KR100965669B1 - 다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법 - Google Patents

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템의 송신기에서, 임의의 제1시구간에서 송신하고자 하는 부호어가 입력되면, 상기 부호어에 상응하게 단일 시공간 행렬을 생성하고, 상기 단일 시공간 행렬과 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 송신한 신호를 나타내는 제1최종 송신 행렬을 곱하여 상기 제2시구간에서의 송신할 신호를 나타내는 제2최종 송신 행렬로 생성한 후, 상기 제2시구간에서 상기 제2최종 송신 행렬에 상응하는 신호를 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신한다.
단일 시공간 행렬, 차등 공간 다중화 방식, 정규화 가중치

Description

다중 입력 다중 출력 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호 송수신 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR TRANSMITTING/RECEIVING SIGNAL IN MOBILE COMMUNICATION SYSTEM USING MULTIPLE INPUT MULTIPLE OUTPUT SCHEME}
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 2는 도 1의 송신 행렬 생성기(120)의 구조를 개략적으로 도시한 도면
도 3은 MIMO 이동 통신 시스템에서 일반적인 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용하였을 경우와 본 발명의 실시예에 따른 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용하였을 경우의 성능을 비교 도시한 그래프
도 4는 MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 정규화 가중치를 적용하였을 경우와 정규화 가중치를 적용하지 않았을 경우의 성능을 비교 도시한 그래프
본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하, 'MIMO 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 신호 송수신 시스템 및 방법에 관한 것으로서, 특히 차등(differential) 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing) 방식을 사용하여 신호를 송수신하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.
통신에서 가장 근본적인 문제는 채널(channel)을 통하여 얼마나 효율적이고 신뢰성 있게(reliably) 데이터(data)를 전송할 수 있느냐 하는 것이다. 최근에 활발하게 연구되고 있는 차세대 멀티미디어 이동 통신 시스템에서는 초기의 음성 위주의 서비스를 벗어나 영상, 무선 데이터 등의 다양한 정보를 처리하고 전송할 수 있는 고속 통신 시스템이 요구됨에 따라 시스템에 적절한 채널 부호화 방식을 사용하여 시스템의 효율을 높이는 것이 필수적이다.
그런데, 이동 통신 시스템에 존재하는 무선 채널 환경은 유선 채널 환경과는 달리 다중 경로 간섭(multipath interference)과, 쉐도잉(shadowing)과, 전파 감쇠와, 시변 잡음과, 간섭 및 페이딩(fading) 등과 같은 여러 요인들로 인해 불가피한 오류가 발생하여 정보의 손실이 생긴다.
상기 정보 손실은 실제 송신 신호에 심한 왜곡을 발생시켜 상기 이동 통신 시스템 전체 성능을 저하시키는 요인으로 작용하게 된다. 일반적으로 이러한 정보의 손실을 감소시키기 위해 채널의 성격에 따라 다양한 에러 제어 기법(error-control technique)을 이용하여 시스템의 신뢰도를 높이는데, 이러한 에러 제어 기법 중에 가장 기본적인 방법은 에러 정정 부호(error-correcting code)를 사용하는 것이다.
또한, 상기 페이딩 현상으로 인한 통신의 불안정성을 제거하기 위해 다이버시티(diversity) 방식을 사용하며, 상기 다이버시티 방식은 크게 시간 다이버시티(time diversity) 방식과, 주파수 다이버시티(frequency diversity) 방식 및 안테나 다이버시티(antenna diversity) 방식, 즉 공간 다이버시티(space diversity) 방식으로 분류된다.
상기 안테나 다이버시티 방식은 다중 안테나(multiple antenna)를 사용하는 방식으로서, 상기 안테나 다이버시티 방식은 수신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 수신 안테나 다이버시티 방식과, 송신 안테나들을 다수개로 구비하여 적용하는 송신 안테나 다이버시티 방식과, 다수개의 수신 안테나들과 다수개의 송신 안테나들을 구비하여 적용하는 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식과, 다중 입력 단일 출력(MISO: Multiple Input Single Output, 이하 'MISO'라 칭하기로 한다) 방식 등으로 분류된다.
여기서, 상기 MIMO 방식 및 MISO 방식은 일종의 시공간 블록 부호화 방식이며, 상기 시공간 블록 부호화 방식은 미리 설정된 부호화 방식으로 부호화된 신호를 다수개의 송신 안테나들을 사용하여 송신함으로써 시간 영역(time domain)에서의 부호화 방식을 공간 영역(space domain)으로 확장하여 보다 낮은 에러율을 달성하는 방식이다.
한편, 상기 시공간 블록 부호화 방식은 상기 MIMO 이동 통신 시스템에서 저 속 페이딩(slow fading) 채널 환경을 가정할 경우 비교적 간단한 복호 과정을 통해 우수한 성능을 제공할 수 있는 방식으로 잘 알려져 있다.
일반적으로, 상기 시공간 블록 부호화 방식에서 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information, 이하 'CSI'라 칭하기로 한다)는 수신기측에서 유용하다고 가정되며, 실제로는 트레이닝 심벌(training symbol)을 사용하여 추정된다. 그러나, 상기 수신기측에서 상기 CSI를 추정하지 않는 방식이 비용 감소 및 수신기의 복잡도 감소 측면에서 더 바람직한 경우가 발생할 수 있는데, 그 대표적인 예가 상기 MIMO 이동 통신 시스템에서 고속 페이딩(fast fading) 채널 환경을 가정할 경우이다.
상기에서 설명한 바와 같이 상기 시공간 블록 부호화 방식은 수신기측에서 반드시 CSI를 추정해야만 하므로 상기 MIMO 이동 통신 시스템이 고속 페이딩 채널 환경을 가정할 경우에는 부적합하게 된다. 따라서, 상기 고속 페이딩 채널 환경에서도 상기 시공간 블록 부호화 방식의 성능을 구현하기 위해 차등 시공간 블록 부호화(D(Differential)-STBC) 방식이 제안되었다. 상기 차등 시공간 블록 부호화 방식은 상기 시공간 블록 부호화 방식에 비해 어느 정도, 일 예로 3[dB] 정도의 성능 손실이 발생하지만 복호 복잡도 측면에서는 상기 시공간 블록 부호화 방식과 거의 유사하다.
그런데, 상기 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용하는 상기 MIMO 이동 통신 시스템에서 변조 방식으로 고차 변조 방식, 일 예로 16QAM(Quadrature Amplitude Modulation) 방식 등과 같은 고차 변조 방식을 사용할 경우에는 차등 변 조 방식의 특성상 송신하는 신호의 평균 송신 전력이 증가하게 된다.
