CN100446451C - 使用辅助码元的时空分组编码方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种在多发射/接收天线系统中使用辅助码元的时空分组编码方法。在该时空分组编码方法中，接收要发射的二进制数据。通过将接收到的二进制数据分成预定比特数单元来产生自由码元和辅助码元。根据编码矩阵对该自由码元和辅助码元进行编码并发射。

Description

使用辅助码元的时空分组编码方法

技术领域

本发明涉及在其中引入辅助码元(symbol)来在使用多个发射天线的多输入多输出(MIMO)通信系统中的时空分组编码期间控制数据率和发射分集阶的时空分组编码方法。

背景技术

对于发射复杂的信号而言，已有的正交时空分组编码为两个发射天线提供每次发射1个码元的最大数据率，并为三个天线提供每次发射0.75个码元的最大数据率。

由Tarokh等公开的时空分组编码是对用于多个天线的Alamouti的发射天线分集的扩展。为了发射复杂的信号，已知正交的时空分组编码对两个发射天线具有1的数据率，并且对三个或四个发射天线具有0.75的数据率。已证实具有1的数据率的时空分组编码方法仅可用于两个发射天线，而无已知的正交的时空分组编码为三个或更多的发射天线提供超过0.75的数据率。

图1A和1B是现有正交时空分组编码装置的结构图。

图1A是用在现有时空分组编码装置中的发射器的结构图。参考图1A，该发射器包括N个发射天线(从ANT1到ANT N)103-1至103-N。该发射器包括码元映射器101，用于通过把每2^b个比特映射到码元来从输入的二进制数据b₁b₂...b_i中产生N_t个码元，该发射器还包括时空分组编码器102，用于通过使用从该码元映射器101中接收到的码元中的编码矩阵来产生时空分组码，并将该时空分组码提供给各个发射天线103-1至103-N。

当发射天线N的数量为2时，N_t为2。当N＝3或4时，N_t为3。当N＝2，3和4时，该编码矩阵如公式1，2和3所示：

$H_{22}=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}\end{array}\right]...\left(1\right)$

$H_{43}=\left[\begin{array}{ccc}{s}_1& s_2& s_3\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}& 0\\ {s_3}^{*}& 0& -{s_1}^{*}\\ 0& {s_3}^{*}& -{s_2}^{*}\end{array}\right]...\left(2\right)$

$H_{44}=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& s_3& 0\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}& 0& s_3\\ {s_3}^{*}& 0& -{s_1}^{*}& s_2\\ 0& {s_3}^{*}& -{s_2}^{*}& {-s}_1\end{array}\right]...\left(3\right)$

其中H₂₂，H₄₃和H₄₄表示分别表示对于N＝2，3和4的时空分组码。在每个矩阵中，i^th行表示在i^th时刻发射的信号，而j^th列表示通过j^th发射天线发射的信号。

使用这种编码矩阵的编码发生在如图1A所示的时空分组编码器102中。

图1B是在该时空分组码装置中具有N’个接收天线104-1’至104-N’的接收器的结构图。参考图1B，该接收器包括信道估算器105，用于在从发射器接收到的时空分组码上执行信道估算，时空解码器106，用于通过将接收天线104-1’至104-N’接收到的时空分组码与信道估算值相乘来计算与该发射信号相应的判定度量并因此估算码元，该接收器还包括码元反映射器107，用于从该估算的码元产生二进制数据。详细内容参见文章“Space Time BlockCoding from Original Design”IEEE Trans.On Info..Theory，Vol.45，pp.1456-1467 July 1999。

以上所述的时空分组编码提供了与发射天线数量一起增加的发射分集增益。但是，由于在两个码元周期中发射两个码元，因此H₂₂的数据率是1，而由于在四个码元周期中发射三个码元，因此H₄₃和H₄₄的数据率为0.75。抛开这些时空分组码，可以证明各种时空编码方案中所使用的任何其他的编码矩阵都无法获得超过1的数据率。

