CN106105075B - 在网络中传送数据符号的方法和系统 - Google Patents

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Abstract

一种方法和系统在非相干多输入多输出(MIMO)双选择性信道中实现可靠的无线通信。该方法利用多维基扩展模型(BEM)、判定重排序、以及固定数量的尚存的候选使用格拉斯曼空时频块码和迭代的广义似然比检验(GLRT)。根据码长度和调制字母的大小，非相干MIMO均衡器的计算复杂性变成线性的。使用最坏情况信道统计或瞬时信道状态优化码本、字母大小、比特标记以及块功率。该方法可以使用来自错误校正码的软信息反馈，诸如低密度奇偶校验码以提高性能。

Description

在网络中传送数据符号的方法和系统
技术领域
本发明总体上涉及数字通信，并且更特别地，涉及通过无线通信信道发送高速数据。
背景技术
在无线通信中，双选择性信道(doubly-selective channel)遭受时变多径衰落，这在采用多载波传输方案时导致载波间干扰(ICI)和符号间干扰(ISI)。这在具有移动收发器的宽带无线网络(例如，在通信实体的速度可以很大并且将造成无线信道的快速变化的车辆通信网络和毫米波蜂窝网络)中尤其是问题。自适应均衡和导频符号通常用于补偿这些衰落效应。然而，考虑到有限的射频资源，导频符号降低了频谱效率和数据传输速率。此外，导频符号仅对较慢的衰落信道有效。由于ISI和ICI的存在，在双向选择性衰落信道中，用于获得信道状态信息(CSI)的信道估计更加困难。
包括差分调制在内的若干传输数据格式可以用于不依赖于任何导频的非相干通信。这样的调制格式对时间选择性慢衰落信道或频率选择性衰落信道均工作良好。然而，对于时域和频域二者中的高选择性衰落(即，双选择性衰落)，常规的非相干传输方案显著下降。
基扩展模型(BEM：basic expansion model)被用于近似单选择性衰落信道。基于预期和最大化(EM：expectation-and-maximization)过程，BEM用于迭代半盲均衡器。在纠错码(ECC)的帮助下，BEM能够实现具有相对较少数量的导频符号的准非相干通信。然而，该技术仍依赖于导频符号和ECC软判定反馈，并且在双选择性衰落信道上的纯非相干通信中工作而没有任何导频符号的技术是未知的。
无线通信中的另一重要技术是降低信道同时在所有分集支路上深度衰落的可能性的空间、时间和频率分集技术。已证实了使用多个发送和接收天线进行空间分集或复用的多输入多输出(MIMO)技术可以显著提高通信可靠性或信道容量。对于先进的无线电通信，大多数收发器通常配备有多个天线以实现MIMO增益。
对于MIMO平坦衰落信道上的非相干通信，理论上显示格拉斯曼流形上的正交空时块码(STBC)能够实现信道容量。然而，由于较强的ISI和ICI，STBC对非相干MIMO双选择性衰落信道的表现不佳。由于ISI和ICI造成严重的误码平层，最大频谱效率受到严重限制。
发明内容
本发明的实施方式提供了一种用于经由经受时变衰落和多路径延迟的多输入多输出(MIMO)双选择性信道的无线通信的方法和系统。实施方式实现了完全不依赖导频符号的非相干MIMO通信。实施方式使用多维基扩展模型(BEM)以应对双选择性衰落信道，和基于广义似然比检测(GLRT)的线性复杂盲均衡。
在一个实施方式中，具有BEM的GLRT盲均衡被扩展至利用信道统计的最大似然(ML)盲均衡。时域选择性由勒让德多项式基来表示，并且频域选择性由傅立叶基来表示。实施方式还使用格拉斯曼时空频率块码(STFBC)和软判定反馈盲均衡。根据信道统计，设计差分STFBC的一些不同的映射方案。为了抑制接收器中的错误传播，通过GLRT或ML盲均衡自适应地优化判定时序。
本发明的一个实施方式使用了来自诸如低密度奇偶校验(LDPC)码的前向纠错(FEC)码的软信息反馈以提高性能。在另一实施方式中，利用变化的功率分配和随时间或频率的调制电平使用差分酉STFBC以进一步抑制错误传播。考虑到典型的、最坏情况、或瞬时信道统计，针对ISI和ICI调节星座和标记。
附图说明
[图1]
图1是本发明的方法的流程图，其是根据本发明的实施方式的双选择性衰落MIMO信道上的非相干通信的示意图。
[图2]
