JPH02199948A - ２値信号伝送システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はディジタル磁気及び光学記憶装置、光学及びケ
ーブル伝送に関する。

〔従来の技術〕

第２図は、所定のシンボル率１／Ｔにおける２値信号ａ
ｋを符号間干渉のあるチャネルＣＨＮを通して受信器Ｒ
ＦＣへと伝送するためのシステムの機能モデルを示して
いる。送信器ＴＲＭは、Ｐ及びＮを正の整数として、２
値信信ａｋをシンボル率Ｐ／　（ＮＴ）における符号化
された２値信号ｂｎへと変換するスライディング・ブロ
ック・エンコーダＥＮＣを含んでいる。以下２値変調コ
ードとして扱われるこの型式の変換は、例えば、１９８
３年発行、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　　Ｔｒａｎｓ、　Ｉ　ｎｆ
ｏｒｍ。

Ｔｈ、　、　Ｖｏｌ、　Ｉ　Ｔ−２９、Ｎｏ、　１　、
ページ５〜２２゜Ｒ，Ｌ、アドラー、Ｄ、コパースミス
、Ｍ６ハスナーによる”Ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ　ｆｏｒ
　Ｓｌｉｄｉｎｇ　Ｂｌｏｃｋ　Ｃｏｄｅｓ″という論
文において記述されている。そこでの記述には無関係な
遅延はさておき、前記変調コードは、整数ｍを、Ｎ＝１
に対してｍ　＝　ｋとした語インデックスとして、２値
信号ａ、を長さＮの重複していない語ａ　ｍ＝　Ｅ　ａ
　ｍＮ−５＋４．・・・・・・、ａｍＮ］へと細分割す
る。各語土、は長さＬの語ｂ　、＝　［ｂ　ｍＰ−Ｐ＋
８．・・・・・・、ｂｍｐ］へと変換され。

その２値シンボルｂ　ｍＰ−Ｐヤ１．・・・・・・　１
）ｓＰは符号化されたデータ信号ｂ１１のＰ個の引続く
２値シンボルを構成する。Ｎ＝１．Ｐ＝２としたときの
２値変調コードの例としては、例えば、シーゲルによる
前述の文献において記述されているＭＦＭ、ミラー・ス
クエアード及び（２，７）コードがあり。

その文献でのページ１３４８には、以下（１，７）コー
ドとして扱われる。Ｎ＝２．Ｐ＝３のコードが記述され
ている。１９７７年発行、ＥＥＥＥ’ｒｒａｎｓ、　Ｍ
ａｇｎ、　、　Ｖｏｌ、ＭＡ　Ｇ−１３、Ｎｏ、　５　
、ページ１２０２〜１２０４．Ｇ、Ｊ、ヤコビイによる
”Ａ　　Ｎｅｗ　Ｌｏｏｋ−Ａｈｅａｄ　Ｃｏｄｅ　ｆ
ｏｒ　ＩｎｃｒｅａｓｅｄＤａｔａ　Ｄｅｎｓｉｔｙ”
という文献に記述されている３ＰＭコードは、Ｎ＝３．
Ｐ＝６としたときの２値変調コードの例である。

符号化された２値信号ｂｎは、シンボル間干渉及び雑音
をｂｎへと導入するチャネルＣＨＮに印加される。以下
の記述を簡単にするために５通常ではシンボル間干渉と
雑音とが導入される前に行われている連続した時間波形
への信号ｂｎの変換を、第２図での受信器ＲＥＣの前段
で実施する濾波又は予備等化のようなチャネルＣＨＮの
動作の一部として扱う。

チャネルＣＨＮの出力信号ｒ　（ｔ）は、例えば、シー
ゲルによる前述の論文（特に、第１図及び第２図を参照
）において記述されているように従来の受信器ＲＦＣに
印加される。この受信器ＲＥＣは等化器ＥＱと、サンプ
ラＳＭＰと、メモリなしの閾値検出器ＤＥＴ及びデコー
ダＤＥＣからなる再構成回路ＲＣとを含んでいる。等化
器ＥＱはその受信信号ｒ　（ｔ）に基づいて動作し、そ
の出力信号は符号化されたデータ信号ｂｎのシンボル率
Ｐ／　（ＮＴ）において標本化される。これは離散した
時間信号Ｚｎを生じさせ、この信号は、検出器ＤＥＴに
印加されてｂｎに関する２値決定ｂｂ。

を得、このｂｂｎはデコーダＤＥＣに印加されて、Ｋを
シンボル間隔Ｔにおいて示される復号化遅延を表わすも
のとしたときのａ　ｋ−ｋに関する２値決定ｂｂ、を得
ることになる。

第２図の受信器の不都合は、それが、前に述べた２値変
調コードにおけるように、２／１．３／２及び６／３の
ようなＰ／Ｎの典型的な値に対してシンボル率１／Ｔに
おけるその出力信号ａａｋ−にのものよりもはるかに大
きい率Ｐ／（ＮＴ）において内部的に動作することであ
る。この動作速度は、そのシンボル率１／Ｔが高いとき
に操作上の問題を呈する。これは、例えば、１９８８年
３月発行、Ｐｒｏｃ、　７　ｔｈ　Ｉ　ｎｔ、　Ｃｏｎ
ｆ、　Ｖｉｄｅｏ。

Ａｕｄｉｏ　ａｎｄ　Ｄａｔａ　Ｒｅｃｏｒｄｉｎｇ、
　Ｙｏｒｋ、　Ｕ、に、。

ページ１４１〜１４８．Ｒ，ブラシによる”Ｄｅｓｉｇ
ｎ　Ｃｏｎ５ｉｄｅｒａｔｉｏｎ　ｆｏｒ　ｔｈｅ　Ｄ
−２ＰＡＬＣｏＩＩｌｐｏｓｉｔｅ　Ｄ　Ｖ　Ｔ　Ｒ”
という論文において記述されているように、ディジタル
ビデオテープ記録に対するＤ−２基準において顕著であ
る。この基準では、前述のミラー・スクエアード・コー
ドが約６４　Ｍ　Ｂ　／　ｓのシンボル率１／Ｔにおい
て使用されているので、Ｐ／　（ＮＴ）は約１２８ＭＢ
／Ｓの値を持ち、これは現在のＶＬＳＩ技術では上限で
ある。