发明内容

由于多发射/接收天线系统的优点在于提高用于发射的信号的误差检测性能的分集增益和允许大量数据同时传输的复用增益，因此对数据率平衡的限制阻碍全面使用该优点。同时，根据使用的发射天线的数量的固定数据率降低了系统在使用时空分组码上的灵活性。

本发明的一个目的是充分地解决至少以上的问题和/或缺点并至少提供以下的优点。因此，本发明的目的是提供一种使用辅助码元的时空分组编码方法，用于保持时空分组码的正交并获得比已有时空分组编码方案更高的数据率，同时最小化与辅助码元相关的解码的复杂性，并控制数据率和分集阶。

以上的目的通过在多发射/接收天线系统中提供一种使用辅助标记的时空分组编码方法来实现。在该时空分组编码方法中，接收将要发射的二进制数据。通过将接收到的二进制数据分成预定的比特数来产生自由码元和辅助标记。根据编码矩阵对该自由码元和辅助码元进行编码并发射。

附图说明

本发明以上和其他目的，特征和优点将从以下结合附图的详细描述中变得更加明显，其中：

图1A和1B是现有正交时空分组编码装置的结构图；

图2是图解典型时空分组编码的曲线图；

图3A和3B是根据本发明实施例的正交时空分组编码装置的结构图；

图4是图解根据本发明的实施例的时空分组编码方法的流程图；

图5A到5D是根据使用两个发射天线时的BER(比特误差率)，将现有正交时空分组编码与本发明的正交时空分组编码进行比较的示意图；和

图6A和6B是根据使用三个发射天线时的BER(比特误差率)，将现有正交时空分组编码与本发明的正交时空分组编码进行比较的示意图。

具体实施方式

以下将参考附图对本发明的优选实施例进行详细描述。在以下的描述中，由于公知的功能或结构并不是实现本发明所必要的，因此不对它们进行详细描述。

多发射/接收天线系统提供了两个主要的优点。一个是通过执行信号分集来提高发射信号的误差检测性能，另一个是通过在多路复用的处理过程的同时发射大量数据来提高数据率。时空分组编码是一种通过使用多个发射天线来获得传输分集的方案。

当可以通过增加传输器中的发射天线数量来获得充分的发射分集时，或在尽管缺少发射天线还可以通过增加接收天线的数量来获得充分的接收分集时，分集增益能够带来的性能改善是饱和的。像传统的做法那样通过限制对时空分组码的使用来获得发射分集是无效的。在本文中，本发明的实施例提供了一种通过增加数据率而不是分集增益来提高系统性能的方法。

图2是图解典型时空分组编码的曲线图。参考图2，曲线200表示典型时空分组编码的基本特性，其显示了信噪比对误差率的列表。可以根据分集阶和数据率来改变该性能。

当分集阶增加时，将曲线200变为曲线202作为其斜度增加的绝对值。这意味着性能提高了。相反，如果分集阶降低了，那么斜度的绝对值降低，因此将曲线200变为具有降低的性能的曲线201。

当数据率增加时，将曲线200变为形状相同但具有提高的性能的曲线204。

这样，分集阶改变性能曲线的倾斜度而数据率改变性能曲线的参考点。

该分集阶是发射天线和接收天线数之间的乘积。如果分集阶等于或大于预定的阀值，那么在分集阶中几乎没有改变。因此，在使用多个接收天线的情况中，发射器能通过增加数据率而不是改变分集阶来提高性能。

时空分组编码是基于发射编码矩阵的正交而设计。这一特性限定了数据率。因此，对任何数量的发射天线的最大数据率都限定为1或更小。但是，本发明引入辅助码元的概念来解决该问题。

根据本发明所述时空分组编码方法中的发射编码矩阵具有以下的特点。

发射编码矩阵中的每个元素都是一个变量或一组变量。该发射编码矩阵中的某些元素是根据输入的二进制数据而确定的码元。引用这些码元作为自由码元。

将矩阵中的其他元素丛定义为在自由码元和辅助码元之间的乘积。辅助码元是一个总具有{-1，1，-j，j}值的QPSK(正交相移键控)码元，该值使矩阵中两列之间的内部乘积等于零。该辅助码元总是与将成为该矩阵中的元素的自由码元相乘。