图2是根据本发明的实施方式的用于双选择性衰落信道的盲均衡的过程的流程图。
[图3]
图3是根据本发明的实施方式的使用傅立叶勒让德基函数的多维BEM的示意图。
[图4]
图4是根据本发明的实施方式的判定定序的示意图，其中，基于BEM外推法由预期的SINR确定下一均衡块的。
[图5]
图5是根据本发明的实施方式的用于ISI/ICI感知块码本设计的过程的流程图。
[图6]
图6是根据本发明的实施方式的基于具有用于较低和较高SNR情况的多达6.5bps/Hz的优化参数的大小为2x2的两个旋转矩阵的酉星座的示意图。
[图7]
图7是根据本发明的实施方式的具有优化参数的网格编码酉星座的示意图。
[图8]
图8是根据本发明的实施方式的基于贪婪集合划分的标记优化以及基于梯度更新的星座细化的示意图。
[图9]
图9是根据本发明的实施方式的STBC、SFBC和STFBC的示意图，其中，沿着时域和频域中的不同顺序执行差分编码。
[图10]
图10是根据本发明的实施方式的非均匀星座和功率分配以减轻ISI、ICI及判定错误传播的示意图。
具体实施方式
系统和方法概述
如图1所示，本发明的实施方式提供了一种用于经由经受时变衰落和多路径延迟的非相关MIMO双选择性信道的发送器100与接收器150之间无线通信的方法和系统。时变衰落造成载波间干扰(ICI)，而多路径延迟造成符号间干扰(ISI)。即使对于收发器极速移动的情况(例如，在高速列车和飞机中携带的移动电话)，该系统也能够发送高速数据。
发送器100中的编码器使用纠错码(ECC)115对数据符号101的序列进行编码110以产生编码的数据符号111。编码器可以使用容量接近(capacity-approaching)的前向纠错(FEC)码，例如，低密度奇偶校验(LDPC)码、turbo码、重复累积码、或其它类似码。针对对延迟要求严格的情况，可应用诸如BCH码、雷德密勒码(Reed-Muller)以及里德-所罗门(Reed-Solomon)码的短长度FEC码。
编码的数据符号通过格拉斯曼块码125被逐块地调制120至射频(RF)信号121。块码可包括酉空时块码(STBC)、酉空频块码(SFBC)、或酉空时频块码(STFBC)。块码还可包括准酉β分布式空时调制，并且可以与网格编码级联。这些块码可以实现不需要导频符号的非相干通信。因此，可以避免来自导频插入开销的频谱效率损失。尽管如此，一些离散的导频符号还可被插入以提高性能。为了抑制ISI的影响，可使用多载波正交频分复用(OFDM)。为去除块间干扰，我们可使用循环前缀或补零保护间隔。可同时应用具有功率和速率优化的其他预编码和滤波。RF信号经由双选择性信道140发送至接收器150。
接收器使用具有多维基扩展模型(BEM)的广义似然比检验(GLRT)165来检测160来自所述信道的输出161。输出170被解码170以再生数据符号。对于LDPC码，用于置信传播的解码被使用。重复检测和解码直至达到(Y)终止条件180。终止条件可基于数据似然度的收敛，或预定数量的迭代。
详细说明
非相干双选择性MIMO信道
当收发器快速移动时，无线信道的状态可在很少时间迅速变化以造成时间选择性衰落和ICI。此外，由于多路径延迟，宽带信号传输经受ISI，这造成了频率选择性衰落。双选择性无线通信信道经受ISI和ICI二者。为了避免深度信号衰落，在时域和频域上使用分集技术。为了利用空间分集的益处，除了时间和频率分集的域，收发器可配置有多个天线，例如，M个发送天线和N个接收天线，其中，M和N的值是等于或大于二的整数。本发明还适用于单天线系统，即，M＝N＝1。
为了实现非相干通信，根据本发明的实施方式，发送器发送具有精心设计的调制格式的数据，包括差分酉空时调制(STM)的格拉斯曼STBC/SFBC/STFBC。因为实施方式可实现全非相干通信，不需要用于信道状态信息(CSI)采集的导频符号，但导频符号可以是可选的。
膨胀块GLRT盲均衡
图2示出了根据本发明的一些实施方式的非相干MIMO均衡方法的示意图。在接收器处，通过扩展判定符号长度依次执行多符号检测。利用格拉斯曼块码125，根据多维傅里叶勒让德BEM，扩展220块码副本210。根据可用的CSI 202，选择基函数的数量。CSI可包括信噪比(SNR)、功率延迟分布(PDP：power delay profile)、以及最大多普勒频率。该方法不需要确切的CSI，但是最坏情况考虑了最大可能的收发器速度、最小可能的SNR等。
