は、例え
ば、次の真理値表：すなわち： （ｊ）であるものとして演鐸的に知られる．前にも論じ
た如く、かかる演鐸的に知られる桁をルックアップ・テ
ーブルのアドレス・ベクトルに加えることは不必要であ
る．これは、各テーブルが，サイズにおいて，′全”・
・・長Ｍ＋１のアドレス・１ ベクトルに対し，一にすることができる．数学的４ に言って、この減少は、４つのルックアップ・テーブル
ＬＵＴ”がｈ（ａｘ）のａｘ−，＝Ｉ（ｉ）及びａｘ＝
Ｉ　（ｊ）をカバーするからできる．ル黙アップ・テー
ブルＬＵＴ”に対する適応による信号Ｑκ　ｄ　ＩＩκ
及びｄ’ｘに関して動作する選択器ユニットＳＥＬによ
り作り出される．表に示されているように．（１６）及
びそれに関する説明から解るように、ＱＫの正の値に対
しては，新しい生き残り１°Ｋがその片割れｓ　ｘＫよ
りも一層の可能性があり、Ｑκの負の値に対しては逆に
なる．かくして，正のＱ　Ｋ−１に対しては、１１κ一
、の下にある２つの拡張された生き残り，１１１Ｋ−１
及び，＠＠Ｋ一，間を区別する必要がある．信号ｄ０κ
は，それら２つの拡張された生き残りのうちのいずれが
ｓｏＫを形戒するのかを式（２２）が正確に指定するの
で、この目的のために使用される．同様にして．ＱＫ−
．＜Ｏに対して、信号ｄ’ｘは、２つの選択器信号ｄ０
Ｋ及びｄ１１Ｋのうちのどれが１になるのかを指定する
が、他の２つの選択信号は零である． 第７図での関数Ｇ（．）に対する魅力的な選択は、Ｘε
Ｒに対してＧ　（Ｘ）＝ＩＸ１である．というのはこの
関数がデイジタル回路装置でもって容易に実現又は近似
できるからである．第７図の受信器に対するシミュレー
ションの結果，多くの場合において、Ｇ（Ｘ）＝ＩＸｌ
はすべてのＸεＲに対し、通常の関数Ｇ　（Ｘ）　＝Ｘ
２と本質的に等価になる． 第７図の受信器に関して，新しい値Ｑκは加算器により
式（２０）に従って信号Ｑ１ｇ及びＱ’Ｋから決定され
る。遅延ユニットはこのＱκを次の符号間隔での使用す
るために記憶する． Ａ 更に，最も古い桁ａ１κ一〇は，第６図におけるよ八 うに，受信器の出力ａｉＤとして作用する．第７図の受
信器は、あらゆる形式の線形又は非線形のＩＳＩを扱え
る能力を第６図の線形のものよりも簡単に達或している
．この点で魅力的である．しかしながらビデオ信号のデ
ィジタル記憶のような非常に高いデータレートにおいて
もこれを使えるためには，さらに簡略化するのが望まし
い．この高速化を困難にする要因の１つは、第７図にお
ける信号Ｇ（ｅ”ｘ）の形式がテーブルルックアップ動
作を必要とし、関数Ｇの適用と減算とに許容できないほ
どの時間を必要とすることである．次には、この問題を
克服する技術について記述する． 第７図から分るように、信号Ｇ（８”Ｋ）の計Ａ 算はｒＫと生き残り１１κ一、のディジットａ’Ｋ−Ｍ
ｔＡ ・・・・・・・・・　ａｌκ−２とにのみ依存している
．ｒκは既知であるので、Ｇ　（　８　”Ｋ）の計算は
、全体で２　Ｍ＋１　−１　＝　２Ｍ−１４１１存在す
る。 すべてこうした計算をあらかじめ行なうことにより、前
述の動作が実質的に少ない時間で可能になる．最も簡単
なケース、つまり、Ｍ＝２及び２Ｍ−１＝２に対して、
第８図に上述の動作を可能にする適応的予備計算ユニッ
トＡＰＵ目を示す．第８図のシステムにおいて、２つの