따라서, 상기 MIMO 이동 통신 시스템에서 상기 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용하고자 할 경우에는 저차 변조 방식인 PSK(Phase Shift Keying) 계열의 변조 방식들, 즉 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식과, 8PSK 방식과, 16PSK 방식 등과 같은 PSK 계열의 변조 방식들만 사용할 수 있어 그 변조 방식에 제한이 있다.
그리고, 상기 차등 시공간 블록 부호화 방식은 단일 시공간 행렬(unitary space-time matrix)을 사용하여 신호를 송신하는데, 이 경우 상기 송신하는 신호가 실수 신호일 경우에는 모든 송신 안테나들에 대해 최데 레이트(rate) 1, 상기 송신하는 신호가 복소수 신호일 경우에는 상기 다수개의 송신 안테나들중 특정 송신 안테나들에 대해서 최대 레이트
Figure 112005054241049-pat00001
으로 그 심벌 전송률이 제한되므로 그 심벌 전송률에 제한이 있다. 또한 차등 시공간 블록 부호화 방식은 상기에서 설명한 바와 같이 수신기에서 CSI를 반드시 추정해야만 하기 때문에 그 복잡도가 증가하게 된다.
따라서, 상기 MIMO 이동 통신 시스템에서 그 사용 가능한 변조 방식에 제한이 존재하지 않고, 지원 가능한 심벌 전송률 역시 제한되지 않으면서도, 수신기의 CSI 추정이 필요없는 신호 송수신 방안에 대한 필요성이 대두되고 있다.
따라서, 본 발명의 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 차등 공간 다중화 방 식을 방식을 사용하여 신호를 송수신하는 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 사용 가능한 변조 방식에 제한이 존재하지 않는 차등 공간 다중화 방식을 사용하여 신호를 송수신하는 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 지원 가능한 심벌 전송률에 제한이 존재하지 않는 차등 공간 다중화 방식을 사용하여 신호를 송수신하는 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 MIMO 이동 통신 시스템에서 CSI 추정이 필요없는 차등 공간 다중화 방식을 사용하여 신호를 송수신하는 시스템 및 방법을 제공함에 있다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 시스템은; 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호를 송신하는 시스템에 있어서, 임의의 제1시구간에서 송신하고자 하는 부호어가 입력되면, 상기 부호어에 상응하게 단일 시공간 행렬을 생성하는 송신 행렬 생성기와, 상기 단일 시공간 행렬과 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 송신한 신호를 나타내는 제1최종 송신 행렬을 곱하여 상기 제2시구간에서의 송신할 신호를 나타내는 제2최종 송신 행렬로 생성하는 곱셈기와, 상기 제2시구간에서 상기 제2최종 송신 행렬에 상응하는 신호를 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신하는 무선 주파수 처리기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 시스템은; 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호를 수신하는 시스템에 있어서, 다수개의 수신 안테나들을 통해 임의의 제1시구간에서 신호를 수신하면, 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 수신된 신호를 사용하여 등가 채널 행렬을 생성하는 등가 채널 행렬 생성기와, 상기 등가 채널 행렬을 사용하여 상기 수신 신호에서 상기 수신기에 대응하는 송신기에서 송신한 부호어를 복원하는 MIMO 검출기를 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 방법은; 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 송신기가 신호를 송신하는 방법에 있어서, 임의의 제1시구간에서 송신하고자 하는 부호어가 입력되면, 상기 부호어에 상응하게 단일 시공간 행렬을 생성하는 과정과, 상기 단일 시공간 행렬과 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 송신한 신호를 나타내는 제1최종 송신 행렬을 곱하여 상기 제2시구간에서의 송신할 신호를 나타내는 제2최종 송신 행렬로 생성하는 과정과, 상기 제2시구간에서 상기 제2최종 송신 행렬에 상응하는 신호를 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
상기한 목적들을 달성하기 위한 본 발명의 다른 방법은; 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 수신기가 신호를 수신하는 방법에 있어서, 다수개의 수신 안테나들을 통해 임의의 제1시구간에서 신호를 수신하면, 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 수신된 신호를 사용하여 등가 채널 행렬을 생성하는 과정과, 상기 등가 채널 행렬 을 사용하여 상기 수신 신호에서 상기 수신기에 대응하는 송신기에서 송신한 부호어를 복원하는 과정을 포함함을 특징으로 한다.
이하, 본 발명에 따른 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 상세히 설명한다. 하기의 설명에서는 본 발명에 따른 동작을 이해하는데 필요한 부분만이 설명되며 그 이외 부분의 설명은 본 발명의 요지를 흩트리지 않도록 생략될 것이라는 것을 유의하여야 한다.
본 발명은 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output, 이하 'MIMO'라 칭하기로 한다) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템(이하, 'MIMO 이동 통신 시스템'이라 칭하기로 한다)의 신호 송수신 시스템 및 방법을 제안한다. 특히, 본 발명은 MIMO 이동 통신 시스템에서 그 사용 가능한 변조 방식에 제한이 존재하지 않으면서도, 지원 가능한 심벌 전송률 역시 제한되지 않는 새로운 차등(differential) 공간 다중화(SM: Spatial Multiplexing) 방식을 사용하여 신호를 송수신하는 시스템 및 방법을 제안한다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따른 MIMO 이동 통신 시스템의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 1을 참조하면, 먼저 상기 MIMO 이동 통신 시스템은 송신기(100)와 수신기(200)로 구성되며, 상기 송신기(100)는 심벌 사상기(symbol mapper)(110)와, 송신 행렬 생성기(transmission matrix generator)(120)와, 곱셈기(130)와, 지연기 (140)를 포함하며, 상기 수신기(200)는 지연기(210)와, 등가 채널 행렬 생성기(equivalent channel matrix generator)(220)와, MIMO 검출기(MIMO detector)(230)와, 심벌 역사상기(symbol demapper)(240)를 포함한다.
먼저, 이진 비트들이 입력되면 상기 심벌 사상기(110)는 미리 설정되어 있는 심벌 사상 방식으로 심벌 사상한 후 상기 송신 행렬 생성기(120)로 출력한다. 상기 이진 비트들은 부호화(coding) 이전의 정보 데이터 비트(information data bit)들일 수도 있고, 상기 정보 데이터 비트들이 미리 설정되어 있는 부호화 방식으로 부호화된 부호화 비트(coded bit)들일 수도 있으며, 본 발명과는 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다. 여기서, 상기 심벌 사상기(110)에서 출력하는 신호를 변조 심벌(modulation symbol)이라고 칭하기로 하며, 상기 심벌 사상기(110)에서 출력한 변조 심벌을
Figure 112005054241049-pat00002
라고 나타내기로 한다.