従来技術によるシステムにおいて、受信器ＲＦＣでの過
剰サンプリングを回避する方法は、前にも述べたように
、Ｐ＝２及びＮ＝１を持つＭＦＭ変調コードに対して知
られている。かかる方法は、シンボル率１／Ｔにおいて
全体的に動作するＭＦＭ変調コードに対する受信器ＲＦ
Ｃを描写している第３図において略示されている。第３
図の受信器ＲＦＣにおいて、サンプラＳＭＰは２値信号
ａｈのシンボル率１／Ｔにおいて動作し、そして等化器
ＥＱは、その標本化された出力信号Ｚｋを、そのシンボ
ル率を１／Ｔに等しいとしたときの３値信号、すなわち
： Ｑｂ：　ｂ、ｂ　　　Ｊｋ−ｘ　　　　　　　　　　（
１）にできるだけ良く似せることができるように構成さ
れている。再構成回路ＲＣはメモリなしの検出器ＤＥＴ
のみを含み、その検出器は、ｚｋに基づいて動作して、
次のルール、すなわち：もしも　１ｚｈｌ＞１　ならば
、　ａａｋ＝１さもなければ、　　　　　　　　ａａｂ
＝ｏ　　　　　（２）に従い、ａｋに関する２値決定ａ
ａｋを得る。

このプロセスは、シーゲルによる前述の論文での特に第
２章において且つページ１３４６の最後の部分に簡単に
述べられている。式（２）において、ａｔｔとａａｋと
はアルファベット（０，１）にあるものと仮定されてい
る。更に、ｂｎとｂｂ、とはアルファベット（−１，＋
１）にあるものとしているので、Ｑｈ及びＣＣｋに対す
る可能な値は−２，０及び＋２である。こうした仮定は
制限的なものではなく、単に、説明の簡素化のために行
われている。

〔発明が解決しようとする！１１１Ｍ）前にも述べたよ
うに、第２図の受信器の不都合は、それが、その２値変
調コードにおけるように、２／１．３／２及び６／３の
ようなＰ／Ｎの典型的な値に対してシンボル率１／Ｔに
おけるその出力信号ａａｈ−ｂのものよりもはるかに大
きい率Ｐ／　（ＮＴ）において内部的に動作するという
ことであり、この動作速度は、シンボル率１／Ｔが高い
ときに操作上の問題を呈する。この問題を軽減するには
、受信器を過剰サンプリングなしに全体的に動作させる
ことが望ましい。しかしながら、従来技術によると、こ
れは、前にも述べたように、ＭＦＭコードにおいてのみ
可能である。この発明の目的は２値変調コードのはるか
に大きなカテゴリに対して、受信器での過剰サンプリン
グを回避させることにある。

〔課題を解決するための手段〕

本発明によると、ここでのシステムは、再構成回路がメ
モリ付デコーダに縦続接続された検出器からなっている
一方、等化器と、サンプラと、検出器とがシンボル率Ｐ
／　（２ＮＴ）における３値信号を検出するために配列
されていることを特徴としている。本発明の第２の局面
によると、前記メモリ付検出器の広く適用可能な形態は
、それがシンボル率Ｐ／　（２ＮＴ）においてクロック
駆動されるシフトレジスタと、長さ２ＮＴの引続く間隔
中に前記シフトレジスタの所定数のＭ個の引続く段の出
力を記憶するバッファと、そのエントリが２値信号の２
Ｎ個の引続く桁の評価値である前記バッファの内容によ
りアドレス指定されるテーブルと、引続きアドレス指定
されるテーブルエントリからデータ率１／Ｔにおけるデ
コーダ出力信号を形成する選択手段とからなっているこ
とを特徴としている。

本発明の別な局面によると、Ｐの偶数値に対して適用可
能な前記デコーダの形態は、シンボル率Ｐ／（２ＮＴ）
においてクロック駆動されるシフトレジスタと、長さＮ
Ｔの引続く間隔中に前記シフトレジスタの所定数のＭ個
の引続く段の出力を記憶するバッファと、そのエントリ
が２値信号のＮ個の引続く桁の評価値である前記バッフ
ァの内容によりアドレス指定されるテーブルと、引続き
アドレス指定されるテーブル・エントリからデータ率１
／Ｔにおけるデコーダ出力信号を形成する選択手段とか
らなっていることを特徴としている。

本発明の更に別な局面によると、このシステムは、そこ
での再構成回路がメモリ付検出器からなる一方、等化器
とサンプラとがシンボル率１／Ｔにおける本質的に３値
の検出器入力信号を形成するように配列されている。

〔作用〕

本発明によると、再構成回ＭＲＣは、メモリなしの検出
器ＤＥＴが２値決定よりはむしろ３値決定を取シ、メモ
リ付デコーダＤＥＣを従えているという点で第３図のも
のから異なっている。この修正についての結果は第１図
を参照して説明する。

第１図の受信器ＲＦＣにおいて、サンプラＳＭＰは、第
２図での受信器ＲＦＣの値Ｐ／　（ＮＴ）よりも２倍低
いシンボル率Ｐ／　（２ＮＴ）において動作する。等化
器ＥＱはその標本化された出力信号２ユをシンボル率Ｐ
／　（２ＮＴ）の信号、すなわち： ｃｔ”　（ｂ　＊　ｇ）　ａｘ　　　　　　　（３）に
可能な限り良く似せることができるように構成されてい
る。Ｐ／Ｎ＝２という実用上重要な例において、信号Ｃ
工はシンボル率２／Ｔを持ち１式（３）及び後で示され
る式におけるインデックス１は第２図及び式（１）及び
（２）におけるインデックスにと等しくできる。式（３
）において。

シンボル′＊′は線形の離散時間くりこみを表わし、そ
してｇｎは、通常、そのパーシャルレスポンス多項式ｇ
　（Ｄ）　、すなわち： として推定されている所定のインパルス応答である。

こうしたパーシャルレスポンス多項式とそれに関連した
パーシャルレスポンス技術の詳細については、１９７５
年９月発行、Ｉ　Ｅ　Ｅ　Ｅ　　Ｔｒａｎｓ。

Ｃｏｍｍｕｎ、、　Ｖｏｌ、Ｃ０Ｍ−２３、Ｎｏ、９　
、ページ９２１〜９３４．Ｐ、カバル及びＳ、パスパシ
イによる”Ｐａｒｔｉａｌ−Ｒｅｓｐｏｎｓｅ　Ｓｉｇ
ｎａｌｉｎｇ”という論文において見られる。本発明に
よると、信号ｃ８は３値でなる。本発明に関係のない遅
延及び計数逓減率はさておき、これには、ある正の整数
りに対して、次の形態、すなわち： ｇ　　（Ｄ）＝　　１±Ｄ’　　　　　　　　　（５）
を持ったｇ　（Ｄ）を必要とする。Ｌに対する典型的な
選択はＬ＝１及びＬ＝３であるが、他の選択も可能であ
る。式（３）、（４）及び（５）を組合せることにより
、信号ｃ１は式（１）の一般化された形態、すなわち： ｃ１＝ｂ２Ｘ±ｂ２１−Ｌ’（６） として表わされる。標本化された出力信号ｚ１を可能な
限り信号Ｃ工に似せることのできる等化層ＥＱを構成す
る技術については、例えば、１Ｉｉｉ形等化器について
論議している。１９８７年発行、Ｐｈ１ｌｉｐｓ　Ｊｏ
ｕｒｎａｌ　ｏｆ　Ｒｅ５ｅａｒｃｈ、　Ｖｏｌ、４２
　。