利用多维BEM，接收到的信号可以通过
表示，
其中，Y是KxN接收信号矩阵，B是KxDK基扩展矩阵，是克罗内克尔(Kronecker)矩阵积，I是单位矩阵，X是KxM发送信号矩阵，H是DMxN扩展信道矩阵，W是KxN加性高斯噪声矩阵，K是块长度，而D是用于多维BEM的基函数的数量。
因为不需要导频符号，信号矩阵H是未知的，并且接收器不能获得瞬时的CSI。代替获得信道矩阵H，通过GLRT将接收到的信号投射230至基扩展的码字的准零空间上，对所有可能的码字进行似然比检验。更精确地，实施方式使用从接收的信号Y搜索最可能的STFBC信号X而没有信道矩阵H的基扩展的GLRT检测为
其中，C是可能的STFBC码字的集合，并且是共轭转置运算符。当精确信道统计可用时，可以改善零空间以与噪声方差和信道斜方差的特征值广义归零。
若干个可能的候选240被反馈以用于均衡下一个选择的判定符号250。对所有成对的过去尚存的候选和下一符号进行均衡处理。这里，将被检测的下一符号可以被适应性地选择，其中，符号的有效ISI/ICI较低。该判定定序处理可以通过防止判定错误传播来提高性能。该方法重复直到终止。
这些实施方式提供一种通过逐渐增加块大小的连续扩展和利用被保留为M算法的残存者(例如，来自具有减小的复杂性网格解码器的软输出M算法(SOMA))的可能的候选符号的基扩展来将复杂性减小为线性序的方法。通过使用T算法，候选的数量也可以自适应地设置有阈值。T算法是用于数字数据传输中的序列估计的广度优先网格解码。扩展可以在具有或没有前向纠错(FEC)的若干块上迭代。
多维BEM
可以通过提供信道自相关矩阵的主导特征向量的卡-洛变换(KLT)基来给出最优基向量。
图3示出了为双选择性衰落信道产生具有勒让德傅里叶基的多维时频BEM 220的基函数的示意图。根据多普勒频谱和延迟频谱，信道随时间和频率变化。关于时间和频率的自相关函数可以分解成时域自相关和频域自相关301。
使用分解的自相关函数的KLT 301，多维时域基础303变成离散的勒让德多项式基，而频域基是离散的傅里叶(指数)基。离散的勒让德多项式基被应用到相当快速的衰落信道(即，通过块长度归一化的10％以下的最大多普勒频率)，而勒让德基被修改为正弦基以用于极快速的衰落信道。考虑到空间自相关，多维BEM还可处理由视距信道或天线耦合造成的空间相关性。
时域基(勒让德多项式基)用于处理ICI。为获得ICI信道矩阵，在时域上的勒让德多项式基经由离散的傅里叶变化被变化到频域。对于被块长度归一化的多普勒频率小于10％的大多数情况，2-基扩展就足以减小ICI。为减小ISI，附加的几个傅里叶基函数用作多维BEM矩阵B。
检测定序
图4示出了沿着作为下一符号检测器250的膨胀的GLRT盲均衡检测定序410的示意图。该附图示出了根据子载波频率402的信号的功率401。在做出GLRT判定430之后，多维BEM外推420可以估计经受ICI 140的出块子载波405的预期SINR。
该实施方式提供了通过比较450预期SINR 451至452(例如，SINR1>SINR2)来选择最佳子载波以检测下一个的方法。当较低的子载波处的SINR高于较高的子载波(Y)处的SINR1时，GLRT增加(膨胀)461块长度以检测较低的子载波。相似地，如果SINR2较高(N)，该较高的子载波被膨胀462。检测定序可以减轻判定错误传播并且可以减小需要的残存者。
预编码
一个实施方式在RF传输之前使用预编码。为了减小ISI，可以使用离散的逆傅里叶变换作为OFDM著名的预编码矩阵。还可应用具有单位矩阵预编码器的时域单载波传输以及诸如小波预编码器或阿达玛(Hadamard)预编码器的任何其它多音频传输。本发明的方法还可进一步适应预编码矩阵，从而当统计的CSI已知时，通过梯度法最小化总ISI和ICI。
利用足够长的循环前缀(CP)，OFDM可以使频率选择性衰落信道变换为用于每个子载波的多频率平坦衰落信道。子载波信道关于频率的波动是傅里叶(指数)基函数的叠加。ICI通过勒让德多项式基建模。因此，傅里叶勒让德基扩展可以共同地建模ICI和ISI信道。
ISI/ICI感知码本设计