상기 변조 심벌
Figure 112005054241049-pat00003
에서 v는 해당 송신 시구간의 인덱스(index)를 나타내며, i는 부호어(codeword)를 구성하는 블록들의 인덱스를 나타내며, j는 송신 안테나 인덱스를 나타낸다. 상기 부호어는 다수개의 변조 심벌들, 즉 다수개의 블록들로 구성되며, 1개의 부호어는 L개의 블록들로 구성된다고 가정하기로 한다. 또한, 본 발명의 실시예에서는 상기 송신기(100)가 사용하는 송신 안테나들의 개수가 N개, 상기 수신기(200)가 사용하는 수신 안테나들의 개수가 M개라고 가정하기로 하며, 따라서 상기 송신 안테나 인덱스 j는 j = 1, 2, ... , N, 블록 인덱스 i = 1, 2, ... , L로 표현 가능하다. 상기 즉 상기 변조 심벌
Figure 112005054241049-pat00004
은 제 v+1 송신 시 구간에서 제j송신 안테나를 통해 송신되는 제i블록을 나타낸다.
상기 송신 행렬 생성기(120)는 상기 심벌 사상기(110)에서 출력한 변조 심벌
Figure 112005054241049-pat00005
이 입력되면 미리 설정되어 있는 방식으로 행렬 Zv+1을 생성하고, 상기 생성한 행렬 Zv+1을 Gram-Schumidt 방식을 적용하여 단일 시공간 행렬(unitary space-time matrix) Yv+1로 생성하여 상기 곱셈기(130)로 출력한다. 여기서, 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1은 상기 변조 심벌
Figure 112005054241049-pat00006
정보를 포함하는
Figure 112005054241049-pat00007
행렬이며, 상기 송신 행렬 생성기(120)는 부호어 단위로 단일 시공간 행렬을 생성한다. 상기 송신 행렬 생성기(120)의 내부 구성 및 구체적인 동작에 대해서는 하기 도 2에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 곱셈기(130)는 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1과 상기 지연기(140)에서 출력한 제v시구간에서의 최종 송신 신호 Cv를 곱한 후 제 v+1시구간에서의 최종 송신 신호 Cv+1로 생성하여 출력한다. 즉, 상기 송신기(100)에서 제 v+1시구간에서 송신하는 최종 출력 신호 Cv+1는 하기 수학식 1에 나타낸 바와 같다.
Figure 112005054241049-pat00008
상기 수학식 1에 나타낸 바와 같이 기 송신기(100)에서 제 v+1시구간에서 송신하는 최종 출력 신호 Cv+1는 이전 시구간인 제v시구간에서의 최종 송신 신호 Cv와 상기 송신기(100)에서 실제 송신하고자 하는 신호인 단일 시공간 행렬 Yv+1의 곱으로 표현되며, 이는 상기 송신기(100)기 차등 공간 다중화 방식을 사용하기 때문이다. 또한, 상기 최종 출력 신호 최종 출력 신호 Cv+1는
Figure 112005054241049-pat00009
행렬이다. 여기서, 상기 L은 부호어 길이를 나타내며, 상기 최종 출력 신호 Cv+1의
Figure 112005054241049-pat00010
행렬의 각 행(row)들은 상호간에 직교하는 특성을 가지며, 각 열(column)들 역시 상호간에 직교하는 특성을 가진다.
상기 최종 출력 신호 Cv+1는 상기 송신기(100)에서 사용하는 N개의 송신 안테나들(도시하지 않음)을 통해 송신되고, 상기 송신된 최종 출력 신호 Cv+1는 채널을 통한 후 잡음이 가산된 형태로 상기 수신기(200)의 M개의 수신 안테나들(도시하지 않음)을 통해 수신된다. 즉, 상기 수신기(100)에서 수신하는 신호는 하기 수학식 2와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008009254710-pat00131
상기 수학식 2에서 Xv+1는 제 v+1시구간에서 상기 수신기(200)에서 수신하는 수신 신호를 나타내며, ∧는 채널 응답(channel response)을 나타내며, Wv+1는 제 v+1시구간에서의 잡음을 나타낸다. 또한, 상기 수학식 2에서 상기 제v 시구간에서의 최종 출력 신호 Cv는 하기 수학식 3과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005054241049-pat00012
상기 수학식 3에서 각 행은 N개의 송신 안테나들에 대응되며, 각 열은 부호어 길이 L에 대응된다. 즉, 상기 부호어는 제1블록 내지 제L블록의 총 L개의 블록(block)들로 구성된다. 상기 수학식 3에서 cv,L,N은 제v 시구간에서 제N송신 안테나를 통해 송신된 제L블록을 나타낸다.
그런데, 상기에서 설명한 바와 같이 상기 제 v+1시구간에서의 최종 출력 신호 Cv+1는 이전 시구간인 제v 시구간에서의 최종 출력 신호 Cv와 상기 제 v+1시구간에서의 단일 시공간 행렬 Yv+1의 곱으로 표현되므로 상기 수학식 2는 하기 수학식 4와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112008009254710-pat00132
그리고, 상기 수학식 4를 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1에 대해 정리하면 하기 수학식 5와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005054241049-pat00014
상기 수학식 5에서 Xv는 제v시구간에서 상기 수신기(200)에서 수신하는 수신 신호를 나타내며, 하기 수학식 6과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005054241049-pat00015
상기 수학식 6에서 각 행은 M개의 수신 안테나들에 대응되며, 각 열은 부호어 길이 L에 대응된다. 즉, 상기 수학식 6에서 xv,i,p은 제v 시구간에서 제p수신 안테나를 통해 수신된 제i블록을 나타낸다. 여기서, 상기 p는 수신 안테나의 인덱스를 나타낸다.