Ｎｏ、４．ページ３５１〜３９８．Ｊ、Ｗ、Ｍ、ベルグ
マンス及びＡ、Ｊ、Ｅ、Ｍ、ジャンセンによる“Ｒｏｂ
ｕｓｔ　Ｄａｔａ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ、　Ｆｒ
ａｃｔｉｏｎａｌＴａｐ　Ｓｐａｅｉｎｇ　ａｎｄ　ｔ
ｈｅ　Ｚａｋ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ”という論文のほか
、各種型式の等化層を扱っている文献においても詳細に
示されているので、ここでは論議しない。決定フィード
バック等化層の論議については、１９８７年発行、Ｐ　
ｈｉｌｉｐｓ　Ｊ　ｏｕｒｎａｌｏｆ　Ｒｅ５ｅａｒｃ
ｈ、Ｖｏｌ、４２　、　Ｎｏ、　２　、ページ２０９〜
２４５．Ｊ、Ｗ、Ｍ、パーグマンによる“Ｐａｒｔｉａ
ｌ−Ｒｅｓｐｏｎｓｅ　Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ”と
いう論文において見出すことができる。

式（６）の信号Ｃよは、本発明にとって重要なパーシャ
ルレスポンス信号のみではない。重要なのは時間間隔Ｎ
Ｔ／Ｐにわたるシフトにより信号ｃ８から得られるパー
シャルレスポンス信号、すなわち： ｄ１＝　ｂ２□−１±ｂｚｔ−Ｌ−１・　　　　　　　
（７）の第２のカテゴリである。対応のパーシャルレス
ポンス多項式ｇ　（Ｄ）は欣の形態、すなわち：ｇ　　
（Ｄ）＝　　Ｄ±［）Ｌ＋１　　　　　　　　　（８）
にある。

標本化された出力信号２．をＣ工に密に近似させるため
の等化層にとって、２工をｄｌに似せるためには、サン
プラＳＭＰのサンプリング位相を間隔（ＮＴ／Ｐ）だけ
進めるだけで十分である。簡潔化のために、以下の記載
は式（６）における信号Ｃ□の形態において全体的に扱
われるけれども、それは式（７）において現定されるよ
うな信号ｄユに対しても等しく適用可能であることは明
らかである。

〔実施例〕

第１図の受信器ＲＦＣにおいて、等化層ＥＱの標本化さ
れた出力信号ｚｉはｃｌに関する３値決定ＱＱ、を取る
検出器ＤＥＴと印加される。そうした決定ｃｃｉは、ｋ
がシンボル間隔Ｔにおける復号遅延を表わすものとして
、ａ　ｋ−ｋに関する２値決定ａａｋ−ｈを得るデコー
ダＤＥＣへと印加されることになる。この発明によるデ
コーダＤＥＣはメモリを持ち、ある明確なメモリ長さＭ
に対するその決定ａａｋ−ｋが現在の且つＭ個の最も新
しいシンボルＱ　Ｃ１，・・・・・・、ＱＣｌ−Ｈに基
づくものとしている。

８　ｋ−ｋについての完全な再構成は、決定エラーのな
い場合でさえ１本質的に不可能であるということを、復
号プロセスの検討に際して念頭におかれたい。例えば、
もしもＬに対して偶数値が選ばれるとすると、式（６）
の信号ｃ１は符号化されたデータ・シンボルの約半分の
情報、すなわち、偶数インデックスｎを持つシンボルｂ
ｎのみを含むことになる。この情報は一般に、２値信号
ａ。

を再構成するのに十分でない、奇数のしに対しても、完
全な復号は必らずしも可能でない、更に特定するに、Ｃ
とｄとは共にシンボル率Ｐ／（２ＮＴ）における３値信
号であるので、それらは時間単位２ＮＴ／Ｐ当りｌｏｇ
　（３）ビットまでの情報内容を支持することができる
。これは、シンボル間隔Ｔ当り、２　１ｏｇ（３）　　
＊　Ｐ／（２Ｎ）ビットとなり、この量が２値信号ａ、
の最大情報内容、すなわち、シンボル間隔Ｔ当り１ビツ
トを越えるときにのみ。

十分な情報が式（６）及び（７）の変換に保持されて、
完全な復号を可能にする。この論議は、第１図の受信器
の構成がＮ／Ｐ＞２　ｌｏｇ　（３）　／２＝０．７９
２４８に対して実用的でなく、本発明では除外される範
囲であることを示している。従って、前に述べた２値変
調コードの１／２．２／３及び３／６のＮ／Ｐに対する
典型的な値はすべて２１ｏｇ（３）／２よりも小さいこ
とになる。それ故、第１図の受信器の構成は、少なくと
も原理的に、適用可能である。−見す乙に、完全な復号
を可能にするパーシャルレスポンス多項式ｇ　（Ｄ）と
第１図におけるデコーダＤＥＣの対応する復号ルールと
を検証することは困難な作業のように思われる。第４図
には、かかる作業の実際の流れが明確に示されている。