如图5所示，实施方式提供了构建用于基扩展的GLRT的格拉斯曼码本125以使得基扩展的码字是满秩以最大化分集增益的方法。图5中的示意图示出了用于高度分散的双选择性衰落信道的码本设计过程500。按照诸如指数映射、凯莱(Cayley)变换、运算符雷德密勒(Reed-Muller)、β-分布型随机方法、以及酉旋转502的高阶差分酉空时星座编码501设计码本。通过考虑成对码字距离，使用梯度过程310数值优化和细化码本：
其中，“tr”是迹，并且“det”是用于较低SNR和较高SNR的行列式。为了优化具体SNR处的码，码应该具有的最大度量
tr+ρdet
其中，tr是上述的迹度量，det是行列式度量，并且ρ是SNR。
这里，矩阵A包含基扩展的信道矩阵H的特征值。通过考虑具有最大的多普勒频率和功率延迟分布的典型双向选择性信道，可以预先计算特征值。矩阵A在设计阶段完美地匹配精确信道统计不是必要的。为了提高性能，通过从发送器反馈CSI统计505，可以动态地适应码本。统计可以是最坏的情况、典型的、或瞬时的。
在梯度星座细化后，指示如何映射数字比特在每个高维星座的标记调整520通过数值模拟退火被优化以最小化错误概率限。星座更新和标记优化迭代直到收敛。
优化的码本被映射至空时频域维度。本发明的方法利用非均匀字母大小540和非均匀功率分配530优化了块指派。为奇数和偶数索引的子载波指派不同的字母大小和功率可以通过防止错误传播和通过最小化用于连续GLRT检测的ICI和ISI来提高性能。在第一子载波处向块码分配较高功率并逐渐减小功率也可以防止错误传播。
酉旋转码
图6示出了用于2天线传输的酉旋转码501的示意图。根据下式，2x2酉矩阵的两个集合用于产生第K的星座Xk601：
其中，参数k1、k2和Q被优化以针对不同的频谱效率最大化迹度量的码字距离或行列式度量的码字距离。为0.5bps/Hz至6.5bps/Hz以及为较低和较高的SNR情况列出优化的参数602。针对不同的信道条件和接收天线的数量，参数可以不同。参数k1、k2和Q也可以是非整数。酉旋转码生成2x2酉矩阵码字，其条目可以被视为一些相移键控(PSK)信号603的叠加。
使用延迟701和酉码星座索引702，旋转码可以被延伸至如图7中所示的网格编码的酉星座，其中，通过数据和延迟的数据选择酉星座。该卷积结构分配必要的存储器以增加沿着网格图的码字距离。存储器大小取决于约束长度，即，使用了多少延迟数据。对于约束长度为2的情况，在图7中，为0.5ps/Hz至4.0ps/Hz列出703了优化参数k1、k2和Q。网格编码对减轻ICI和ISI的影响是有效的。膨胀的GLRT均衡适合于解码网格编码酉星座，这是因为计算复杂性不由于M算法而增加。
标记和星座优化
图8示出标记调节520和梯度星座细化510的示意图。鉴于格拉斯曼或酉星座，计算810成对错误概率以获得联合界。联合界的表由特征值分解820分解以优化星座的比特指派。主导特征向量可以表示最优的集合划分830以用于标记高阶和高维STFBC。
可以通过以梯度更新840修改星座点来补偿联合界表中的最差的一对。这可以创建非酉星座，而比特误码率可以通过准酉调制被最小化。
图9示出了在空间901、时间902以及频率903上映射酉星座的示意图。一个实施方式使用了差分SFBC 905，其中，差分编码被应用于沿着频域的邻近的子载波。可使用差分STBC，其中，沿着时域进行差分编码。STFBC 920可以以任何顺序利用所有可能的空间、时间和频率。可以根据信道统计，即，关于时间和频率的自相关函数优化洪泛顺序930。该实施方式不需差分编码，但是需要格拉斯曼流形约束(即，空间正交和唯一区分)。
非均匀功率分配和星座指派
图10示出了根据子载波频率1002的ICI感知功率1001分配1000以解释图5的非均匀功率分配530和非均匀星座指派540的示意图。一个实施方式使用齿稀疏的功率分配1005以减轻ICI 1010的影响，为此，检测首先针对较高的功率子载波发生。另一实施方式使用功率递减分配1015，使得最小化判定错误传播1020并且优化整体性能。另一实施方式针对高阶子载波1030使用非均匀功率分配和比特加载1025。
考虑到信道统计(不必是瞬时信道)，可以为每个子载波优化星座大小和功率。为了保持整个频谱效率，比特的平均数不改变。本发明可以适用于在光通信中和在无线电通信中的任何信道。