한편, 상기 수학식 5에서 XvYv+1을 제외한 나머지 신호들을 새로운 잡음 Nv+1로 정의하면 하기 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005054241049-pat00016
이렇게, 상기 M개의 수신 안테나들을 통해 수신된 제 v+1시구간에서의 수신 신호 Xv+1은 상기 지연기(210)와 MIMO 검출기(230)로 입력된다. 상기 지연기(210)는 상기 수신 신호 Xv+1를 미리 설정되어 있는 시간만큼, 즉 1 시구간만큼 지연시킨 후 상기 등가 채널 행렬 생성기(220)로 출력한다. 여기서, 상기 1 시구간은 상기 부호 어가 모두 전송되는 시구간을 나타낸다. 따라서, 상기 수신기(200)가 상기 수신 신호 Xv+1를 수신하는 시점에서 상기 지연기(210)는 제v시구간에서의 수신 신호 Xv를 출력하게 된다.
그러면, 상기 등가 채널 행렬 생성기(220)는 상기 지연기(210)에서 출력한 제v시구간에서의 수신 신호 Xv를 입력하여 등가 행렬
Figure 112005054241049-pat00017
을 생성한 후 상기 MIMO 검출기(230)로 출력한다. 상기 등가 채널 행렬 생성기(220)가 상기 등가 행렬
Figure 112005054241049-pat00018
을 생성하는 동작에 대해서는 하기에서 구체적으로 설명할 것이므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
한편, 상기 MIMO 검출기(230)는 상기 송신기(100)에서 적용한 방식에 상응하도록 상기 제 v+1시구간에서의 수신 신호 Xv+1을 상기 등가 행렬
Figure 112005054241049-pat00019
을 사용하여 복조하여 상기 심벌 역사상기(240)로 출력한다. 여기서, 상기 MIMO 검출기(230)에서 출력하는 신호를 복조 심벌(demodulation symbol)이라고 칭하기로 하며, 상기 MIMO 검출기(230)에서 출력한 복조 심벌을
Figure 112005054241049-pat00020
라고 나타내기로 한다.
상기 심벌 역사상기(240)는 상기 송신기의 심벌 사상기(110)에서 적용한 심벌 사상 방식에 대응하는 심벌 역사상 방식으로 상기 복조 심벌
Figure 112005054241049-pat00021
을 역사상하여 이진 비트들로 복원한다.상기 이진 비트들은 상기 송신기(100)의 동작에서도 설명한 바와 같이 상기 이진 비트들은 부호화 이전의 정보 데이터 비트들일 수도 있고, 상기 정보 데이터 비트들이 미리 설정되어 있는 부호화 방식으로 부호화된 부호화 비트들일 수도 있으며, 본 발명과는 직접적인 연관이 없으므로 여기서는 그 상세한 설명을 생략하기로 한다.
상기 도 1에서 설명한 바와 같이 본 발명에서 제안하는 차등 시공간 부호화 변조 방식을 사용할 경우 송신기는 사용할 변조 방식을 제한할 필요가 없고, 또한 지원하는 심벌 전송률 역시 제한할 필요가 없으며, 수신기는 별도의 채널 상태 정보(CSI: Channel State Information, 이하 'CSI'라 칭하기로 한다)를 추정하지 않아도 송신기에서 송신한 신호를 복원하는 것이 가능하게 된다.
그러면 여기서 도 2를 참조하여 상기 송신 행렬 생성기(120)의 구체적인 동작에 대해서 살펴보면 다음과 같다.
상기 도 2는 도 1의 송신 행렬 생성기(120)의 구조를 개략적으로 도시한 도면이다.
상기 도 2를 참조하면, 상기 송신 행렬 생성기(120)는 Zv+1 행렬 생성기(121)와 Gram-Schumidt 방식 처리기(123)를 포함한다.
상기 도 1에서 설명한 바와 같이 상기 심벌 사상기(110)에서 출력하는 변조 심벌
Figure 112005054241049-pat00022
은 상기 Zv+1 행렬 생성기(121)로 입력되고, 상기 Zv+1 행렬 생성기(121)는 상기 변조 심벌
Figure 112005054241049-pat00023
을 입력하여 행렬 Zv+1을 생성한 후 상기 Gram-Schumidt 방식 처리기(123)로 출력한다. 상기 Zv+1 행렬 생성기(121)는 상기 변조 심벌
Figure 112005054241049-pat00024
을 입력하여 하기 수학식 8과 같이 행렬 Zv+1로 생성한다.
Figure 112005054241049-pat00025
상기 수학식 8에서
Figure 112005054241049-pat00026
는 제j송신 안테나를 통해 송신되는 제i블록에 곱해지는 정규화 가중치(normalization weight)를 나타내며, 상기 수학식 8에 나타낸 바와 같이 상기 행렬 Zv+1은 이중 대각선(dual diagonal) 행렬이다. 상기 수학식 8에 나타낸 행렬 Zv+1은 상기 송신기(100)가 2개의 송신 안테나들, 즉 제1송신 안테나와 제2송신 안테나를 사용할 경우를 가정하였을 경우의 행렬이다.
한편, 상기 Gram-Schumidt 방식 처리기(123)는 상기 Zv+1 행렬 생성기(121)에서 출력한 행렬 Zv+1을 Gram-Schumidt 방식을 적용하여 단일 시공간 행렬 Yv+1로 생성한다. 여기서, 상기 행렬 Zv+1을 Gram-Schumidt 방식을 적용하여 단일 시공간 행렬 Yv+1로 생성하는 동작에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 상기 행렬 Zv+1의 0이 아닌 열 벡터(nonzero column vector)들 각각을 v1, v2, v3, ... , vL이라고 가정하기로 하고, 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1의 열 벡터들 각각을 u1, u2, u3, ... , uL이라고 가정하기로 한다. 그리고, 상기 Gram- Schumidt 방식을 적용하여 i = 1일 경우, 즉 제1열벡터에 대해서는 하기 수학식 9와 같이 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1의 제1열벡터 u1을 생성한다.
Figure 112005054241049-pat00027
상기 수학식 9에서, 상기 k1은 단일 시공간 행렬 Yv+1의 제1열벡터 u1을 생성하는데 적용되는 가중치로서, 상기 제1열벡터 u1가 단위벡터(
Figure 112005054241049-pat00028
)가 되도록 0을 초과하는 k1(
Figure 112005054241049-pat00029
)이 선택되어야만 한다. 따라서, 본 발명의 실시예에서는 상기 k1을
Figure 112005054241049-pat00030
로 설정하기로 한다(
Figure 112005054241049-pat00031
).
또한, 상기 Gram-Schumidt 방식을 적용하여 i≠1일 경우, 즉 i = 2, 3, ... , L일 경우, 즉 제2열벡터 내지 제L열벡터에 대해서는 하기 수학식 10과 같이 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1의 제2열벡터 u2 내지 제L열벡터 uL을 생성한다.