ディジタル・アップ／ダウン・カウンタｃ”’及びｃ”
’は第７図におけるテーブルＬＵＴ”の２Ｍ″″１＝２
テーブル・エントリに置き換えられている．更に特定す
るに、こうしたカウンタは、非線形の関数値ｈ０目＝ｈ
　（［−１，　Ｉ　（ｉ）　，　Ｉ　（ｊ）　］↑）及
びｈ１口＝ｈ　（ｒｌ，Ｉ　（ｉ），Ｉ　（ｊ）］”）
をそれぞれ記憶することによりデータベクトルＡ ａ”Ｋ＝　［−１，ｒ　（ｉ），ｒ　（ｊ）］丁）及び
［＋１，　Ｉ　（ｉ）　ｐ　Ｉ　（ｊ）］”を持つ拡張
された生き残りパスを示す．離散時間信号を表わし、そ
して処理するためのディジタル回路の使用の詳細につい
ては、例えば、１９７５年発行，ｏｆ　Ｄ　ｉｇｉｔａ
ｌ　Ｓ　ｉｇｎａｌ　Ｐ　ｒｏｃａｓｓｉｎｇ”　（デ
ィジタル信号処理の理論と応用）というタイトルの本に
良く記述されているので，ここでの説明を省略する． ２つの加算器は、ｒＫからｈｌｌＩＪ及びｈ１１Ｊを差
し引くことによりエラー信号ｅ＠目κ及びｅ１目κを形
或するように作用する．関数Ｇ（．）の引き続く適用は
信号Ｇ　（ａ＠１’κ）及びＧ（ｅ”目κ）を生じさせ
，その１つは形威されるべき信号（３（０１４Ｋ）に対
応している．適切な選択を実施八 するために、生き残り１１κのディジットａ１κ−２は
次式、すなわち： に従ってスイッチＳＷｇを制御するｅ　Ｇ　（ｅ”’κ
）及びＧ（ｅ″ＩＪＫ）は共に前以って計算されるので
、Ｑ（ｅＩＪＫ）を発生する際にこうむる遅延はその選
択（２３）から生じ、非常に小さい．Ａ 第８図の回路において、ディジット８１Ｋ−８は２Ａ つのあ＆得るデータベクトルエ▲ｘ＝［−１，Ｉ（１）
　ｅ　　Ｉ　　（ｊ）］”及び土魚κ＝　［＋１，Ｉ　
（ｉ），Ｉ（ｊ）］”のｌつを脱落させるために使用さ
れる．このフィードバック動作は，例えば，ベルグマン
その他による前述の文献において説明されているように
、第７図の従来の受信器においてよりインプリシットな
仕方で生じる線形のフィードバック動作に相当する． このフィードバック動作の結果として、４つの適応予備
計算ユニットＡ　Ｐ　Ｕ”　　・・・・・・，ＡＰＵ１
１の全部において考慮されなければならないものは、フ
ィードバックなしのビタビ検出器において考慮されなけ
ればならなかった８つのベクトルと比較Ａ し、８つのベクトル主五Ｋのうちの４つのみで済む．概
念的に，この簡素化は，フィードバックされる八 ディジットａ１κ一，が考慮中にあるデータベクトル八 ａ’Ｋの最も古い、かくして最も信頼性のあるディジッ
トであり、誤った選択が第８図の回路において行われる
公算は比較的小さい。フィードバックのある又はないビ
タビ検出器の性質及び概念的背景、五ついては，例えば
，ベルグマンその他による前述の文献において良く述べ
られているので、ここでの記載は省略する． ｃ”’及びＣ１▲一に適合される第５図の機構の簡略化
された形式を含んでいる．前にも説明したように，第５
図の機構は、それが、ａＫ及びａ　Ｋ−，のようなａＫ
の最新のディジットに存在した弱さを持つ関数ｆ　（ａ
κ）に対する収斂問題を小さくできる点で、第４図及び
第７図のものに比較して好ましい．前述の簡素化は、デ
ィジタル回路装置に都合が良いように，エラー信号ｅＩ
ｌＩＪ，及びｓ　１１　Ｊ　Ｋの極性のみを抽出し、１
