CN101951309B - 基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集系统 - Google Patents

Abstract

基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集系统，涉及多用户协作MIMO传输系统。它解决了现有协作通信中的上行协作通信链路中多用户干扰，以及多用户虚拟MIMO的协作通信的协同性能差导致的系统吞吐量和误码率性能较差的问题。它在SC-CDMA和MC-CDMA系统下，采用中继方式虚拟4天线空时循环延迟传输分集实现多用户的协同发射。本发明适用于多用户协作通信。

Description

基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集系统

技术领域

本发明涉及多用户协作MIMO传输系统，具体涉及多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集系统。

背景技术

协作通信是基于不同源节点（用户终端）、共享簇头节点的资源（如电池能量）以期改善传输质量的通信方式。通过协作过程，当一个用户节点向目标基站发送信号遇到锐利深衰落时，该用户可以充分利用它的协作节点协作通信，以期达到用户传输需要的服务质量（QoS）。协作通信可以充分利用多用户系统不同的信道信息形成空间分集，充分利用信道信息完成协作和中继其他用户信息。

但是，目前的研究都忽略了上行协作通信链路中多用户干扰问题。例如基于解码后前传准则（DF）准则的通信系统，协作用户端需要检测出源节点的信息，然后才能完成信息前传的目的；而其检测源节点信息的时候，首先要面对的问题就是多用户接入干扰（MAI），低复杂度的多用户检测技术对于协作通信的影响更为重要。对于协作多用户通信系统，另外一个重要的问题，就是如何更好实现多用户虚拟MIMO协作通信系统，以期提高系统吞吐量和改善系统误码率性能。

发明内容

本发明是为了解决现有的协作通信中的上行协作通信链路中多用户干扰，以及多用户虚拟MIMO的协作通信的协同性能差导致的系统吞吐量和误码率性能较差的问题，从而提供一种基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集系统。

基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集的方法，在SC-CDMA系统下，源节点与中继节点的协同发射过程为：

第一时隙下的源节点的发射过程为：

步骤一、将调制信号进行码片级扩频，获得码片级扩频后的信号；

步骤二、将步骤一获得的码片级扩频后的信号进行等价的时域空时编码，获得2路编码后的信号，分别为第1路信号和第2路信号；

步骤三、将步骤二中所述的第1路和第2路信号分别进行块扩频，获得块扩频后的第1路和第2路信号；在第1路信号在进行块扩频之前，将第1路信号进行复制，并将复制后的信号做等待处理，获得等待信号；

步骤四、将块扩频后的第1路和第2路信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

第一时隙下的中继节点接收信号的过程为：

步骤五、通过2根接收天线接收步骤四发射的第1路信号和第2路信号，并将所述第1路信号和第2路信号分别进行去保护间隔处理，获得处理后的第1路信号和第2路信号；

步骤六、将步骤五所述处理后的第1路信号和第2路信号分别进行块解扩，获得块解扩后的第1路信号和第2路信号；

步骤七、将步骤六获得的块解扩后的第1路信号和第2路信号进行空时译码，获得译码后的第1路信号和第2路信号；

步骤八、将步骤七所述的译码后的第1路信号和第2路信号分别进行等价的时域空时编码，获得编码后的第1路信号和第2路信号；并将编码后的第1路信号做结束处理；所述编码后的第2路信号与步骤二获得的编码后的第2路信号相同，并将所述第2路信号重新命名为第3路信号；

在第二时隙下，源节点和中继节点联合发射信号，具体过程为：

源节点的发射过程为：

步骤九、将步骤三中所述等待信号进行复制，获得2路等待信号，分别为第1路等待信号和第2路等待信号；

步骤十、将步骤九所述的第1路等待信号进行块扩频，将所述步骤九获得的第2路等待信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十一、将步骤十获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

中继节点的发射过程为：

步骤十二、将步骤八中获得编码后的第3路信号进行复制，获得第4路信号；

步骤十三、将步骤十二获得的第3路信号进行块扩频，将所述步骤十二获得的第4路信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十四、将步骤十四获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

接收节点接收信号的过程为：

步骤十五、采用接收天线接收第二时隙下的源节点发射的2路信号和第二时隙下的中继节点发射的2路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤十六、将步骤十六获得的处理后的信号进行块解扩，获得块解扩后的信号；