图3A和3B是根据本发明实施例的正交时空分组编码装置的结构图。

图3A是根据本发明实施例的正交时空分组编码装置中具有N个发射天线(从ANT1到ANT N)303-1至303-N的发射器的结构图。参考图3A，该发射器包括码元映射器301，用于通过将每2^b个比特映射到一个码元来从输入的二进制数据b₁b₂...b_i中产生N_t个码元，并产生QPSK辅助码元x，该发射器还包括时空分组编码器302，用于通过使用从码元映射器301接收的码元中的编码矩阵来产生时空分组码，并将该时空分组码提供给各个发射天线303-1至303-N。

当N＝2时，N_t为2。当N＝3或4时，N_t为4。当N＝2，3和4时，各自的编码矩阵如公式4，5和6所示：

$G_{22}=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ -x{s_2}^{*}& x{s_1}^{*}\end{array}\right]...\left(4\right)$

$G_{43}=\left[\begin{array}{ccc}{s}_1& s_2& {-\mathrm{xs}}_1\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}& {{\mathrm{xs}}_2}^{*}\\ s_3& s_4& x{s}_3\\ x^{*}{s_4}^{*}& -x^{*}{s_3}^{*}& {s_4}^{*}\end{array}\right]...\left(5\right)$

$G_{44}=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& -x{s}_1& -x{s}_2\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}& x{s_2}^{*}& -x{s_1}^{*}\\ s_3& s_4& x{s}_3& -x{s}_4\\ x^{*}{s_4}^{*}& -x^{*}{s_3}^{*}& {s_4}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right]...\left(6\right)$

图3B是在该时空分组编码装置中的具有N’个接收天线304-1至304-N的接收器的结构图。参考图3B，该接收器包括信道估算器305，用于在从发射器接收到的时空分组码上执行信道估算，时空分组解码器306，用于通过把信道估算值乘以通过接收天线304-1’至304-N’而接收到的时空分组码来为所有发射信号计算判定度量，并因此估算码元，该接收器还包括码元反映射器307，用于从估算的码元产生二进制数据的。详细内容参见文章“Space TimeBlock Coding from Original Design”IEEE Trans.On Info..Theory，Vol.45，pp.1456-1467July 1999。

例如，该正交时空分组编码装置使用N个发射天线和2^b元的调制方案。发射器的码元映射器301通过将每2^b个比特映射到一个码元来为输入的二进制数据b₁b₂...b_I产生N_t个码元s_j(j＝1，2，...，N_t)，并通过将2比特映射到一个码元来产生QPSK码元x。这里，x∈{1，2，-j，j}。

这样，根据本发明的正交时空分组编码产生了比现有系统更多的码元。具体地，前者产生N_t个码元(N＝2时，N_t＝2，而N＝3，4时，N_t＝4)和一个QPSK码元x，而后者产生N_t个码元(N＝2时，N_t＝2，而N＝3，4时，N_t＝3)。

根据本发明，在公式(4)，公式(5)和公式(6)中，G₂₂表示用于两个发射天线的时空分组码，G₄₃表示用于三个发射天线的时空分组码，而G₄₄表示用于四个发射天线的时空分组码。在每个矩阵中，i^th行表示在i^th刻发射的信号，而j^th列表示通过j^th发射天线发射的信号。通过在该时空分组编码器302中使用该发射编码矩阵来执行该时空分组编码。

在图3B所示的接收器中，当在信道估算器305中进行信道估算后，时空分组解码器306使用该信道估算值来检测发射的信号并通过用最大相似性检测来检测该接收的信号。该接收器以发射器中的时空分组码为基础来进行操作。即，对于接收到的时空分组码长度信号，该判定度量根据判定度量公式来计算该发射码元s_j(j＝1，2，...，N)所有可能的组合和码元x，并且选择最小化所判定度量的发射码元。码元反映射器307将发射码元解调成比特。这样来检测该发射信号。