第４図のシステムにおいて、エンコーダＥＮＣは、シン
ボル率１／Ｔにおけるランダム２値信号ａｋをシンボル
率Ｐ／　（ＮＴ）における符号化された２値信号ｂｎへ
と変換するために、率Ｎ／Ｐ＜２　ｌｏｇ　（３）　／
　２を持つ所定の２値変調コードを使用している。回路
ＰＲＭは、前記信号ｂｎをシンボル率Ｐ／　（２ＮＴ）
における信号ｃ４へと変換するため式（６）の所定のパ
ーシャルレスポンスマツピングを使用している。この信
号Ｃ□はシンボル率Ｐ／　（２ＮＴ）においてクロック
能動される単位遅延２ＮＴ／Ｐを有するＭ段の直列シフ
トレジスタＳＲへと印加されるので、信号ｃ４の正確に
Ｐ個の新しいシンボルは、２Ｎシンボル間隔Ｔごとにシ
フトレジスタＳＲに入る。シフトレジスタＳＲの引続く
段の出力は、２Ｎシンボル間隔Ｔのような期間ごとに一
度テーブルＴＢＬに対するアドレスとして作用するバッ
ファ出力ベクトル、すなわち： Ｑ　ｉ　”　　［Ｑ　Ｉ　Ｐ−Ｍ　！ ｃＩＰ］　　　　　　　（９） を得るために（Ｍ＋１）ピッｌ−の広いバッファＢＵＦ
へとラッチされる。式（９）において、整数ンデックス
ｉに対する１つだけのインクリメントは２Ｎシンボル間
隔Ｔの時間インクリメントにして、前記テーブル置はベ
クトルＸ　（、、）を記憶する。このベクトルｘ（ｃｌ
）の２Ｎ個の成分、つまり、Ｘ　−２Ｎ＋＞　（Ｃ＋）
　＋　”””＋　Ｘａ　（Ｃ＋）は、２Ｎシンボル間Ｖ
ＡＴの所定の間隔中に再構成される２値シンボルａ　ｚ
　ｔＮ−ｚＮ＋ｚ−ｈ　ｒ　”’　”’　＋　８２　Ｉ
Ｎ−ｂにそれぞれ等しくされるのが望ましい。勿論のこ
とに、これは、デコーダが選ばれた復号遅延にとデコー
ダ・メモリ長さＭとに関連した所定の変調コード及びパ
ーシャルレスポンス多項式に対して存在するときにのみ
可能である。

かかるデコーダが存在するのかどうかを決定するために
、成分ａ　ｚ　ｔＮ−に−Ｎ＋Ｉ＋　”’　”’　ｓ　
ａ　２　ｔＮ−ｈを持つベクトルａ１が遅延回路ＤＥＬ
によって形成され、そして、エラー・ベクトル、すなわ
ち：！１＝１（±、）　　　ａｔ、　　　　　　　（１
０）を得るために減算器５ＵＢＩによってｘ　（ｃ、）
から成分的に減算される。このエラー・ベクトルｅｌは
乗算器ＭＵＬにおけるスカラー・ステップ・サイズｍｕ
だけ成分的に倍率され、そしてＸ（且、）に代ってテー
ブル置に記憶される新しくて且つ理想的に改善されたテ
ーブル・エントリ、すなわち： ｘ’　（ｃｔ）　＝　　ｘ　（ｃｔ）　−ｍｕ＊ｅｔ、
　　　　（１１）を得るために減算器５ＵＢ２によって
１（立、）から成分的に減算される６式（１０）及び（
１１）により指定される適応アルゴリズムは一般にＬ　
ＭＳアルゴリズムとして知られている。その性質につい
ては、例えば、Ｉ　ＥＥＥ　　Ｊ、５ｅｌｅｅｔｅｄＡ
ｒｅａｓ　ｉｎ　Ｃｏａｔｍｕｎ、、　Ｖｏｌ、５ＡＣ
−２，Ｎｏ、２゜ページ３１４〜３２３．Ｐ、Ｊ、ヴア
ンゲルウェン、Ｎ、Ａ、Ｍ、フエルホエックス及びＴ、
Ａ、Ｃ，Ｍ。

クラセンによる“Ｄｅｓｉｇｎ　Ｃｏｎ５ｉｄｅｒａｔ
ｉｏｎｓ　ｆｏｒａ　１４４　　Ｋｂｉｔｓ／ｓ　Ｄｉ
ｇｉｔａｌ　ＴｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎＵｎｉｔ　ｆｏ
ｒ　ｔｈｅ　Ｌｏｃａｌ　Ｔｅ１ｅｐｈｏｎｅ　Ｎｅｔ
ｗｏｒｋ”という論文において示されているので、ここ
での詳述は省略する。端的に言ってこの文献は適応性テ
ーブル・ルックアップ・フィルタに対するＬＭＳアルゴ
リズムの応用を開示し、ここで論議されるデコーダ検証
方法に関係している。ＬＭＳアルゴリズムの従来の応用
において、付加的１１１！祭雑音は大きなステップサイ
ズｍｕの使用を前以って排除している。しかし、第４図
のシステムは丸めエラーが無視し得ることを条件にして
、雑音なしで数値的に容易に履行できる。これは、ｍｕ
が１程度になること、つまり、テーブルエントリの成分
がすべて、２つの可能なデータレベル、すなわち、ａ　
ｋ＝Ｏ及びａｋ＝１の半分である０、５において初期化
されるときに１ステツプの収斂となる選択を可能にする
。変調コードにより導入される冗長のおかげで、アドレ
スＱｌについてはその幾つかを決して生じないようにす
ることが可能である。

かかる不可能なアドレに対するテーブル・エントリは決
して更新されず、その成分は、０か又は１のいずれであ
る残りのエントリの成分とは異なって、その検証プロセ
スの完了に際してなおも初期値０．５を持っている。

テーブル置の初期化後における式（１０）及び（１１）
の適応は、エラーベクトル且、の成分がもはやパワーに
おいて衰えることのない定常状態に達するまで、標準と
して、１０，０００と１０００．０００との間における
長さ２ＮＴの多くの期間中に実行される。このパワーは
、例えば、成分についての１００の最も新しい値の二乗
の和としてか、又は別な従来の方法において測定される
。定常状態パワーの１つ又はそれ以上が有意義に零を越
す場合、Ｍ及びＫの選ばれた値に関連したその適用され
る変調コード及びパーシャルレスポンス多項式に対する
完全復号は不可能である。

逆に、全パワーが本質的に零に等しい場合、完全復号が
可能であり、テーブル置の内容はその復号ルールを指定
する。

Ｎ＝１．Ｐ＝２の実用的に重要なケースにおいて、第４
図での３値信号ｃ１のシンボル率Ｐ／（２ＮＴ）はシン
ボル率１／Ｔに等しいので、正確に１つのシンボルｃｋ
の整数は各シンボル間隔子中にシフトレジスタＳＲに入
る。これは、ラッチ動作が前に示したものよりも２倍早
く行われること、つまり、各シンボル間隔Ｔごとに一度
行われることを可能にする。更に、この間隔中では１つ
のシンボルａ　ｋ−にのみが再構成されるので、前に規
定したベクトル基（Ｑｉ）Ｈａｌ及びｅｔｌ±。

スカラＸ　（Ｑｋ−Ｍ＋　”””＋　ｃｋ）　Ｈａｋ−
ｋ及びｅ、八とそれぞれ縮退する。こうした簡素化はＮ
＝１及びＰ＝２に対するデコーダ検証を特に簡単にする
。

この場合、整数のシンボルＣ，がＮシンボル間隔子とい
う小さな期間（２Ｎに比べて）においてシフトレジスタ
ＳＲにすでに入っているので、同様な簡素化がＰのあら
ゆる偶数値に対して可能である。これは、ラッチング動
作が前に示したものよりも２倍早く生じるのを可能にす
るので、前に規定したベクトルの成分数は因数２により
約分される。