ビットのディジタル信号にする． ＳＷ寥に類似したフィードバック機能を持つスって制御
される．この信号ｓｇｎ（ｅ”κ）は２値シフトレジス
タにより符号間隔ＰＴだけ遅延させヘ瓢遅延された１ラ
ー信号ｓｇｎ（ｅ“′・−・）は・次のサイン・アルゴ
リズム： ｈ１　１　Ｊ　：＝：ｈ”″Ｊ＋ｑ−ｄ１　”　ｘ−ｓ
ｇｎ（ｅ１″’Ｋ−Ｐ）　ｆｏｒ　ａｌｌ　１，ｉ，ｊ
ε（０．１）　　（２４）に従ってカウンタの内容を更
新するように作用する．ＬＭＳアルゴリズムのこの簡素
化された形式についての詳細は、例えば，１９８１年１
１月発行，　Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　Ｔｒａｎｓ．　Ｃｏｍｍ
ｕｎ．，　Ｖｏｌ．ＣＯＭ−２９，ページ１５７３〜１
５８１，Ｎ．ホルテ及びＳ．スチュフロッテンによる“
Ａ　ＮｅｗＤｉｇｉｔａｌ　Ｅｃｈｏ　Ｃａｎｃｅｌｌ
ｅｒ　ｆａｒ　Ｔｗｏ−ＷｉｒｅＳｕｂｓｃｒｉｂｅｒ
　Ｌｉｎｅｓ″（２線加入者ラインに対する新しいディ
ジタル・エコー・キャンセラ）というタイトルの文献に
おいて見出すことができる．この文献は、適応形テーブ
ル・ルックアップ・フィルタに対するサイン・アルゴリ
ズムの応用を議論しているので，ここで記述している応
用に対しても密接に関係している．（２４）において、
ｄ　１１　７　Ｋは２値選択器信号であって、第７図の
信号ｄＩ片と混同してはならない．更に、ｑは１つのユ
ニットだけのカウンタＣ１目のインクリメント又はデク
リメントに対応する量子化ステップ・サイズである．第
８図における量の適当な有限の語長表示により、適当に
小さな値をｑに対して選択することが可能である。この
有限の詔長表示についての詳細は、ラビナ及びゴールド
による前述の文献において良く記述されているので、こ
こでの記載は省略する． 符号間隔ＰＴ遅延するために，（１）による遅延された
エラー信号（　ｅ　”Ｋ−Ｐ）は遅延されたデータ・ベ
クトルａ　Ｋ−Ｐの関数である。ホルテ及びスチュフホ
テンによる前述の文献で説明されているように、（２４
）のサイン・アルゴリズムの適当な動作に対しては、カ
ウンタＣ１１のみが更新され，それに対しては．　　［
Ｉ　（１），　Ｉ　（ｉ），ェκ一Ｐの比較的信頼性の
ある評価値となり，かくして、それらのいずれかは、ｎ
＝ｏか又はｎ＝１のいずれか及びすべて８つのあり得る
組合せ（１，ｘｙ　ｊ）に対して適用される次のルール
，すなわち： に従って、選択器信号の形成のために使用され信号を形
或するのに使用される別なルールでも等しく適用できる
けれども、ここでは簡素化のために省略している。 第８図の構戊において、信号ｄ　’　Ｉ　Ｊ　Ｋ及びｓ
ｇｎ（ｅ１１Ｋ−Ｐ）は、（２４）の反復を実現するた
めに、カウンタＣ１１のカウントイネーブル及びアップ
／ダウン入力に接続されている。式（２４）の反復を好
都合な仕方において実施するのに必要な第８図の構或に
対する修正は、使用されるカウンタの型式に依存して行
われる。このために、上ない． なお、第８図の構或は、第ｌ図におけるサイン動作を除
去することにより、ＬＭＳのアルゴリズム使用に対して
容易に修正できる。すなわち、第８図のカウンタは，ｈ
ＩＩＪκを記憶し、そして多くのサイズを取ることので
きるステップ ｑ　−　ｅ　Ｉ　Ｊ　ｘ−ｐにおいて更新されるディジ