在本发明的时空分组编码中，接收器能使用简单的最大相似性检测技术。它的原理将在以后详细说明。

其操作规则将通过使用G₂₂和G₄₃为例来进行描述。同样的规则也适用于其他编码矩阵，因此在此就不对它们进行描述。

对于两个发射天线(G₂₂)，用于两个码元周期的型的时空分组码如公式(7)所示：

$S=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ s_3& s_4\end{array}\right]...\left(7\right)$

其中，s₁，s₂，s₃，和s₄是自由码元。为了使该矩阵中的两列正交，该两列的内部乘积必须为零因此必须满足s₁ ^*s₂+s₃ ^*s₄＝0的条件。如果通过2^b元调制从2^b比特二进制数据确定s₃且s₂＝-xs₃ ^*，则允许s₄＝xs₁ ^*。因此，该发射矩阵如公式(4)所示。

为了使s₁，s₂，s₃，和s₄存在于相同的构象(constellation)中，从2比特的二进制数据确定辅助标记x∈{-1，1，-j，j}。

因此，对于QPSK而言，因为在两个码元周期中发射三个码元而获得1.5的数据率。对于16QAM(16位的正交振幅调制)而言，因为在两个码元周期中发射2.5个码元而获得1.25的数据率。

在该接收器中，如公式8所示，最大相似性检测方案检测最小化判定度量的s₁，s₂和x：

$M(s_1,s_2,x)=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\left(\right|r_{1,m}\text{-}{{\mathrm{\α}}_{1,m}{s}_1-\mathrm{\α}}_{2,m}{s}_2{|}^2+|r_{2,m}-{\mathrm{\α}}_{1,m}{s}_2^{*}x-{\mathrm{\α}}_{2,m}{s}_1^{*}x{|}^2).......\left(8\right)$

其中，r_i，m是在i^th时刻在m^th接收天线中接收到的信号，而αn_j，m是从n^th发射天线到m^th接收天线的信道增益。由于x是固定的，因此如公式9和10所示将上述判定度量分成两部分：

$M_1(s_1,x)=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left[(r_{1,m}{\mathrm{\α}}_{1,m}^{*}+r_{2,m}^{*}{\mathrm{\α}}_{2,m}x)s_1^{*}\right]+\left|s_1{|}^2\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\right|{\mathrm{\α}}_{n,m}{|}^2......\left(9\right)$

$M_2(s_2,x)=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left[(r_{1,m}{\mathrm{\α}}_{2,m}^{*}-r_{2,m}^{*}{\mathrm{\α}}_{1,m}x)s_2^{*}\right]+\left|s_2{|}^2\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}\right|{\mathrm{\α}}_{n,m}{|}^2......\left(10\right)$

公式(9)限于s₁而公式(10)限于s₂。在x被固定的情况下，最小化M(s₁，s₂，x)”的s₁等于最小化M(s₁，x)的s₁，并且最小化M(s₁，s₂，x)”的s₂等于最小化M(s₁，x)的s₂。

接收器在每个x∈{-1，1，-j，j}上计算M₁(s₁，x)和M₂(s₂，x)的最小值以及该最小值中的s₁，s₂并选择最小化M₁(s₁，x)+M₂(s₂，x)的s₁，s₂，x。这种特性导致了比现有时空分组码解码的复杂性增加了2²倍。

同时，对于三个传输天线而言，要在四个码元周期中发射的时空分组码如公式11所示：

$S=\left[\begin{array}{ccc}{s}_1& s_2& s_7\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}& -{s_8}^{*}\\ s_3& s_4& s_5\\ {s_6}^{*}& -{s_5}^{*}& {s_4}^{*}\end{array}\right]...\left(11\right)$

$S=\left[\begin{array}{ccc}{s}_1& s_2& s_7\\ -{s_2}^{*}& {s_1}^{*}& -{s_8}^{*}\\ s_3& s_4& s_5\\ {s_6}^{*}& -{s_5}^{*}& {s_4}^{*}\end{array}\right]...\left(11\right)$