Figure 112005054241049-pat00033
단, 상기 수학식 10에 나타낸 바와 같이
Figure 112005054241049-pat00034
인 0을 초과하는 ki(
Figure 112005054241049-pat00035
)이 선택되어야만 한다. 여기서, 상기 ki은 단일 시공간 행렬 Yv+1의 제i열벡터 ui을 생성하는데 적용되는 가중치로서, 상기 제i열벡터 ui가 단위벡터(
Figure 112005054241049-pat00036
)가 되도록 0을 초과하는 ki(
Figure 112005054241049-pat00037
)이 선택되어야만 한다.
따라서, 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1은 상기 Gram-Schumidt 방식을 사용하여 상기 행렬 Zv+1의 특성에 상응하는 행렬로 생성되는데, 상기 송신기(100)에서 2개의 송신 안테나들을 사용할 경우 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1의 각 열벡터들, 일 예로 제1열벡터 u1과, 제i열벡터 ui과 및 제L열벡터 uL는 하기 수학식 11 내지 수학식 13에 나타낸 바와 같다.
Figure 112005054241049-pat00038
Figure 112005054241049-pat00039
Figure 112005054241049-pat00040
또한, 상기 정규화 가중치
Figure 112005054241049-pat00041
를 결정하는 동작에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 본 발명의 실시예에서는 상기 정규화 가중치
Figure 112005054241049-pat00042
를 결정함에 있어 상기 단일 시공간 행렬 Yv+1의 제i열벡터 ui에서 제v+1 시구간의 제1송신 안테나와 제2송신 안테나를 통해 송신되는 신호들 각각의 에너지는 동일해야한다는 강제 조건 을 고려해야만 한다. 즉,
Figure 112005054241049-pat00043
과
Figure 112005054241049-pat00044
의 에너지는 동일해야만 하는데, 이는 상기
Figure 112005054241049-pat00045
과
Figure 112005054241049-pat00046
의 equal error protection과 pair-wise error probability 최소화를 위해서이다.
상기 강제 조건을 고려하는 상황에서 상기 정규화 가중치
Figure 112005054241049-pat00047
는 상기 블록 인덱스 i에 상응하여 결정되는데, 첫 번째로 상기 블록 인덱스 i가 1일 경우(i = 1)에는 하기 수학식 14와 같이 결정된다.
Figure 112005054241049-pat00048
상기 수학식 14에 나타낸 바와 같이 블록 인덱스 i가 1일 경우에는
Figure 112005054241049-pat00049
가 된다.
두 번째로, 상기 블록 인덱스 i가 2, 3, ... , L-1일 경우(i = 2, 3, ... , L-1)에는 상기 정규화 가중치
Figure 112005054241049-pat00050
는 하기 수학식 15와 같이 결정된다.
Figure 112005054241049-pat00051
상기 수학식 15에서,
Figure 112005054241049-pat00052
은
Figure 112005054241049-pat00053
의 에너지를 나타내며, 상기 수학식 15에 나타낸 바와 같이 블록 인덱스 i가 2, 3, ... , L-1일 경우에는
Figure 112005054241049-pat00054
가 된다.
세 번째로, 상기 블록 인덱스 i가 L일 경우(i = L)에는 상기 정규화 가중치
Figure 112005054241049-pat00055
는 하기 수학식 16과 같이 결정된다.
Figure 112005054241049-pat00056
상기 수학식 16에 나타낸 바와 같이 블록 인덱스 i가 L일 경우
Figure 112005054241049-pat00057
가 된다.
다음으로 상기 수신기(200)에서 상기 송신기(100)에서 송신한 이진 비트들을 복원하는 동작, 즉 상기 등가 채널 행렬 생성기(220)의 동작에 대해서 구체적으로 설명하면 다음과 같다.
먼저, 제v+1 시구간에서 상기 수신기(200)가 수신하는 수신 신호를 하기 수학식 17과 같이 모델링(modeling)한다.
Figure 112005054241049-pat00058
또한, 상기 수신기(200)에서 선형 신호 모델(linear signal model)은 상기 블록 인덱스 i가 1일(i=1) 경우 하기 수학식 18과 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005054241049-pat00059
그리고, 상기 수신기(200)에서 선형 신호 모델은 상기 블록 인덱스 i가 2, 3, ... , L-1일(i = 2, 3, ... , L-1) 경우 하기 수학식 19와 같이 나타낼 수 있다.
Figure 112005054241049-pat00060
상기에서 설명한 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 차등 공간 다중화 방식을 사용할 경우에는 상기 수신기(200)는 별도로 CSI를 추정할 필요가 없어, 상기 CSI 추정으로 인한 수신기 복잡도가 감소된다.
다음으로 도 3을 참조하여 MIMO 이동 통신 시스템에서 일반적인 차등 시공간 블록 부호화(differential space time block coding) 방식을 사용하였을 경우와 본 발명의 실시예에 따른 차등 공간 다중화 방식을 사용하였을 경우의 성능에 대해서 비교 설명하기로 한다.
상기 도 3은 MIMO 이동 통신 시스템에서 일반적인 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용하였을 경우와 본 발명의 실시예에 따른 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용하였을 경우의 성능을 비교 도시한 그래프이다.
상기 도 3을 참조하면, 상기 도 3에 도시되어 있는 성능 그래프들은 송신기가 사용하는 송신 안테나들의 개수가 2개(N = 2)이고, 수신기가 사용하는 수신 안테나들의 개수가 2개(M = 2)이거나, 혹은 3개(M = 3)이거나, 혹은 4개(M=4)이고, 부호어 길이가 2(L = 2), 즉 부호어가 2개의 블록들로 구성될 경우를 가정할 경우의 성능 그래프들이다.
또한, 상기 도 3에 도시되어 있는 일반적인 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용할 경우의 성능 그래프들은 일반적인 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용할 경우에는 종래 기술 부분에서도 설명한 바와 같이 그 심벌 전송률에 제한이 존재하여 레이트(rate) 1, 즉 심벌 전송률 1을 적용하고, 그 사용 가능한 변조 방식 역시 PSK(Phase Shift Keying) 계열만 가능하므로 8PSK 방식을 적용할 경우의 성능 그래프들이다.