タル累算器で置き換えればよい．ＬＭＳ及びサイン・ア
ルゴリズムの中間形態もかかる累積柵を第８図でのサイ
ン動作に代って多ビット量子化器との組合せにおいて用
いると可能になる．更に，Ｕ又はｑは固定よりはむしろ
可変とする。例えば、迅速な収斂に対して、比較的大き
な値のＵ又はｑでもって適応動作をスタートさせること
は有利である．引き続いて，Ｕ又はｑは．小さな定常状
態適合エラーに対して適する値へと除々に又はステップ
状に減少される．かくして，使用される正確な適合アル
ゴリズムに関して、第８図は限定的よりはむしろ例示的
であるものと理解されたい． 第８図の構或を２よりも大きいチャネル・メモは全体で
Ｇ　（　ｅ”Ｋ）の２訃１個の適応カウンタが式（１８
）からは、ｊ＝Ｏ及びｊ＝１の両方に対して、次式、す
なわち： Ｑ’ｘ＝Ｍｉｎ（Ｇ［♂’ｘｌ＊ＱＫ−．＋Ｇ［ａ”ｘ
ｌ）（２６） 御下で信号Ｇ（ｅ”κ）及びｓｇｎ（ｅ”κ）を選択す
るために使用される。この一般化については、今迄の説
明で十分に自明と思われるので、これ以上は省略する。 第８図のような適応的予備計算ユニットの適用は高いデ
ータレートの達或を容易にする。第９図は，第８図の予
備計算ユニットが適用されている本発明による２状態ビ
タビ検出器のモデルを描写している．第９図の検出器は
それが計算ＱＫの一層迅速な方法を採用しているという
点で、それ自体、第７図のものから異なっている．第７
図におけるＱκの計算は、比較／選択ユニットＣＳ＠及
びＣＳ１における選択プロセスの終了後においてのみス
タートできる。他方、第９図で，こうした作用は平行に
おいて行われる．この平行性に関して，が或り立つ。ま
た、（ｌ９）に関しては、次のようになる． ここで、ＱＫは４つのあり得る値，すなわち、Ｇ「♂’
ｘｌ−Ｇｒ♂＠Ｋ］ＩＧ［♂１ｇＦ−（ＯＩＬ．＋Ｇ［
ｅ”ｘｌ），Ｑｘ−，＋Ｇｒｅ”ｘ］−Ｇｒｅ”’ｘｌ
，そして ＱＬ１＋Ｇ「♂”ｘｌ−（Ｏｘ−．＋Ｇｒ：ｅ”ｘｌ）
）Ｇ［♂”ｘ］−Ｇ［ｅ”ｇｌ）のうちの１つを取る．
第９図において、こうしたそしてこれと同時に、比較器
Ｓ＠及びＳ１は式（２１）の論理信号ｄ０Ｋ及びｄ１Ｋ
を作り出す．最後に、ＱＫの実際の値は，ｄＩＩＫ及び
ｄ１κの制御の下で，選択回路ＳＱにおいて，その４つ
のあり得る値から単に選択されることになる．式（１８
），（２０）及び（２２）からは、こうした２つのビッ
トがこの選択に対して十分な情報を与えることが見られ
る．通常の場合、選択は加算よりも速く行われるので、
第９図においてＱを計算するための構戊は、例えば３つ
の加算器のような付加的なハードウェアを通して，第７
図のものよりも高いデータレートにおいて適用可能であ
る．第９図での適応性予備計算ユニットＡ　Ｐ　Ｕ”に
対する選択器信号ｄ　１１　Ｊ　Ｋは、ｎ＝１及び最大
遅延関して動作する復号器ＤＥＣによって発生される．
第９図の受信器のこれ以上の詳細については，第７図の
受信器のものと全体的に類似しているので、ここでの議
論を省略する． 【発明の効果】 例示を目的として、第８図及び第９図による完全な受信
器は、例えば、１９８２年発行，Ｆａｉｒｃｈｉｌｄ　
　Ｃａｗ＋ａｒａ　　ａｎｄ　　Ｉｎｓｔｒｕｍｅｎｔ
　　Ｃｏｒｐｏｒａｔｉｏｎ　（マウンティン・ビュー
，カリフォルニア）による“Ｆ　１　０　０　Ｋ　　Ｅ