步骤十七、将步骤十七获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得N_C路变换后信号；

步骤十八、将步骤十八获得的N_C路信号分别进行基于MMSE频域均衡的空时译码，获得译码后的N_C路信号；

步骤十九、将步骤十九获得的译码后的N_C路信号进行快速傅里叶逆变换，获得N_C路变换后的信号；

步骤二十、将步骤二十获得的N_C路变换后的信号进行并/串转换，获得1路转换后的信号；

步骤二十一、将步骤二十一获得的转换后的信号进行码片级解扩，获得解扩后的信号；

步骤二十二、将步骤二十二获得的解扩后的信号解调后输出；

N_C为正整数。

在MC-CDMA系统下，源节点与中继节点的协同发射过程中：

第一时隙下的源节点信号发射过程为：

步骤一、将调制信号进行码片级扩频及交织，获得码片级扩频及交织后的信号；

步骤二、将步骤一获得的变换后的信号进行等价的时域空时编码，获得2路编码后的信号，分别为第1路信号和第2路信号；

步骤三、将步骤二获得的第1路信号和第2路信号，分别进行串/并转换，然后分别进行快速傅里叶逆变换，快速傅里叶逆变换后的信号重新进行并/串转换，获得变换后的信号；

步骤四、将步骤三中所述的第1路和第2路信号分别进行块扩频，获得块扩频后的第1路和第2路信号；在第1路信号在进行块扩频之前，将第1路信号进行复制，并将所述复制后的信号做等待处理，获得等待信号；

步骤五、将块扩频后的第1路和第2路信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

第一时隙下的中继节点接收信号的过程为：

步骤六、通过2根接收天线接收步骤五发射的第1路信号和第2路信号，并将所述第1路信号和第2路信号分别进行去保护间隔处理，获得处理后的第1路信号和第2路信号；

步骤七、将步骤六所述处理后的第1路信号和第2路信号分别进行块解扩，获得块解扩后的第1路信号和第2路信号；

步骤八、将步骤七获得的块解扩后的第1路信号和第2路信号分别进行空时译码，获得译码后的第1路信号和第2路信号；

步骤九、将步骤八所述的译码后的第1路信号和第2路信号分别进行等价的时域空时编码，获得编码后的第1路信号和第2路信号；并将编码后的第1路信号做结束处理；所述编码后的第2路信号与步骤三获得的编码后的第2路信号相同，并将所述第2路信号重新命名为第3路信号；

在第二时隙下，源节点和中继节点联合发射信号，具体过程为：

源节点的发射过程为：

步骤十、将步骤四中所述等待信号进行复制，获得2路等待信号，分别为第1路等待信号和第2路等待信号；

步骤十一、将步骤十所述的第1路等待信号进行块扩频，将所述步骤九获得的第2路等待信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十二、将步骤十一获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，通过2根发射天线发射至信道；

中继节点的发射过程为：

步骤十三、将步骤九中获得编码后的第3路信号进行复制，获得第4路信号；

步骤十四、将步骤十三获得的第3路信号进行块扩频，将所述步骤十三获得的第4路信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十五、将步骤十四获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，通过2根发射天线发射至信道；

接收节点接收信号的过程为：

步骤十六、采用接收天线接收第二时隙下的源节点发射的2路信号和第二时隙下的中继节点发射的2路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤十七、将步骤十六获得的处理后的信号进行块解扩，获得块解扩后的信号；

步骤十八、将步骤十七获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得N_C路变换后信号；

步骤十九、将步骤十八获得的N_C路信号分别进行基于MMSE频域均衡的空时译码，获得译码后的N_C路信号；

步骤二十、将步骤十九获得的译码后的N_C路信号进行并/串转换，获得1路转换后的信号；

步骤二十一、将步骤二十获得的转换后的信号进行解交织及码片级解扩，获得解交织及解扩后的信号；

步骤二十二、将步骤二十一获得的解交织及解扩后的信号解调后输出；

N_C为正整数。

有益效果：本发明采用中继方式虚拟4天线的方式，有效的解决了现有的协作通信中的上行协作通信链路中多用户干扰导致的系统吞吐量和误码率性能较差的问题，有效的消除了由于多用户虚拟MIMO的协作通信的协同性能差导致的系统吞吐量和误码率性能较差的问题。同比于未采用中继方式虚拟4天线的方法，本发明具有明显优异的系统误码率性能和较大的吞吐容量。