ｇ　（Ｄ）、Ｍ及びＫに対するすべての許容可能な又は
現実的選択のための検証処理を繰り返すことにより、所
定の２値変調コード並びに対応する復号ルールに対する
適用可能な部分応答多項式を見出すことができる。前に
述べたミラー・スクエアード、（２，７）、（１，７）
及び３ＰＭコードを含む実際問題としての各種２値変調
コードに対して、この処理は、完全な復号動作が厳密に
正の復号遅延Ｍに対してのみ可能であることを示してい
る。これは、本発明にとって何故、メモリ付デコーダＤ
ＥＣが必要なのかを示している。

前述の説明を例証するために、ここでは、パーシャルレ
スポンス多項式ｇ　（Ｄ）＝１＋Ｄに関連した、Ｐ＝２
及びＮ＝１におけるミラー・スクエアード変調コードに
対して第１図の受信器を詳細に説明する。この目的のた
めに、第５図はウッドによる前述の論文において提示さ
れているのと同じミラー・スクエアード・コードの状態
図を描写している。この図には、Ａ、Ｂ、・・・・・・
　工と指定された１０個の状態Ｓｋが含まれている。い
ずれかの瞬間Ｋにおいて、現在の状態ｆＪｋはシンボル
ａｋの制御の下で新しい状態！９　ｋ＋１へと変えられ
る。

それと同時に、２つの符号化された２値桁ｂ２に−１及
びｂ２ｋが作り出される。状態間における可能な転換は
矢印により第５図において示されている。

その矢印に沿っての注釈はａ　ｋ　：　ｂ　２−Ｌ　ｋ
　ｂ　２　ｋの形式にあって　Ｉｔ　＋　Ｉｔ及び“−
″は＋１及び−１をそれぞれ示している。

部分応答多項式ｇ　（Ｄ）＝１＋Ｄに対して、式（３）
及び（６）の信号ｃｋは１次式、すなわち：ｃｈ＝　ｂ
２ｂ＋　ｂｚｈ−１（１２）となる。上式において、イ
ンデックスには、ｃｌが２値信号ａｋのものに等しいシ
ンボル率１／Ｔを持つことを示すのに、１に代って使用
されている。パーシャルレスポンス多項式ｇ　（Ｄ）＝
１十りに関連したミラー・スクエアード・コードに対し
て今記述したデコーダ検証処理の適用は、その復号がメ
モリ長さＭ＝１及び復号遅延に＝２を持つデコーダＤＥ
Ｃに対して可能であることを示している。対応する復号
テーブル置は、２＝９のエントリを持ち、検証プロセス
の完了に際した値が表１に示されている。

表１．ミラー・スクエアード変調コードとパーシャルレ
スポンス多項式ｇ　（Ｄ）＝１＋Ｄとを持つシステムに
対する復 号テーブルＴＢＬ この復号テーブルの正しさを例証するために。

表２には、３つの引続く状態５ｈ−８，Ｓｂ及びＢ　ｋ
＋１間におけるすべての可能な転換がａｋ−２ｅＱｋ−
□及びｃｋの関連した値と一諸に示されている。表２は
１式（１２）を用いることで、第５図の状態図から簡単
に編集することができる。

る。ここから、ａ　ｋ−２は、次の復号ルール、すなわ
ち： もしもＱｋ−８＝０又はＱ　ｋ−ｌならば、ａ　ｂ−２
＝　１　　か又はａ　ｈ−ｘ　＝２　　　　　　　　（
１３）表２．すべての許容し得る転換 ｓｔ＋−０）Ｓ＋ｔ　　＞’Ｓｋ＋、に対するａｋ−１
゜Ｑ　ｂ−１及びＣ６の可能な値 表１は表２の少なくとも３つの欄と明確に適合している
。これは表１の正しさを証明している。

画表によると、ｃｋ−０＝Ｑであるときには常に。

ａ　ｋ−２＝　１である。更に＊Ｑｋ−１＝Ｑｈである
ときには常に、ａ、−、＝１である。これは、ａｋ−２
＝１に対するすべての可能性、すなわち、すべての他の
場合Ｈ，−，＝Ｑにおける可能性をカバーしていに従っ
て、メモリ長さＭ＝１及び復号遅延に＝２を持つデコー
ダによって、ｃｋから回復される。

復号ルール（１３）によるデコーダＤＥＣの回路図につ
いては後で記述する。

ミラー・スクエアード・コードに対して完全であるため
には、２つの付加的なデコーダＤＥＣが必要であること
を銘記されたい。その第１のものは、パーシャルレスポ
ンス多項式ｇ　（Ｄ）＝Ｄ十Ｄ２（すなわち、式（７）
のカテゴリ内でのパーシャルレスポンス信号ｄｈ＝　ｂ
２ｈ−２＋　ｂ２に一＊に対して）に関連し、そして次
の復号ルール、すなわち： もしもｄｋ−２＝Ｏ又はｃｌｋ−８＝０又はｄｋ−、＝
ｄｋ−１＝ｄｍならば、Ｂｋ−、＝Ｑか又はａｂ−１＝
１　　　　　　　　　　　　　（１４）を有している。

このルールは、２シンボル間隔Ｔの復号遅延にと、２シ
ンボル遅延Ｔのメモリ長さＭとを持っている。第２のデ
コーダＤＥＣはパーシャルレスポンス多項式ｇ　（Ｄ）
　＝１−Ｄ’　（ｔなわち、式（６）のカテゴリ内での
パーシャルレスポンス信号Ｃｋ”ｂ２ｋ　　ｂ２に−３
に対して）に関連し、Ｋ＝２及びＭ＝３に対して１次の
復号ルール、すなわち： もしもＱｈ−１＝Ｑｈ又はＣ，−０＝Ｑ及び（ｃｈ−２
＝Ｏ又はＱｍ：（、に−３）又はｃ、＝０ならば、６．
−２＝ｌ　　か又はａ　ｈ−＝　Ｏ（１５） るので、第３図における信号ｃ１のシンボル率Ｐ／　（
２ＮＴ）は１／Ｔとなる。前述のデコーダ検証処理を適
用することにより、デコーダＤＥＣはパーシャルレスポ
ンス多項式ｇ　（Ｄ）＝１＋Ｄ。