其中，s₁，s₂，s₃，s₄，s₅，s₆，s₇和s₈是自由码元。

为了使该矩阵中的两列正交，两列的内部乘积必须为零因此必须满足s₆s₅ ^*-s₄s₃ ^*＝0，s₇s₁ ^*+s₅s₃ ^*＝0，s₈s₂ ^*+s₃s₅ ^*＝0的条件。如果s₅＝xs₃，那么发射矩阵用公式(5)表示。这里，^*表示共轭。

自由码元s₁，s₂，s₃，s₄，s₅(或s₁，s₂，s₃，s₄)和辅助码元x由输入的二进制数据决定。作为两个发射天线的情况，通过2^b位调制从2^b位二进制数据中确定s₁，s₂，s₃，s₄并通过QPSK从2比特二进制数据确定x。x∈{-1，1，-j，j}。

因此，对于QPSK而言，因为在四个码元周期中发射五个码元而获取1.25的数据率。对于16QAM而言，因为在四个码元周期中发射4.5个码元而获得1.125的数据率。这样，以简单的解码获得为2的发射分集增益。可以类似于对两个发射天线的最大相似性检测推论出在接收器中对于三个发射天线的最大相似性检测。因此在此就不再对其进行描述。

图4显示了根据本发明的时空分组编码方法的流程图。

参考图4，在步骤401中接收二进制数据。在步骤403中，通过把二进制数分成预定比特数单元来确定自由码元和辅助码元。该辅助码元是QPSK系数值，根据该系数值使用自由码元来产生的编码矩阵的内部乘积的总和为0。在步骤404中根据编码矩阵对自由码元和辅助码元进行编码并通过发射天线发射。

在本发明中将辅助码元引入时空分组码结构并控制对该辅助码元的需求使得可能在数据率和分集阶之间取得平衡。如以前所述，如果采用QPSK，那么对于两个发射天线的数据率是每次发射1.5个码元。对于三个或四个发射天线而言，数据率是每次发射1.25个码元。

图5A到5D是根据BER(比特误差率)，将传统的正交时空分组编码与本发明的正交时空分组编码进行比较的示意图。

对于每次发射5个比特的数据率使用以下的解码方案。

表1

	现有技术	本发明
			调制	s<sub>1</sub>，s<sub>2</sub>：32QAM	s<sub>1</sub>，s<sub>2</sub>：16QAM x：QPSK

参考图5A，在使用单个接收天线的情况下，本发明的正交时空分组编码显示相对于现有分组编码降低的性能。如图5B，5C和5D所示，当接收天线的数量增加到2，3和4时，该接收分集增益也增加了，因此弥补了在本发明的实施例中存在的发射分集增益的缺乏。而且，通过同时发射大量数据而获得的多路增益结果相比于现有方法产生了极好的BER性能。在传统的方法中发射两个32QAM信号的同时，在本发明中发射两个16QAM信号和一个QPSK信号。例如，对于BER＝1e-3，本发明相对于现有方法而对三个接收天线获得2.5dB的增益并对于四个接收天线获得2.7dB的增益。

图6A和6B是根据使用三个发射天线时的BER(比特误差率)，将现有正交时空分组编码与本发明的正交时空分组编码进行比较的示意图。

对于每4次发射18比特的数据率使用以下的解码方案。

(表1)

	传统	本发明
			调制	s<sub>1</sub>，s<sub>2</sub>，s<sub>3</sub>：64QAM	s<sub>1</sub>，s<sub>2</sub>，s<sub>3</sub>：16QAMx：QPSK

在使用三个接收天线的情况下，即便接收器采用如图6A所示的单个接收天线，本发明也比现有方法在BER＞1e-4时显示了更好的BER性能。如果如图6B所示使用了两个天线，那么本发明相对于现有方法在BER＝1e-3时获取3dB的增益。

在通信系统中使用了辅助标记的时空分组编码是高效的，特别是使用两个或更多的发射天线和一个或多个接收天线时。

根据以上描述的本发明，抛开从输入数据所得的自由码元，在多天线系统中引入辅助码元作为使发射编码矩阵的内部乘积的总和为0的系数。连同该辅助码元一起发射该自由码元，因此增加了数据率。