附图说明

图1是本发明具体实施方式一的原理示意图；图1是本发明具体实施方式二的原理示意图；图3是采用本发明的方法与现有不采用中继系统的用户的误码率性能对比仿真示意图；图4是采用本发明的方法与现有不采用中继系统的用户的误码率性能对比仿真示意图；图5是当用户数量为8时，f_DT对BER性能的影响仿真示意图。

具体实施方式

具体实施方式一、结合图1说明本具体实施方式，基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集系统，其特征是：在SC-CDMA系统下，源节点与中继节点的协同发射过程为：

第一时隙下的源节点的发射过程为：

步骤一、将调制信号进行码片级扩频，获得码片级扩频后的信号；

步骤二、将步骤一获得的码片级扩频后的信号进行等价的时域空时编码，获得2路编码后的信号，分别为第1路信号和第2路信号；

步骤三、将步骤二中所述的第1路和第2路信号分别进行块扩频，获得块扩频后的第1路和第2路信号；在第1路信号在进行块扩频之前，将第1路信号进行复制，并将复制后的信号做等待处理，获得等待信号；

步骤四、将块扩频后的第1路和第2路信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

第一时隙下的中继节点接收信号的过程为：

步骤五、通过2根接收天线接收步骤四发射的第1路信号和第2路信号，并将所述第1路信号和第2路信号分别进行去保护间隔处理，获得处理后的第1路信号和第2路信号；

步骤六、将步骤五所述处理后的第1路信号和第2路信号分别进行块解扩，获得块解扩后的第1路信号和第2路信号；

步骤七、将步骤六获得的块解扩后的第1路信号和第2路信号进行空时译码，获得译码后的第1路信号和第2路信号；

步骤八、将步骤七所述的译码后的第1路信号和第2路信号分别进行等价的时域空时编码，获得编码后的第1路信号和第2路信号；并将编码后的第1路信号做结束处理；所述编码后的第2路信号与步骤二获得的编码后的第2路信号相同，并将所述第2路信号重新命名为第3路信号；

在第二时隙下，源节点和中继节点联合发射信号，具体过程为：

源节点的发射过程为：

步骤九、将步骤三中所述等待信号进行复制，获得2路等待信号，分别为第1路等待信号和第2路等待信号；

步骤十、将步骤九所述的第1路等待信号进行块扩频，将所述步骤九获得的第2路等待信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十一、将步骤十获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

中继节点的发射过程为：

步骤十二、将步骤八中获得编码后的第3路信号进行复制，获得第4路信号；

步骤十三、将步骤十二获得的第3路信号进行块扩频，将所述步骤十二获得的第4路信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十四、将步骤十四获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

接收节点接收信号的过程为：

步骤十五、采用接收天线接收第二时隙下的源节点发射的2路信号和第二时隙下的中继节点发射的2路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤十六、将步骤十六获得的处理后的信号进行块解扩，获得块解扩后的信号；

步骤十七、将步骤十七获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得N_C路变换后信号；

步骤十八、将步骤十八获得的N_C路信号分别进行基于MMSE频域均衡的空时译码，获得译码后的N_C路信号；

步骤十九、将步骤十九获得的译码后的N_C路信号进行快速傅里叶逆变换，获得N_C路变换后的信号；

步骤二十、将步骤二十获得的N_C路变换后的信号进行并/串转换，获得1路转换后的信号；

步骤二十一、将步骤二十一获得的转换后的信号进行码片级解扩，获得解扩后的信号；

步骤二十二、将步骤二十二获得的解扩后的信号解调后输出；

N_C为正整数。

具体实施方式二、结合图2说明本具体实施方式，基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集系统，在MC-CDMA系统下，源节点与中继节点的协同发射过程中：