Ｄ＋Ｄ”及びＤ−Ｄ’に対して存在することが見られる
。これは、第１図の受信器ＲＦＣにおける過剰サンプリ
ングを避けるのに全部で４つの可能性を与える。例えば
１表３は部分応答多項式ｇ　（Ｄ）＝　Ｄ　−Ｄ’に対
する復号テーブルＴＢＩ、を示し、これは式（７）のカ
テゴリ内での部分応答信号ｄ　ｋ＝ｂ２に−１−ｂ２に
−４に関係している。

を有している。

前述の説明の第２の例示として、ここでは第１図及び第
５図に適合している受信の可能性について、３ＰＭを変
調コードに対して詳細に検討する。

このコードは、ジャコピによる論文において記述されて
いるように、Ｐ＝６及びＮ＝３を持ってい表３．３ＰＭ
コードに対するＤ−Ｄ’復号テーブル 表３によると、いずれかの瞬間にその復号プロセスに含
まれるのは、３つの３値シンボルｄ□−２゜ｄ３ｔ−１
及びｄ３１のみである。これは、ジャコビイによる前述
の論文において詳述されているように、。

従来技術による３ＰＭに対してその過剰標本化される受
信器でのプロセスに含まれている７つの２値桁に匹敵す
る。表３についての正確さや、部分応答多項式ｇ　（Ｄ
）　＝Ｄ＋Ｄで、ｇ（Ｄ）＝１−Ｄｌ及びｇ　（Ｄ）　
＝Ｄ−Ｄ’に対する復号テーブルについては、簡素化の
ために、その証明及び提示を省略する。３ＰＭに対する
デコーダＤＥＣは表３の復号テーブル及び後で記述する
第７図の復号回路に基づいて容易に実施できよう。

前に記述し且つシーゲル及びジャコビイによる論文にお
いて述べられている変調コードに対して。

表４は、更に別な例として、完全復号の可能な部分応答
多項式ｇ　（Ｄ）を、その必要とされるデコーダＤＥＣ
のメモリ長さＭと復号遅延にと一諸に示している。

表４．前述の各種変調コードに対して適用可能な部分一
応答多項式 その復号テーブル及びそれらの妥当性については簡素化
のために省略する。

第６図は本発明による受信器の第２のブロック図を示し
ている。第６図の受信器ＲＦＣにおいて、再構成回路Ｒ
Ｃは、Ｋがシンボル率Ｔにおいて示されるその検出遅延
を表わすものとして、２値信号ａｈの評価値ａａｋ−ｋ
を形成するメモリ付検出器ＤＥＴを含んでいる。丁度第
１図におけるのと同様に、サンプラＳＭＰはシンボル率
Ｐ／　（２ＮＴ）において動作し、等化層ＥＱはその標
本化された出力信号を式（７）のカテゴリにおける信号
ｃ１のうちの１つにできるだけ似せることができるよう
に構成されている。前と同様に、信号ｃ１としては、ａ
　ｋ−にの完全な再構成が少なくとも原理的に可能なも
のを選択する必要がある。適当な部分応答多項式ｇ　（
Ｄ）は１例えば、前に記述したデコーダ検証処理を使用
することで決定でき、実際に興味のある幾つかの２値変
調コードに対しては表４に示されている。雑音や残留の
符号間干渉のような付加的な妨害がない場合、等化層Ｅ
Ｑの標本化された出力信号２□はその選択された信号Ｃ
１に等しい。更に、この信号ｃ１は、完全に周知の方法
において、２値信号ａ、に依存している。この依存性は
、ｃｏの開平に対するすべての可能性を、変調コードの
状態変数及び２通信号ａｋの引続く桁の関数として推定
している格子図を用いて説明できる。かかる格子図の構
成は一般に知られていて１例えば、１９７３年発行、　
Ｊｒ、、　Ｐｒｏｃ。

ＩＥＥＥ、Ｖｏｌ、６１．ページ２６８〜２７８゜Ｇ、
Ｄ、フォーネイによる“Ｔｈｅ　ＶｉｔｅｒｂｉＡ１ｇ
ｏｒｉｔｈｍ″′という論文において記述されている。

かくして、２値信号ａｈの検出き、Ｃ□の悪化された形
式２工に基づいたその格子図を通した通路の評価として
解釈される。この評価問題に対する効果的な解決法は一
般に知られていて、通常では、倒えば、フォーネイによ
る論文において記述さ才しているようなダイナミック・
プログラミング技術の使用を含んでいる。こうした及び
同様な技術に基づいて検出器ＤＥＴを構成することは原
理的に簡単であるので、その可能性についての記載は省
略する。しかしながら、かかる検出器ＤＥＴは、復号遅
延Ｋを必然的に導入し、そのために、ＭＦＭ変調コード
に対する第３図の受信器におけるメモリなしの検出器と
対照区別して、本発明の要件に従ったメモリを持ってい
る。

完全さのためには、幾つかの変調コードをＰ及びＮの独
特の値に割り当てないことが必要である。

これは１例えば、Ｐ＝２及びＮ＝１を持つようなシーゲ
ルによる前記論文において記述されているＦＭ変調コー
ドに対して当てはまる。このコードにおいて、２つ目ご
との２値符号化された桁１）２に＋ｉは丁度、その直前
の桁ｂｚｋの逆数である。

ｂ２にとｂ　２ｈや、との間におけるこの比例関係がチ
ャネルＣＨＮの動作の１部と見做されるときでのＦＭコ
ードはＰ＝、１及びＮ＝１を持つものとしても記述でき
るので、従来の偶数受信器は、シーゲルによる前記論文
においても簡単に論議されているように、全体としてシ
ンボル率１／Ｔにおいて動作する。この後者の記述に対
して、Ｎ／Ｐは、１になり、本発明の要件Ｎ／Ｐ＜＝２
　ｌｏｇ　（３）／２＝０．７９２４８を満たさない。

かくして、本発明は、Ｎ／Ｐ＞２　ｌｏｇ　（３）　／
　２のようにパラメータＮ及びＰにより描写されるとき
のＦＭのようが２値変調コードをカバーしない。

実際問題として、式（４）のインパルス応答ｇｎは第２
図におけるチャネルＣＨＮのインパルス応答の標本化さ
れた形式に厳密に似ており、そして雑音は重大な問題で
ない。かかる場合において、第１図及び第６図のシステ
ムにおける等化層は本質的に不必要となり、第１図及び
第６図ではその機能的態様を指定しているという事実に
もかかわらず、実際には省略しても良い。