本发明比传统的方法在具有各种分集增益的时空分组码方法方面更加灵活，并且通过控制辅助码元的需求而设计数据率。此外，时空分组码的解码复杂性降到了最小。

本发明的时空分组编码方法可以程序化以便以计算机可读的形式存储在记录介质上(例如，CDROM，RAM，软盘，硬盘，光盘等)。

尽管已参照本发明的确定优选实例表示和描述了本发明，但本领域内的普通技术人员将理解的是，可在不背离由所附权利要求书限定的本发明宗旨和范围的前提下对本发明进行各种形式和细节上的修改。

Claims (16)

1.一种在多发射/接收天线系统中使用辅助码元的时空分组编码方法，包括以下步骤：

(1)接收要发射的二进制数据；

(2)通过将接收到的二进制数据分成预定比特数的单元来产生自由码元和辅助码元；

(3)根据编码矩阵对自由码元和辅助码元进行编码并发射经过编码的自由码元和辅助码元；和

其中辅助码元使通过每个天线发射的自由码元正交。

2.如权利要求1所述的时空分组编码方法，其中辅助码元是使编码矩阵的内积为零的值。

3.如权利要求1所述的时空分组编码方法，其中辅助码元是QPSK(正交相移键控)调制码元。

4.如权利要求2所述的时空分组编码方法，其中辅助码元是QPSK(正交相移键控)调制码元。

5.如权利要求3所述的时空分组编码方法，其中对于两个发射天线，该编码矩阵是

$G_{22}=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ {{-\mathrm{xs}}_2}^{*}& {{\mathrm{xs}}_1}^{*}\end{array}\right]$

其中，s₁和s₂是自由码元，而x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}。

6.如权利要求4所述的时空分组编码方法，其中对于两个发射天线，该编码矩阵是

$G_{22}=\left[\begin{array}{cc}{s}_1& s_2\\ {{-\mathrm{xs}}_2}^{*}& {{\mathrm{xs}}_1}^{*}\end{array}\right]$

其中s₁和s₂是自由码元，而x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}。

7.如权利要求3所述的时空分组编码方法，其中对于三个发射天线，该编码矩阵是

$G_{43}=\left[\begin{array}{ccc}{s}_1& s_2& {-\mathrm{xs}}_1\\ {{-s}_2}^{*}& {s_1}^{*}& {{\mathrm{xs}}_2}^{*}\\ s_3& s_4& {\mathrm{xs}}_3\\ x^{*}{s_4}^{*}& {-x}^{*}{s_3}^{*}& {s_4}^{*}\end{array}\right]$

其中s₁，s₂，s₃和s₄是自由码元，而x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}。

8.如权利要求4所述的时空分组编码方法，其中对于三个发射天线，该编码矩阵是

$G_{43}=\left[\begin{array}{ccc}{s}_1& s_2& {-\mathrm{xs}}_1\\ {{-s}_2}^{*}& {s_1}^{*}& {{\mathrm{xs}}_2}^{*}\\ s_3& s_4& {\mathrm{xs}}_3\\ x^{*}{s_4}^{*}& {-x}^{*}{s_3}^{*}& {s_4}^{*}\end{array}\right]$

其中s₁，s₂，s₃和s₄是自由码元，而x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}。

9.如权利要求3所述的时空分组编码方法，其中对于四个发射天线，该编码矩阵是

$G_{44}=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& {-\mathrm{xs}}_1& {-\mathrm{xs}}_2\\ {{-s}_2}^{*}& {s_1}^{*}& {{\mathrm{xs}}_2}^{*}& {{-\mathrm{xs}}_1}^{*}\\ s_3& s_4& {\mathrm{xs}}_3& {-\mathrm{xs}}_4\\ x^{*}{s_4}^{*}& {-x}^{*}{s_3}^{*}& {s_4}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right]$