第一时隙下的源节点信号发射过程为：

步骤一、将调制信号进行码片级扩频及交织，获得码片级扩频及交织后的信号；

步骤二、将步骤一获得的变换后的信号进行等价的时域空时编码，获得2路编码后的信号，分别为第1路信号和第2路信号；

步骤三、将步骤二获得的第1路信号和第2路信号，分别进行串/并转换，然后分别进行快速傅里叶逆变换，快速傅里叶逆变换后的信号重新进行并/串转换，获得变换后的信号；

步骤四、将步骤三中所述的第1路和第2路信号分别进行块扩频，获得块扩频后的第1路和第2路信号；在第1路信号在进行块扩频之前，将第1路信号进行复制，并将所述复制后的信号做等待处理，获得等待信号；

步骤五、将块扩频后的第1路和第2路信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

第一时隙下的中继节点接收信号的过程为：

步骤六、通过2根接收天线接收步骤五发射的第1路信号和第2路信号，并将所述第1路信号和第2路信号分别进行去保护间隔处理，获得处理后的第1路信号和第2路信号；

步骤七、将步骤六所述处理后的第1路信号和第2路信号分别进行块解扩，获得块解扩后的第1路信号和第2路信号；

步骤八、将步骤七获得的块解扩后的第1路信号和第2路信号分别进行空时译码，获得译码后的第1路信号和第2路信号；

步骤九、将步骤八所述的译码后的第1路信号和第2路信号分别进行等价的时域空时编码，获得编码后的第1路信号和第2路信号；并将编码后的第1路信号做结束处理；所述编码后的第2路信号与步骤三获得的编码后的第2路信号相同，并将所述第2路信号重新命名为第3路信号；

在第二时隙下，源节点和中继节点联合发射信号，具体过程为：

源节点的发射过程为：

步骤十、将步骤四中所述等待信号进行复制，获得2路等待信号，分别为第1路等待信号和第2路等待信号；

步骤十一、将步骤十所述的第1路等待信号进行块扩频，将获得步骤九所述的第2路等待信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十二、将步骤十一获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，通过2根发射天线发射至信道；

中继节点的发射过程为：

步骤十三、将步骤九中获得编码后的第3路信号进行复制，获得第4路信号；

步骤十四、将步骤十三获得的第3路信号进行块扩频，将获得步骤十三所述的第4路信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频率后的信号；

步骤十五、将步骤十四获得的2路块扩频率后的信号分别加入保护间隔，通过2根发射天线发射至信道；

接收节点接收信号的过程为：

步骤十六、采用接收天线接收第二时隙下的源节点发射的2路信号和第二时隙下的中继节点发射的2路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤十七、将步骤十六获得的处理后的信号进行块解扩，获得块解扩后的信号；

步骤十八、将步骤十七获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得N_C路变换后信号；

步骤十九、将步骤十八获得的N_C路信号分别进行基于MMSE频域均衡的空时译码，获得译码后的N_C路信号；

步骤二十、将步骤十九获得的译码后的N_C路信号进行并/串转换，获得1路转换后的信号；

步骤二十一、将步骤二十获得的转换后的信号进行解交织及码片级解扩，获得解交织及解扩后的信号；

步骤二十二、将步骤二十一获得的解交织及解扩后的信号解调后输出；

N_C为正整数。

工作原理：设每个用户具有2天线，因此源节点和协作节点的天线可以形成虚拟4天线(virtual4-antenna)系统。

1.时隙结构

在第1个时隙里，源节点首先广播其信号信息到目标中继节点；此时中继节点监听源节点信息，并按照DF准则可以正确恢复出源节点发送信息，这个假设是基于源节点和中继节点的良好信道环境下。

在第2个时隙里，源节点用户和中继节点用户同时向基站发送信息，并采用STCDTD编码方式，此时中继节点的天线是源节点用户的虚拟天线。在基站终端，通过源节点和中继节点的信息将合并接收。

2.源节点在第1个时隙的发送信号

本文中在发射机和接收机采用相同的平方根奈奎斯特码片成型滤波器；并且接收机使用理想采样时间。因此本文的传输过程采用码片间隔的离散时间序列表示。

代表小于或等于实数变量a的最大整数；

代表大于或等于实数变量a的最小整数。U是同时接入用户数，因此，对于用户u(u=0～U-1)来说，这里假设干扰用户数为U-1。

这里考虑用户u的信号处理过程，其调制后的符号信息系列为{d_u(n);n=0～N_c/SF_f-1}，这里SF_f代表码片级(chip-level)的扩频因子长度，这里SF_t代表块级(block-level)的扩频因子长度，N_c是FFT(或IFFT)变换的长度大小。对于码片级扩频，采用扩频序列为其中序列