　Ｃ　Ｌ　　ｄａｔａ　ｂｏｏｋ”（ＦＩＯＯＫ　　Ｅ
ＣＬ　　データ・ブック）において記述されているよう
に、標準のＥＣＬ　　１００Ｋシリーズの約８０のディ
ジタル集積回路によって実施できるものとする．この実
施において、受信器の内部信号は多くて６ビットの語長
でもって表わされている．達成可能なデータレートは約
５　０　Ｍｂｉｔ／　ｓとなる．この値はディジタルビ
デオ記憶に対してさえも適切である． 本発明による受信器のメリットを例示するために，第１
０図は、第７図に一致した従来技術の受信器（曲線ａ）
と第８図及び第９図に一致した本発明によるもの（曲線
ｂ）に対するシミュレーションにより得られたビットエ
ラー特性を描写して一夕が印加される。非線形のＩＳＩ
及びメモリ長さＭ＝２を持つ等化された光学的記録チャ
ネルの出力に関して動作するようにした．非直線性は一
連のＯ及び１を表わしているくぼみと陸地の長さの差か
ら生じる．第１０図の曲線は厳しい非線形ＩＳＩを持つ
状況に関係し、そこにおいて、書込みプロセスにおける
系統的エラーは一連のＯ及び１をそれらの公　値よりも
Ｔ／２秒だけ短く又は長くさせる。こうした状況は第１
１図に例示されている。この図において、上側１一レー
スはそのチャネルに適用されるＮＲＺ波形を描写してい
るが、下側トレースは光学的媒体上に記録されるものと
仮定されているくぼみ及び陸地の対応するパターンを描
写している．くぼみ及び陸地の長さの差はそれ自体、厳
しい非線形のＩＳＩとして再生される信号において明示
している。この非線形のＩＳＩに加えて，その再生され
る信号は、第１２図において反映されているチャネル帯
域幅制限の結果として線形のＩＳＩを含んでいる．第１
２図で残チャネル”と指定されている曲線はそのチャネ
ルの線形部の伝達特性を示している．ナイキスト周波数
１／　（２Ｔ）における約２０ｄＢの損失は、高い情報
密度での記録に当たり、再生信号における厳しい線形の
ＩＳＩとなる。両シミュレートされた受信器は比較的小
さいメモリ長さＭ＝２を取り扱うことができるので、再
生される信号に関して動作する等化器はチャネルのメモ
リ長さを約２符号間隔のメモリ長さＭへと短縮するため
に使用される．この等化器を設計するための技術につい
ては、例えば、１９７３年１１月発行，Ｂｅｌｌ　Ｓｙ
ｓｔ．　Ｔｅｃｈ．　Ｊ．，　Ｖｏｌ．５　２，ページ
１５４１〜１　５　６　２，　Ｄ．Ｄ．ファルコナ及び
Ｆ．Ｒ．マギー，Ｊｒ．による“Ａ　ｄａｐｔｉｖｅＣ
ｈａｎｎｅｌ　　Ｍｅｍｏｒｙ　　Ｔｒｕｎｃａｔｉｏ
ｎ　　ｆｏｒ　　ＭａｍｉｍｕｍＬ　ｉｋａｌｉｈｏｏ
ｄ　Ｓ　ｅｑｕｅｎｃｅ　Ｅ　ｓｔｉｍａｔｉｏｎ　”
　　（最大尤度シーケンス評価に対する適応性チャネル
・メモリ切捨て）というタイトルの文献を参照されたい
．等化器の振幅一周波数特性は第１２図で“等化器”と
指定された曲線で示されている．等比器及びチる。その
システムのノイズ源をモデル化した第３の障害であるホ
ワイト・ガウス維音は、例えば等化器の入力直前で，チ
ャネルの出力信号に加えられる． 第１０図は、非線形のＩＳ■を扱う点において、従来（
曲線ａ）に対する本発明（曲線ｂ）による受信器の優秀
さを示している．従来での受信器は高い信号対雑音比に
おける有用な性能レベルを達或できなかったが、本発明