其中s₁，s₂，s₃和s₄是自由码元，而x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}。

10.如权利要求4所述的时空分组编码方法，其中对于四个发射天线，该编码矩阵是

$G_{44}=\left[\begin{array}{cccc}{s}_1& s_2& {-\mathrm{xs}}_1& {-\mathrm{xs}}_2\\ {{-s}_2}^{*}& {s_1}^{*}& {{\mathrm{xs}}_2}^{*}& {{-\mathrm{xs}}_1}^{*}\\ s_3& s_4& {\mathrm{xs}}_3& {-\mathrm{xs}}_4\\ x^{*}{s_4}^{*}& {-x}^{*}{s_3}^{*}& {s_4}^{*}& {s_3}^{*}\end{array}\right]$

其中s₁，s₂，s₃和s₄是自由码元，而x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}。

11.如权利要求1所述的时空分组编码方法，其中在多发射/接收天线系统中的接收器执行与该时空分组编码相应的时空解码方法，该时空解码方法包括步骤：

(4)接收通过时空分组编码产生的时空分组码并对该时空分组码进行信道估算；

(5)通过将时空分组码与信道估算值相乘的来计算与该发射信号相应的判定度量，从而估算码元；和

(6)将估算的码元反映射为二进制数据。

12.如权利要求2所述的时空分组编码方法，其中在多发射/接收天线系统中的接收器执行与该时空分组编码相应的时空解码方法，该时空解码方法包括步骤：

(4)接收通过时空分组编码而产生的时空分组码并对该时空分组码进行信道估算；

(5)通过将时空分组码与信道估算值相乘来计算与该发射信号相应的判定度量，从而估算码元；和

(6)将估算的码元反映射为二进制数据。

13.如权利要求11所述的时空分组编码方法，其中步骤(5)包括将判定度量分成两部分并通过分别计算这两部分而获得s₁和s₂的步骤，这两部分等于

$M_1(s_1,x)=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left[(r_{1,m}{\mathrm{\α}}_{1,m}^{*}+r_{2,m}^{*}{\mathrm{\α}}_{2,m}x)s_1^{*}\right]+{\left|s_1\right|}^2\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_{n,m}\right|}^2$

$M_2(s_2,x)=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left[(r_{1,m}{\mathrm{\α}}_{2,m}^{*}-r_{2,m}^{*}{\mathrm{\α}}_{1,m}x)s_2^{*}\right]+{\left|s_2\right|}^2\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_{n,m}\right|}^2$

其中s₁和s₂是自由码元，并且x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}，r_i，m是在i^th时刻在m^th接收天线中接收到的信号，而αn_j，m是从n^th发射天线到m^th接收天线的信道增益。

14.如权利要求12所述的时空分组编码方法，其中步骤(5)包括将判定度量分成两部分并通过分别计算这两部分而获得s₁和s₂的步骤，这两部分等于

$M_1(s_1,x)=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left[(r_{1,m}{\mathrm{\α}}_{1,m}^{*}+r_{2,m}^{*}{\mathrm{\α}}_{2,m}x)s_1^{*}\right]+{\left|s_1\right|}^2\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_{n,m}\right|}^2$

$M_2(s_2,x)=-\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}2\mathrm{Re}\left[(r_{1,m}{\mathrm{\α}}_{2,m}^{*}-r_{2,m}^{*}{\mathrm{\α}}_{1,m}x)s_2^{*}\right]+{\left|s_2\right|}^2\underset{m=1}{\overset{M}{\mathrm{\Σ}}}\underset{n=1}{\overset{2}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\mathrm{\α}}_{n,m}\right|}^2$

其中s₁和s₂是自由码元，并且x是使通过每个天线发射的自由码元正交的辅助码元，x∈{1，-1，-j，j}，r_i，m是在i^th时刻在m^th接收天线中接收到的信号，而αn_j，m是从n^th发射天线到m^th接收天线的信道增益。

15.如权利要求13所述的时空分组编码方法，其中获得s₁和s₂的步骤包括检测最小化M₁(s₁，x)的s₁和最小化M₂(s₂，x)的s₂的步骤。

16.如权利要求14所述的时空分组编码方法，其中获得s₁和s₂的步骤包括检测最小化M₁(s₁，x)的s₁和最小化M₂(s₂，x)的s₂的步骤。

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