그리고, 본 발명의 실시예에 따른 차등 공간 다중화 방식을 사용할 경우의 성능 그래프들은 그 적용 변조 방식 및 레이트에 제한이 없으므로 레이트 1.5를 적용하고, 그 사용 가능한 변조 방식을 QPSK(Quadrature Phase Shift Keying) 방식으로 적용할 경우의 성능 그래프들이다.
따라서, 수신기에서는 상기 CSI를 추정할 필요가 없으면서도 상기 CSI를 사용하는 방식들, 일 예로 V-BLAST(Vertical-Bell Laboratory Layered Space-Time) 방식 혹은 ML(Maximum Likelihood) 방식을 사용하는 것이 가능하게 된다.
상기 도 3에 도시되어 있는 바와 같이 본 발명의 실시예에 따른 차등 공간 다중화 방식을 사용할 경우 일반적인 차등 시공간 블록 부호화 방식을 사용할 경우에 비해 그 성능이 개선됨을 알 수 있다. 즉, 송신기에서 2개의 송신 안테나들을 사용하고, 수신기에서 4개의 수신 안테나들을 사용하고, ML 방식을 사용할 경우의 본 발명의 실시예에 따른 차등 시공간 다중화 방식이 가장 우수한 성능을 나타낸다.
다음으로 도 4를 참조하여 MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 정규화 가중치를 적용하였을 경우와 정규화 가중치를 적용하지 않았을 경우의 성능에 대해서 비교 설명하기로 한다.
상기 도 4는 MIMO 이동 통신 시스템에서 본 발명의 실시예에 따른 정규화 가중치를 적용하였을 경우와 정규화 가중치를 적용하지 않았을 경우의 성능을 비교 도시한 그래프이다.
상기 도 4를 참조하면, 상기 도 4에 도시되어 있는 성능 그래프들은 송신기가 사용하는 송신 안테나들의 개수가 2개(N = 2)이고, 수신기가 사용하는 수신 안테나들의 개수가 2개(M = 2)이거나, 혹은 3개(M = 3)이거나, 혹은 4개(M=4)이고, 부호어 길이가 4(L = 4), 즉 부호어가 4개의 블록들로 구성되고, 변조 방식으로 QPSK 방식을 사용하고, 수신기에서 선형 MMSE 검출기(linear MMSE(Minimum Mean Squared Error) detector)를 사용할 경우의 성능 그래프들이다.
상기 도 4에 도시되어 있는 바와 같이 상기 수신 안테나들의 개수가 증가할 수록 상기 정규화 가중치를 적용할 경우(상기 도 4에는 optimal weights로 도시함)의 성능이 상기 정규화 가중치를 적용하지 않을 경우(상기 도 4에는 equal weights로 도시함)의 성능에 비해 더욱 좋아짐을 알 수 있다.
한편 본 발명의 상세한 설명에서는 구체적인 실시예에 관해 설명하였으나, 본 발명의 범위에서 벗어나지 않는 한도내에서 여러 가지 변형이 가능함은 물론이다. 그러므로 본 발명의 범위는 설명된 실시예에 국한되어 정해져서는 안되며 후술하는 특허청구의 범위뿐만 아니라 이 특허청구의 범위와 균등한 것들에 의해 정해져야 한다.
상술한 바와 같은 본 발명은, MIMO 이동 통신 시스템에서 그 사용 가능한 변조 방식에 제한이 존재하지 않고, 지원 가능한 심벌 전송률 역시 제한되지 않으면서도, 수신기의 CSI 추정이 필요없는 신호 송수신 방안을 제공한다는 이점을 가진다.
즉, MIMO 이동 통신 시스템에서 일반적으로 사용되고 있는 차등 시공간 블록 부호화 방식에서 지원하는 것이 불가능한 높은 심볼 전송률에 대해서도 지원을 가능하게 하며, 또한 수신기측에서는 CSI를 추정할 필요가 없어 수신기 복잡도 측면의 감소를 가능하게 하며, 송신 신호의 평균 전력 문제를 해결하여 사용 가능한 변조 방식 역시 제한할 필요가 없어 유연한 신호 송수신을 가능하게 한다는 이점을 가진다.

Claims (28)

  1. 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 송신기가 신호를 송신하는 방법에 있어서,
    임의의 제1시구간에서 송신하고자 하는 부호어가 입력되면, 상기 부호어에 상응하게 단일 시공간 행렬을 생성하는 과정과,
    상기 단일 시공간 행렬과 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 송신한 신호를 나타내는 제1최종 송신 행렬을 곱하여 상기 제1시구간에서의 송신할 신호를 나타내는 제2최종 송신 행렬로 생성하는 과정과,
    상기 제2시구간에서 상기 제2최종 송신 행렬에 상응하는 신호를 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신하는 과정을 포함하는 신호 송신 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 단일 시공간 행렬을 생성하는 과정은,
    상기 부호어에 상응하게 제1행렬을 생성하는 과정과,
    상기 제1행렬을 그람슈미츠(Gram-Schumidt) 방식을 사용하여 상기 단일 시공간 행렬로 생성하는 과정을 포함하는 신호 송신 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 송신 안테나들의 개수가 2개일 경우, 상기 제1행렬은 하기 수학식 20과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
    <수학식 20>
    Figure 112009076800699-pat00142
    상기 수학식 20에서, Zv+1은 상기 제1행렬을 나타내고, zv+1,i,j는 상기 부호어를 나타내며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, L은 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수를 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00143
    는 제j송신 안테나를 통해 송신되는 제i블록에 곱해지는 정규화 가중치를 나타냄.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 제1행렬을 상기 그람슈미츠(Gram-Schumidt) 방식을 사용하여 상기 단일 시공간 행렬로 생성하는 과정은,
    상기 제1행렬의 0이 아닌 열 벡터들 각각을 v1, v2, v3, ... , vL로, 상기 단일 시공간 행렬의 열 벡터들 각각을 u1, u2, u3, ... , uL로 설정하는 과정과,
    상기 제1행렬의 제1열벡터 v1를 하기 수학식 21과 같이 상기 단일 시공간 행렬의 제1열벡터 u1로 생성하고, 상기 제1행렬의 제2열벡터 v2 내지 제L열벡터 vL을 하기 수학식 22와 같이 상기 단일 시공간 행렬의 제2열벡터 u2 내지 제L열벡터 uL로 생성하는 과정을 포함하는 신호 송신 방법.
    <수학식 21>
    Figure 112009076800699-pat00063
    상기 수학식 21에서,
    Figure 112009076800699-pat00064
    인 0을 초과하는 k1(
    Figure 112009076800699-pat00065
    )이 선택되어야만 함.