扩频后的序列将与扰码序列相乘，使其变为类似高斯白噪声的发射信号。最后对于SC-CDMA系统，其发射序列

表达式如公式(1)所示。

对于MC-CDMA系统，码片级扩频后的序列

需经过N_c点IFFT变换，以获得MC-CDMA信号

如公式(2)所示。这里需要注意的是，为了充分利用信道的频率选择特性，SF_f×(N_c/SF_f)将首先作用于码片级扩频后的序列，使得序列在N_c个子载波上等距离相隔(N_c/SF_f)的分散开来，然后再通过IFFT变换。

$s_u^{\mathrm{MC}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\underset{n=0}{\overset{N_c/{\mathrm{SF}}_f-1}{\mathrm{\Σ}}}\underset{i=0}{\overset{{\mathrm{SF}}_f-1}{\mathrm{\Σ}}}\left[\begin{array}{c}{s}_u^{\mathrm{SC}}(n\·{\mathrm{SF}}_f+i)\\ \×\exp \{j2\mathrm{\π}\frac{t}{N_c}\·(n+i\frac{N_c}{{\mathrm{SF}}_f})\}\end{array}\right]---\left(2\right)$

将SC-CDMA和MC-CDMA发射信号统一用{s(t);t=0～N_c-1}表示，如公式(3)所示。

尽管SC-CDMA发射端没有IFFT变换，但我们仍将每N_c个比特数，作为一组发射数据块(block)进行处理。

然后将s_u(t)序列每N_c个chip作为一组，分成偶序列{s_u，e(t);t=0～N_c-1}和奇序列{s_u,o(t);t=0～N_c-1}。

欲形成虚拟4天线STCDTD系统，首先采用STBC编码，编码后的传输信息可以表示为(4)。

$\left(\begin{array}{cc}{s}_{u,\mathrm{0,0}}\left(t\right)& s_{u,\mathrm{1,0}}\left(t\right)\\ s_{u,\mathrm{0,2}}\left(t\right)& s_{u,\mathrm{1,2}}\left(t\right)\end{array}\right)=\frac{1}{\sqrt{2}}\left(\begin{array}{cc}{s}_{u,e}\left(t\right)& -s_{u,o}^{*}\left((N_c-t)\mathrm{mod}{N}_c\right)\\ s_{u,o}\left(t\right)& s_{u,e}^{*}\left((N_c-t)\mathrm{mod}{N}_c\right)\end{array}\right)---\left(4\right)$

这里

代表用户u在第n_t个发射天线在q时间间隔的编码码块。经过编码后的序列，送入循环延迟处理和块扩频模块，然后N_g个循环前缀(cyclic prefix,CP)将会插入每个块间完成保护间隔的作用。

假设每个时隙含有两个（N_c+N_g）-chip长的数据块在第1时隙中，源节点的2根天线同时发送s_u,0,0(t)和s_u,1,0(t)。

最后源节点采用块扩频，其扩频码字为其中SF_t是第二次扩频码字长度。

3.源节点和中继节点在第2个时隙的联合发送信号

当协作节点接收到源节点发送信息后，首先采用DF恢复出传输的s_u,0,0(t)和s_u,1,0(t)信号。然后在第2时隙形成基于二维块扩频的虚拟4天线STCDTD上行链路系统。