Claims (17)

1.一种用于在网络中传送数据符号的方法，该方法包括：
由发送器使用用于非相干传输的块码的调制经由信道向接收器发送数据符号；以及
检测所述信道的输出作为接收到的信号，其中，所述检测使用具有软入软出空时频基扩展的广义似然比检验以再生所述数据符号，其中，使用多维基扩展模型；
所述方法还包括：
使用所述软入软出空时频基扩展对所述信道建模，以表示由于多路径延迟造成的符号间干扰和由于时变衰落造成的载波间干扰；以及
通过主导的卡-洛变换基向量接近所述信道，其中，能够在时域上使用勒让德多项式基，并且能够在频域上使用傅里叶基。
2.根据权利要求1所述的方法，该方法包括以下步骤：
在所述发送器中编码所述数据符号以为前向纠错产生编码的数据符号；
使用用于分集的空时频块码来调制所述编码的数据符号；
使用循环前缀预编码所调制的信号；
使用带通滤波器过滤所调制的信号以产生射频信号；
经由所述信道向所述接收器发送所述射频信号；
将所述输出解码以再生所述数据符号；以及
迭代所述检测和解码，直至达到终止条件。
3.根据权利要求2所述的方法，其中，所述信道是经受时变衰落和多路径延迟的双选择性衰落信道，并且使用非相干技术。
4.根据权利要求2所述的方法，其中，从由酉空时块码、酉空时频块码、差分空时频网格块码、格拉斯曼块码以及非酉β-分布式酉空时块码组成的组选择所述块码，使得所述接收器能够检测所述数据符号而没有明确地根据经由所述信道发送的导频符号来估计所述信道。
5.根据权利要求2所述的方法，其中，从由低密度奇偶校验码、turbo码、重复累积码构成的组选择所述前向纠错。
6.根据权利要求2所述的方法，其中，所述解码使用置信传播或线性编程迭代。
7.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括：
预编码所述数据符号，其中，从由用于正交频分复用的离散的逆傅里叶变换、用于单载波传输的单位矩阵、用于多音频传输的小波变换以及Hadamard矩阵组成的组选择预编码矩阵。
8.根据权利要求1所述的方法，该方法还包括：
使用梯度过程来优化所述块码；
通过反馈来自所述发送器的信道状态统计来动态地自适应所述块码；
在空时频域上改变调制级，使得在典型的或最坏情况的信道统计上最小化所述载波间干扰和所述符号间干扰；以及
改变块传输功率，使得干扰被最小化。
9.根据权利要求2所述的方法，该方法包括用于线性复杂性非相干均衡的步骤：
在空时频域上用基底来扩展所述块码；
计算所扩展的码块的准零空间；
对所有可能的零空间码块测试似然度；
使用M算法和T算法更新最佳似然符号的列表；
通过重排序处理选择要检测的下一数据符号，以抑制错误传播。
10.根据权利要求1所述的方法，其中，基于所述信道的统计来设计所述块码。
11.根据权利要求1所述的方法，其中，所述基扩展模型基于预期极大化过程用于迭代半盲均衡器。
12.根据权利要求1所述的方法，其中，所述块码使用与网格编码级联的准酉β-分布式空时调制。
13.根据权利要求1所述的方法，其中，所述发送器使用一个或更多个天线，并且所述接收器使用一个或更多个天线。
14.根据权利要求4所述的方法，该方法还包括计算酉空时块码/酉空频块码/酉空时频块码中的所有码字对的成对错误概率的标签设计步骤，并且改变比特标签指派以使得比特误码率的联合界或下界通过贪婪爬山法或奇异值分解法被最小化。
15.根据权利要求1所述的方法，其中，所述网络使用无线通信链路。
16.根据权利要求1所述的方法，其中，所述网络使用光通信链路。
17.一种用于在网络中传送数据符号的系统，该系统包括：
发送器，所述发送器被配置为使用用于非相干传输的块码的调制来发送数据符号；以及
接收器，所述接收器被配置为检测信道的输出，其中，所述检测使用具有软入软出空时频基扩展的广义似然比检验以再生所述数据符号；
其中，使用所述软入软出空时频基扩展对所述信道建模，以表示由于多路径延迟造成的符号间干扰和由于时变衰落造成的载波间干扰；以及
通过主导的卡-洛变换基向量接近所述信道，其中，能够在时域上使用勒让德多项式基，并且能够在频域上使用傅里叶基。
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