    <수학식 22>
    Figure 112009076800699-pat00066
    상기 수학식 22에서
    Figure 112009076800699-pat00067
    인 0을 초과하는 ki(
    Figure 112009076800699-pat00068
    )이 선택되어야만 함.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 단일 시공간 행렬의 제1열벡터 u1는 하기 수학식 23과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
    <수학식 23>
    Figure 112009076800699-pat00069
  6. 제4항에 있어서,
    상기 단일 시공간 행렬의 제i열벡터 ui는 하기 수학식 24와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
    <수학식 24>
    Figure 112009076800699-pat00070
  7. 제4항에 있어서,
    상기 단일 시공간 행렬의 제L열벡터 uL는 하기 수학식 25와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
    <수학식 25>
    Figure 112009076800699-pat00071
  8. 제4항에 있어서,
    상기
    Figure 112009076800699-pat00144
    는 상기 제i블록이 제1블록일 때 하기 수학식 26과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
    <수학식 26>
    Figure 112009076800699-pat00073
  9. 제4항에 있어서,
    상기
    Figure 112009076800699-pat00145
    는 상기 제i블록이 제2블록 내지 제L-1블록일 때 하기 수학식 27과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
    <수학식 27>
    Figure 112009076800699-pat00075
    상기 수학식 27에서,
    Figure 112009076800699-pat00076
    은
    Figure 112009076800699-pat00077
    의 에너지를 나타냄.
  10. 제4항에 있어서,
    상기
    Figure 112009076800699-pat00146
    는 상기 제i블록이 제L블록일 때 하기 수학식 28과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 송신 방법.
    <수학식 28>
    Figure 112009076800699-pat00079
    상기 수학식 28에서,
    Figure 112009076800699-pat00080
    은
    Figure 112009076800699-pat00081
    의 에너지를 나타냄.
  11. 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호를 송신하는 송신기에 있어서,
    임의의 제1시구간에서 송신하고자 하는 부호어가 입력되면, 상기 부호어에 상응하게 단일 시공간 행렬을 생성하는 송신 행렬 생성기와,
    상기 단일 시공간 행렬과 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 송신한 신호를 나타내는 제1최종 송신 행렬을 곱하여 상기 제1시구간에서의 송신할 신호를 나타내는 제2최종 송신 행렬로 생성하는 곱셈기와,
    상기 제2시구간에서 상기 제2최종 송신 행렬에 상응하는 신호를 다수개의 송신 안테나들을 통해 송신하는 무선 주파수 처리기를 포함하는 송신기.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 송신 행렬 생성기는 상기 부호어에 상응하게 제1행렬을 생성하고, 상기 제1행렬을 그람슈미츠(Gram-Schumidt) 방식을 사용하여 상기 단일 시공간 행렬로 생성함을 특징으로 하는 송신기.
  13. 제12항에 있어서,
    상기 송신 안테나들의 개수가 2개일 경우, 상기 제1행렬은 하기 수학식 29와 같이 표현됨을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 29>
    Figure 112009076800699-pat00082
    상기 수학식 29에서, Zv+1은 상기 제1행렬을 나타내고, zv+1,i,j는 상기 부호어를 나타내며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, L은 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수를 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00147
    는 제j송신 안테나를 통해 송신되는 제i블록에 곱해지는 정규화 가중치를 나타냄.
  14. 제13항에 있어서,
    상기 송신 행렬 생성기는 상기 제1행렬의 0이 아닌 열 벡터들 각각을 v1, v2, v3, ... , vL로, 상기 단일 시공간 행렬의 열 벡터들 각각을 u1, u2, u3, ... , uL로 설정하고, 상기 제1행렬의 제1열벡터 v1를 하기 수학식 30과 같이 상기 단일 시공간 행렬의 제1열벡터 u1로 생성하고, 상기 제1행렬의 제2열벡터 v2 내지 제L열벡터 vL을 하기 수학식 31과 같이 상기 단일 시공간 행렬의 제2열벡터 u2 내지 제L열벡터 uL로 생성함을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 30>
    Figure 112009076800699-pat00084
    상기 수학식 30에서,
    Figure 112009076800699-pat00085
    인 0을 초과하는 k1(
    Figure 112009076800699-pat00086
    )이 선택되어야만 함.
    수학식 31>
    Figure 112009076800699-pat00087
    상기 수학식 31에서
    Figure 112009076800699-pat00088
    인 0을 초과하는 ki(
    Figure 112009076800699-pat00089
    )이 선택되어야만 함.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 단일 시공간 행렬의 제1열벡터 u1는 하기 수학식 32와 같이 표현됨을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 32>
    Figure 112009076800699-pat00090
  16. 제14항에 있어서,
    상기 단일 시공간 행렬의 제i열벡터 ui는 하기 수학식 33과 같이 표현됨을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 33>
    Figure 112009076800699-pat00091
  17. 제14항에 있어서,
    상기 단일 시공간 행렬의 제L열벡터 uL는 하기 수학식 34와 같이 표현됨을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 34>
    Figure 112009076800699-pat00092
  18. 제14항에 있어서,
    상기
    Figure 112009076800699-pat00148
    는 상기 제i블록이 제1블록일 때 하기 수학식 35와 같이 표현됨을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 35>
    Figure 112009076800699-pat00094
  19. 제14항에 있어서,
    상기
    Figure 112009076800699-pat00149
    는 상기 제i블록이 제2블록 내지 제L-1블록일 때 하기 수학식 36과 같이 표현됨을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 36>
    Figure 112009076800699-pat00096
    상기 수학식 36에서,
    Figure 112009076800699-pat00097
    은
    Figure 112009076800699-pat00098
    의 에너지를 나타냄.
  20. 제14항에 있어서,
    상기
    Figure 112009076800699-pat00150
    는 상기 제i블록이 제L블록일 때 하기 수학식 37과 같이 표현됨을 특징으로 하는 송신기.
    <수학식 37>
    Figure 112009076800699-pat00100
    상기 수학식 37에서,
    Figure 112009076800699-pat00101
    은
    Figure 112009076800699-pat00102
    의 에너지를 나타냄.
  21. 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 수신기가 신호를 수신하는 방법에 있어서,
    다수개의 수신 안테나들을 통해 임의의 제1시구간에서 신호를 수신하면, 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 수신된 신호를 사용하여 등가 채널 행렬을 생성하는 과정과,
    상기 등가 채널 행렬을 사용하여 상기 제1시구간에서 수신한 신호로부터 상기 수신기에 대응하는 송신기에서 송신한 부호어를 복원하는 과정을 포함하는 신호 수신 방법.