さてここでは、Ｐ＞１の変調コードに対していずれかの
受信器において生じる同期化の問題について述べる。第
２図及び第３図に示されているような従来の受信器ＲＦ
Ｃに対して、サンプラＳＭＰにおけるサンプリングが誤
った相において行われる場合には、例えばＭＦＭ変調コ
ードに関してシーゲルによる論文において記述されてい
るように、デコーダＤＥＣは一般に正しい決定を行えな
い、これと同じ問題は１本発明による第１図及び第９図
の受信器においても生じる。ここで。

大きさＮＴ／Ｐのサンプリング位相誤差は、式（６）の
Ｃ工よりはむしろ、式（７）による信号ｄ□の評価値を
等化層ＥＱに作り出させる。更に、Ｐのパーシャルレス
ポンス桁ｃ１（偶数のＰに対してはＰ／２桁）のブロッ
クに対する復号はブロック状に生じるので、仮りにサン
プラＳＭＰが正しいサンプリング位相において動作する
としてさえ、そこには、誤った語同期に対するＰ−１回
（偶数のＰに対してはＰ／２−１回）の可能性がある。

こうした２つの問題（このうち、後者の問題は、実用上
、Ｐ＝２に対して存在しない）には、同期化機構が必要
である。サンプリング位相同期を獲得するは、２つの可
能なサンプリング位相のうちの１つのみにおいて生じる
パーシャルレスポンスパターンを検出する必要がある。

かかる特徴的パターンは前に述べたすべての変調コード
に対して存在するが、ここでは簡略化のために提示して
いない。特に、Ｐの小さな値に対して、特徴的パターン
は短くなって、頻繁に生じる傾向がある。

従って、それらの存在の検出は比較的簡単であり、使用
しているサンプリング位相が正しいのか又は誤っている
のかはすばやく確かめることができる。

他方、大きなＰに対して、特徴的パターンはかなり長く
なりそして頻繁には生じなくなる傾向にある。このこと
は、特徴的パターンに基づいた同期を比較的複雑にし且
つ緩慢にする。

同期についての一暦有望な方法としては、実際のデータ
伝送のスタートに先立って適当なプリアンプルを伝送す
ることである。例えば前述の（２゜７）変調コードに対
して、オールＯ信号ａｋの誤ったサンプリング位相にお
ける受信は、すべての適用可能なパーシャルレスポンス
に対して形式・・・・０１０１０１０１０・・・・・・
の復号された信号を生じさせる。同様にして、オール１
の信号ａｋは。

実際のデータから容易に区別できるパターン・・・・０
１０００１０００１０・・・・・・どなる、かくして、
符号化されたオール０又はオール１のパターンの形式に
おけるプリアンプルは、迅速で且つ簡単な同期を可能に
する。これと同じ技術は前に述べたＭＦＭ及びミラー・
スクエアード・コードに対しても使用できる。ここで、
オール０及びオール１の信号ａｋの符号化された形態は
Ｔ／２の位相差まで同一である。かくして、誤ったサン
プリング位相は、適用されるパーシャルレスポンス多項
式ｇ　（Ｄ）とは無関係に、復号に際して符号化された
零のプリアンプルをオール１の信号へと変換し、その逆
も信なりである。この性質は幾つかのシンボル間隔内で
の同期に対して、ハードウェアに対する適当な費用にお
いて利用できる。前に述べた３ＰＭコードに対しては、
期間３（すなわち、３ＰＭの語長Ｎ）を持つ周期的デー
タパターンａｋの符号化された形式がプリアンプルとし
て使用できる。正しいサンプリング位相において受信が
生じるとき、その周期性は客語の始まりを判定するのを
容易にする。誤った位相では、符号化されたものから明
確に異なる復号されたデータパターンが出現することに
なる。この必要条件を満足するパターンはすべての部分
応答多項式ｇ　（Ｄ）及び問題のサンプリング位相に対
して存在するが。

ここでは簡素化のために提示していない。

前述の説明を例示するために、第７図は、第１図におけ
る受信器ＲＦＣでの再構成回路ＲＣに対するデコーダＤ
ＥＣがいかにして、上述のデコーダ検証処理でもって決
定されるようなテーブルＴＢＬを使用して構成されるの
かを示している。

第７図のブロック図において、Ｃ工に関する３値決定ｃ
ｃ１はシンボル率Ｐ／　（２ＮＴ）においてクロック駆
動されるＭ段のシフトレジスタＳＲへと印加されるので
、信号ＱＣ□の正確にＰ個の新しいシンボルは、２Ｎシ
ンボル間隔Ｔごとにシフト・レジスタＳＲに入る。シフ
トレジスタＳＲの引続く段の出力は、２Ｎシンボル間隔
Ｔのかかる期間ごとに一度、広い（Ｍ＋１）ビットのバ
ッファへとラッチされて、それにより、テーブルＴＢＬ
に対するアドレスとして作用するバッファ出力ベクトル
、すなわち： ｃｃ、＝［ｃｃ＋ｐ−ｓ＋　　・・−、ｃｃｔｐ］　　
　　（１６）を得ている。式（１６）において、整数イ
ンデックス１についての１つのインクリメントは２Ｎシ
ンボル間隔Ｔの時間インクリメントに対応している６ア
ドレスＱＱｔによって指定された場所におけるテーブル
から読み出された成分 ａ　ａｚｉＮ−ｚＮ＋、−に＋　”””＋　ａ　ａｚｌ
Ｎ−にを持つベクトルａａｒは選択回路ＳＥＬへと印加
される。引続く瞬間Ｋにおいて、この回路は、シンボル
率１７Ｔにおける出力信号ａａｈ−ｈを形成するために
ａａ＋の引続く成分を選択する。シフトレジスタＳＲ，
バッファＢＵＦ及びテーブルＴＢＬはすべて３値シンボ
ルにおいて動作する。このために、第７図のデコーダＤ
ＥＣは３値ロジツクを用いて構成されるのが望ましいが
、例えば各３値シンボルを２ビツトで表わすことにより
、２値ロジツクを使用しても良い。

前にも説明したように、Ｐがいずれかの偶数値の場合、
第７図のデコーダＤＥＣは、シフトレジスタＳＲの出力
を２Ｎシンボル間隔ＴよりはむしろＮごとに一度バッフ
ァＢＵＦへとラッチすることにより簡単になり、それに
より、ベクトルａａｌの成分数を半分にできる。更に、
Ｐ＝２及びＮ＝１に対して、ベクトルａａｒはスカシａ
　ｋ−にへと縮退するので、選択回路ＳＥＬが省略でき
る。