では，約１６ｄＢの信号対雑音比（ＳＮＲ）に対し、約
１０一のビット・エラー・レート（ＢＥＲ）を達成して
いる．別なシミュレーションにおいては、非直線性のな
い対応する状況に関してたかだか３〜４ｄＢの損失を示
した．かくして，本発明による受信器は、従来技術のも
のとは異なって、非線形のＩＳＩの改善に対してかなり
有効である。 更に付け加えるに、従来の受信器の性能は、それに直流
阻止回路を先行させることにより、第１０図での曲線ａ
に関して改良することができる。 この可能性は，第１１図の非直線性機構の主な効果が直
流レベルのシフトであるという事実から生じる．この効
果は、直流阻止回路のような従来の手段により簡単に処
理される．しかし、第１１図のものよりも一層複雑な非
直線性の機構に対して、かかる回路はほとんど無効であ
ったけれども、本発明による受信器は非直線性に無関係
に有効である．

【図面の簡単な説明】

第１図は選択プロセスを案内するための本発明による受
信器におけるいずれかの生き残りに対して行われる計算
の概念的モデルを示す。 第２図は符号レート１／Ｔにおけるデータ符号ａＫを，
雑音のある分散チャネルＣＨＮを通してデータ受信器Ｒ
ＥＣへと送信するためのシステムの機能的離散時間モデ
ルを示す。 第３図は，その選択プロセスを案内するための従来技術
による受信器におけるいずれかの生き残りに対して行わ
れる計算の概念的モデルを示す．第４図は、第３図の概
念的モデルの適応形式を示す． 第５図は、適合が生き残りの遅延された桁に基づいてい
る第３図の概念的モデルの適応形式を示す． 第６図は前述の従来技術による線形フィードバックを持
つ２状態ビタビ検出器のモデルを示す。 第７図は本発明による非線形のフィードバックを持つ適
応性２状態ビタビ検出器の概念的モデルを示す． 第８図は本発明による受信器に対する適応性予備計算ユ
ニットの概念的モデルを示す。 第９図は、第８図による適応性予備計算ユニットを使用
している本発明による非線形のフィードバックを持つ適
応性２状態ビタビ検出器の概念的モデルを示す． 第１０図は、第６図による従来の受信器及び第８図及び
第９図に一致した本発明による受信器に対するシミュレ
ーションにより得られたビット・エラー特性を示す． 第ｌ１図は、第１０図のシミュレーション結果の下に横
たわるそのシステムでの非直線性機構を例示する． 第１２図は、第１０図のシミュレーション結果の下に横
たわる記録チャネルの線形部の伝達特性を示す． 第／図 １ ５ 図 第 ／／ 図 ナＩ ーｌ ＋ｌ −ｌ ＋ｌ 十ｌ ーｌ −ｌ ４ノ 一Ｉ 一〇 丁 ２丁 ３丁 ←Ｔ ５″Ｔ ｌｒ ７Ｔ 力一 ？″ｒｇ慴＝一 Ｏ 丁 ２Ｔ ３丁 俸ｒ 汀 ６丁 ７Ｔ ？ｒ ρ′ 吟閏 賂７２図 →郡乾枚

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、符号レート１／Ｔにおけるデータを、雑音のある分
   散チャネルを通してデータ受信器に送信するためのシス
   テムであって、前記チャネルは符号間干渉及びノイズを
   その被送信データ信号に与え、前記受信器は、ノイズの
   ない仮定されたチャネル出力を評価するための手段によ
   り決定される尤度の大きさに基づいて、巡回的に更新さ
   れる候補データ・シーケンスを維持することにより、最