  22. 제21항에 있어서,
    상기 수신 안테나들의 개수가 M개이고 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수가 L개일 경우, 제1블록에서의 선형 신호 모델은 하기 수학식 38과 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
    <수학식 38>
    Figure 112009076800699-pat00103
    상기 수학식 38에서, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, p는 수신 안테나를 나타내는 인덱스이며,
    Figure 112009076800699-pat00151
    는 제v+1 시구간에서 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00152
    는 상기 제v+1 시구간에서 상기 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 제i블록에서의 잡음을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00153
    는 상기 송신기가 제v+1 시구간에서 제j 송신 안테나를 통해 송신한 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00154
    은 제v시구간에서 수신되는 제1블록에서의 변조 심벌들에 대한 등가 채널 행렬을 나타냄.
  23. 제21항에 있어서,
    상기 수신 안테나들의 개수가 M개이고 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수가 L개일 경우, 제2블록 내지 제 L-1블록에서의 선형 신호 모델은 하기 수학식 39와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
    <수학식 39>
    Figure 112009076800699-pat00133
    상기 수학식 39에서, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, p는 수신 안테나를 나타내는 인덱스이며,
    Figure 112009076800699-pat00155
    는 제v+1 시구간에서 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00156
    는 상기 제v+1 시구간에서 상기 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 제i블록에서의 잡음을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00157
    는 상기 송신기가 제v+1 시구간에서 제j 송신 안테나를 통해 송신한 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00158
    은 제v시구간에서 수신되는 제i블록에서의 변조 심벌들에 대한 등가 채널 행렬을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00159
    은
    Figure 112009076800699-pat00160
    의 에너지를 나타냄.
  24. 제21항에 있어서,
    상기 수신 안테나들의 개수가 M개이고 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수가 L개일 경우, 제2블록 내지 제 L블록에서의 선형 신호 모델은 하기 수학식 40와 같이 표현됨을 특징으로 하는 신호 수신 방법.
    <수학식 40>
    Figure 112009076800699-pat00134
    상기 수학식 40에서, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, p는 수신 안테나를 나타내는 인덱스이며,
    Figure 112009076800699-pat00161
    는 제v+1 시구간에서 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00162
    는 상기 제v+1 시구간에서 상기 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 제i블록에서의 잡음을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00163
    는 상기 송신기가 제v+1 시구간에서 제j 송신 안테나를 통해 송신한 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00164
    은 제v시구간에서 수신되는 제i블록에서의 변조 심벌들에 대한 등가 채널 행렬을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00165
    은
    Figure 112009076800699-pat00166
    의 에너지를 나타냄.
  25. 다중 입력 다중 출력(MIMO: Multiple Input Multiple Output) 방식을 사용하는 이동 통신 시스템에서 신호를 수신하는 수신기에 있어서,
    다수개의 수신 안테나들을 통해 임의의 제1시구간에서 신호를 수신하면, 상기 제1시구간 이전의 시구간인 제2시구간에서 수신된 신호를 사용하여 등가 채널 행렬을 생성하는 등가 채널 행렬 생성기와,
    상기 등가 채널 행렬을 사용하여 상기 제1시구간에서 수신한 신호로부터 상기 수신기에 대응하는 송신기에서 송신한 부호어를 복원하는 MIMO 검출기를 포함하는 수신기.
  26. 제25항에 있어서,
    상기 수신 안테나들의 개수가 M개이고 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수가 L개일 경우, 제1블록에서의 선형 신호 모델은 하기 수학식 41과 같이 표현됨을 특징으로 하는 수신기.
    <수학식 41>
    Figure 112009076800699-pat00115
    상기 수학식 41에서, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, p는 수신 안테나를 나타내는 인덱스이며,
    Figure 112009076800699-pat00167
    는 제v+1 시구간에서 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00168
    는 상기 제v+1 시구간에서 상기 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 제i블록에서의 잡음을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00169
    는 상기 송신기가 제v+1 시구간에서 제j 송신 안테나를 통해 송신한 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00170
    은 제v시구간에서 수신되는 제1블록에서의 변조 심벌들에 대한 등가 채널 행렬을 나타냄.
  27. 제25항에 있어서,
    상기 수신 안테나들의 개수가 M개이고 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수가 L개일 경우, 제2블록 내지 제 L-1블록에서의 선형 신호 모델은 하기 수학식 42과 같이 표현됨을 특징으로 하는 수신기.
    <수학식 42>
    Figure 112009076800699-pat00120
    상기 수학식 42에서, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, p는 수신 안테나를 나타내는 인덱스이며,
    Figure 112009076800699-pat00171
    는 제v+1 시구간에서 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00172
    는 상기 제v+1 시구간에서 상기 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 제i블록에서의 잡음을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00173
    는 상기 송신기가 제v+1 시구간에서 제j 송신 안테나를 통해 송신한 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00174
    은 제v시구간에서 수신되는 제i블록에서의 변조 심벌들에 대한 등가 채널 행렬을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00175
    은
    Figure 112009076800699-pat00176
    의 에너지를 나타냄.
  28. 제25항에 있어서,
    상기 수신 안테나들의 개수가 M개이고 상기 부호어를 구성하는 블록들의 개수가 L개일 경우, 제2블록 내지 제 L-1블록에서의 선형 신호 모델은 하기 수학식 43과 같이 표현됨을 특징으로 하는 수신기.
    <수학식 43>
    Figure 112009076800699-pat00141
    상기 수학식 43에서, v는 시구간을 나타내는 인덱스이며, i는 상기 부호어를 구성하는 블록들을 나타내는 인덱스이며, j는 송신 안테나를 나타내는 인덱스이며, p는 수신 안테나를 나타내는 인덱스이며,
    Figure 112009076800699-pat00177
    는 제v+1 시구간에서 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00178
    는 상기 제v+1 시구간에서 상기 제p 수신 안테나를 통해 수신되는 상기 제i블록에서의 잡음을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00179
    는 상기 송신기가 제v+1 시구간에서 제j 송신 안테나를 통해 송신한 제i블록을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00180
    은 제v시구간에서 수신되는 제i블록에서의 변조 심벌들에 대한 등가 채널 행렬을 나타내며,
    Figure 112009076800699-pat00181
    은
    Figure 112009076800699-pat00182
    의 에너지를 나타냄.
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