第７図のデコーダは一般に本発明によるシステムにおい
て応用されるけれども、時には、その復号作用を信号ｃ
１−＋、・・・・・、Ｃ工に基づく論理動作において指
定することもできる。ここでは、デコーダＤＥＣを簡単
に履行する可能性について、ミラー・スクエアード・コ
ードと、部分応答多項式ｇ　（Ｄ）＝１＋Ｄと、式（１
３）の復号ルールを持つデコーダとを用いた前述のシス
テムに対して説明する。復号ルール（１３）によるデコ
ーダＤＥＣの回路図は第８図に示されている。デコーダ
ＤＥＣのシンボル率１／Ｔにおける３値信号ＣＱｈは１
つのシンボル間隔Ｔの遅延を導入する遅延素子Ｄ１へと
印加される。前記遅延素子Ｄ１の出力信号ｃｃｈ−８は
、ＱＣｋとＣＣｋ−１とが等しいか、さもなればＯであ
るときにその２値出力信号Ｘ、が１に等しい比較器ＣＰ
ＩにおいてＣＣｋと比較される。第２の比較器ＣＰ２は
ＱＱｋ−１を固定値０と比較する。結果的信号ｙｋは、
ＱＱｋ−０がＯに等しいときに１、さもなればＯである
。Ｘｋ及びｙｋに関して動作する論理的な″論理和ゲー
ト”ＯＲは最終的に２値信号ａ　ｋ−３に関する決定ａ
ａｋ−ｚを作り出す。

〔発明の効果〕

本発明は、前に説明したように受信器ＲＦＣの動作速度
を下げることの外に、伝送品質を改善できることに魅力
がある。これを例示するために、第９図は、前述のミラ
ー・スクエアード変調コードと、ベルグマンスによる前
記論文において記述されているような２という比較的高
い正規化された情報密度におけるディジタル磁気記録を
特徴とするチャネルＣＨＮとを持つシステムに対する模
擬実験によって得られたビット・エラー特性を描写して
いる。第９図において、長方形でもって示す曲線は第２
図による従来の受（ｉ器ＲＦＣに関係し、三角形でもっ
て示す曲線は第１図に示されているような本発明による
受信器ＲＦＣに関係している。本発明による受信器ＲＦ
Ｃはパーシャルレスポンス多項式ｇ　（Ｄ）＝１＋Ｄに
基づき、そして第８図のデコーダＤＥＣを使用し、その
性能は従来の受信器に比較してはるかに優れている。

【図面の簡単な説明】

第１図は、検出器とメモリ付デコーダとからなる再構成
回路を持つ本発明による受信器のブロック図を示し； 第２図は従来での被過剰標本化受信器を持つデータ伝送
システムの機能モデルを示し；第３図は従来のＭＦＭ変
調コードのための受信器のブロック図を示し： 第４図は復号ルールを検証するためのシステムのブロッ
ク図を示し； 第５図はミラー・スクエアード・コードの状態図を示し
； 第６図はメモリ付検出器からなる再構成回路を持つ本発
明による受信器のブロック図を示し；第７図は本発明に
よるデコーダのブロック図を示し； 第８図は本発明によるミラー・スクエアード・コードに
対するデコーダの回路図を示し；第９図はミラー・スク
エアード・コードを使用しているシステムのための第１
図及び第２図の受信器のビット・エラー特性を示し； 全面図において、対応する要素は同じ参照記号により示
されている。 ５Ｕθ７ 第５目 輩乙圀 第 華、５′目

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、データ送信器からの２値信号を、符号間干渉のある
   チャネルを通してデータ受信器へと伝送するためのシス
   テムであって、前記データ送信器が、Ｐ及びＮを、Ｎ／
   Ｐ≦２ｌｏｇ（３）／２＝０．７９２４８として規定さ
   れる正の整数として、所定のシンボル率１／Ｔにおける
   ２値信号をシンボル率Ｐ／（ＮＴ）における符号化され
   た２値信号へと変換するスライディング・ブロック・エ
   ンコーダを含み；前記チャネルが符号間干渉と雑音とを
   その符号化されたデータ信号へと導入し；前記データ受
   信器が縦続接続されている等化器と、サンプラと、その
   ２値信号をシンボル率１／Ｔにおいて再構成するように
   作用する再構成回路とを含んでいるシステムにおいて：
   前記再構成回路はメモリ付デコーダに縦続接続されてい
   る検出器からなる一方、前記等化器、サンプラ及び検出
   器はシンボル率Ｐ／（２ＮＴ）における３値信号を検出
   するように配列されていることを特徴とする２値信号伝
   送システム。 ２、前記メモリ付デコーダが、シンボル率Ｐ／（２ＮＴ
   ）においてクロック駆動されるシフトレジスタと、長さ
   ２ＮＴの引続く間隔中に前記シフトレジスタの所定数の
   Ｍ個の引続く段の出力を記憶するバッファと、そのエン
   トリが２値信号の２Ｎ個の引続く桁の評価値である前記
   バッファの内容によってアドレス指定されるテーブルと
   、引続きアドレス指定されるテーブルエントリからデー
   タ率１／Ｔにおけるデコーダ出力信号を形成する選択手
   段とを含んでいることを特徴とする請求項１記載の２値
   信号伝送システム。 ３、整数Ｐを偶数と仮定し、前記メモリ付デコーダが、
   シンボル率Ｐ／（２ＮＴ）においてクロック駆動される
   シフト・レジスタの所定数のＭ個の引続く段の出力を記
   憶するバッファと、そのエントリが２値信号のＮ個の引
   続く桁の評価値である前記バッファの内容によってアド
   レス指定されるテーブルと、引続きアドレス指定される
   テーブルエントリからデータ率１／Ｔにおけるデコーダ
   出力信号を形成する選択手段とを含んでいることを特徴
   とする請求項１記載の２値信号伝送システム。 ４、データ送信器からの２値信号を、符号間干渉のある
   チャネルを通してデータ受信器へと伝送するためのシス
   テムであって、前記データ送信器が、Ｐ及びＮを、Ｎ／
   Ｐ≦２ｌｏｇ（３）／２＝０．７９２４８として規定さ
   れる正の整数として、所定のシンボル率１／Ｔにおける
   ２値信号をシンボル率Ｐ／（ＮＴ）における符号化され
   た２値信号へと変換するスライディング・ブロック・エ
   ンコーダを含み；前記チャネルが符号間干渉と雑音とを
   その符号化されたデータ信号へと導入し；前記データ受
   信器が縦続接続されている等化器と、サンプラと、その
   ２値信号をシンボル率１／Ｔにおいて再構成するように
   作用する再構成回路とを含んでいるシステムにおいて：
   前記再構成回路はメモリ付検出器からなる一方、前記等
   化器及びサンプラはシンボル率１／Ｔにおける本質的に
   ３値の検出器入力信号を形成するように配列されている
   ことを特徴とする２値信号伝送システム。