   尤シーケンスの被送信データ符号を評価するシステムに
   おいて、ノイズのない仮定されたチャネル出力信号を評
   価するための前記手段は１つ又はそれ以上のルック・ア
   ップ・テーブルを含んでいることを特徴とする非線形デ
   ータ伝送システム用受信器。 ２、符号レート１／Ｔにおけるデータ信号を、雑音のあ
   る分散チャネルを通してデータ受信器に送信するための
   システムであって、前記チャネルは符号間干渉及びノイ
   ズをその被送信データ信号に与え、前記受信器は、候補
   となるデータ・シーケンスの尤度関係の差に基づいて巡
   回的に更新され且つノイズのない仮定されたチャネル出
   力を評価するための手段により決定される２つの候補デ
   ータシーケンスを維持することで最尤シーケンスの被送
   信データ符号を評価するようになっているシステムにお
   いて、ノイズのない仮定されたチャネル出力信号を評価
   するための前記手段は１つ又はそれ以上のルックアップ
   ・テーブルを含んでいることを特徴とする非線形データ
   伝送システム用受信器。 ３、前記尤度の大きさは、該尤度の大きさの前以って計
   算された候補値間を選択することにより決定されること
   を特徴とする請求項２記載の非線形データ伝送システム
   用受信器。４、前記ルックアップ・テーブルはノイズの
   ない仮定されたチャネル出力符号を記憶するレジスタの
   形態を取ることを特徴とする請求項１、２又は３記載の
   非線形データ伝送システム用受信器。 ５、各ルックアップ・テーブルは、前記候補データ・シ
   ーケンスのディジットの制御の下で、チャネル出力信号
   及び前記ルックアップ・テーブルの出力信号の差を表わ
   しているエラー信号に応答するように適合されているこ
   とを特徴とする請求項１、２、３又は４記載の非線形デ
   ータ伝送システム用受信器。 ６、各ルックアップ・テーブルは、そのチャネル出力信
   号の遅延された形式及び前記候補データ・シーケンスの
   １つ又はそれ以上の遅延されたディジットによりアドレ
   ス指定されたときの前記ルックアップ・テーブルの出力
   信号の差を表わしているエラー信号に応答するように適
   合されていることを特徴とする請求項１、２又は３記載
   の非線形データ伝送システム用受信器。 ７、各レジスタは、前記候補データ・シーケンスの１つ
   又はそれ以上の遅延されたディジットの制御の下で、そ
   のチャネル出力信号の遅延された形式及び前記カウンタ
   の内容の差を表わしているエラー信号に応答するように
   適合されているディジタル・カウンタの形態を取ること
   を特徴とする請求項４記載の非線形データ伝送システム
   用受信器。 ８、各尤度の大きさは、実際のチャネル出力信号及びノ
   イズのない仮定されたチャネル出力信号の差のモジュラ
   スを本質的に等しくする関数の累積された形式を表わし
   ていることを特徴とする請求項１、２、３、４、５、６
   又は７記載の非線形データ伝送システム用受信器。 ９、前記関数は、該関数の前以って計算された候補値間
   を選択することにより決定されることを特徴とする請求
   項８記載の非線形データ伝送システム用受信器。