此时可以将用户u的2根天线和其协作用户的2根天线，看成虚拟4天线STCDTD二维块扩频系统。因此可以获得奇时间和偶时间传输序列，如式(5)和(6)所示。

这里t=0～SF_t×N_c-1。然后加入N_g个码片的保护间隔，以避免IBI干扰。接下来block序列将传输通过频率和时间双选择性衰落信道。

基站接收端将同时收到U个用户经过衰落信道后的信号。首先移除GI保护间隔，获得的接收信号为：

$\left\{\begin{array}{c}{r}_e\left(t\right)=\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\begin{array}{c}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,0,l}{\hat{s}}_{u,0,e}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,0,l})+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,1,l}{\hat{s}}_{u,1,e}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,1,l})+\\ \underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,2,l}{\hat{s}}_{u,2,e}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,2,l})+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,3,l}{\hat{s}}_{u,3,e}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,3,l})\end{array}\right)+n_{u,e}\left(t\right)\\ r_o\left(t\right)=\underset{u=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\Σ}}}\left(\begin{array}{c}\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,0,l}{\hat{s}}_{u,0,o}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,0,l})+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,1,l}{\hat{s}}_{u,1,o}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,1,l})+\\ \underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,2,l}{\hat{s}}_{u,2,o}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,2,l})+\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_{u,3,l}{\hat{s}}_{u,3,o}(t-{\mathrm{\τ}}_{u,3,l})\end{array}\right)+n_{u,o}\left(t\right)\end{array}\right.---\left(7\right)$

式(7)中，假设信道增益在奇时刻和偶时刻保持平稳为常数，即信道增益只取决于不同发射天线所走路径。然后block-level解扩过程为：

$\left\{\begin{array}{c}{s}_{u,e}^{\′}\left(t\right)=\frac{1}{{\mathrm{SF}}_t}\underset{i=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_e(t+i{N}_c){\left\{c_u^{{\mathrm{SF}}_t}\right\}}^{*}\\ s_{u,o}^{\′}\left(t\right)=\frac{1}{{\mathrm{SF}}_t}\underset{i=0}{\overset{U-1}{\mathrm{\Σ}}}{r}_o(t+i{N}_c){\left\{c_u^{{\mathrm{SF}}_t}\right\}}^{*}\end{array}\right.,t=0N_c-1---\left(8\right)$

通过FFT变换，将

接收信号通过N_c点FFT变换到频域进行信号处理，其频域信号表达式如式(3-39)所示。式中

代表基站接收天线与移动终端发射第n_t(n_t=0,1,2,3)天线间第k个子载波的复信道增益；∏(k)表示了均值为0的高斯白噪声的频域表达式。接收信号{R_u,e(k)}和{R_u,o(k)}可以表示为

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{u,e}\left(t\right)=\begin{array}{c}\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,0}\left(k\right)S_{u,\mathrm{0,0}}\left(k\right)+\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,1}\left(k\right)S_{u,\mathrm{0,1}}\left(k\right)+\\ \sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,2}\left(k\right)S_{u,0,2}\left(k\right)+\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,3}\left(k\right)S_{u,0,3}\left(k\right)+{\mathrm{\Π}}_{u,e}\left(k\right)\end{array}\\ R_{u,o}\left(t\right)=\begin{array}{c}\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,0}\left(k\right)S_{u,\mathrm{1,0}}\left(k\right)+\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,1}\left(k\right)S_{u,\mathrm{1,1}}\left(k\right)+\\ \sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,2}\left(k\right)S_{u,1,2}\left(k\right)+\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}{H}_{u,3}\left(k\right)S_{u,1,3}\left(k\right)\end{array},+{\mathrm{\Π}}_{u,o}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(9\right)$

与STTD过程不同的是，这里：

$\left\{\begin{array}{c}{S}_{u,\mathrm{0,1}}\left(k\right)=S_{u,\mathrm{0,0}}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N_c})\\ S_{u,\mathrm{0,3}}\left(k\right)=S_{u,\mathrm{0,2}}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N_c})\end{array}---\left(10\right)\right.$

由此式(9)可以写成：

$\left\{\begin{array}{c}{R}_{u,e}\left(t\right)=\begin{array}{c}\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}(H_{u,0}\left(k\right)+H_{u,1}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N_c}))\·S_{u,\mathrm{0,0}}\left(k\right)+\\ \sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}(H_{u,2}\left(k\right)+H_{u,3}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N_c}))\·S_{u,0,2}\left(k\right)+{\mathrm{\Π}}_{u,e}\left(k\right)\end{array}\\ R_{u,o}\left(t\right)=\begin{array}{c}\sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}(H_{u,0}\left(k\right)+H_{u,1}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N_c}))\·S_{u,\mathrm{1,0}}\left(k\right)+\\ \sqrt{\frac{{2E}_c}{T_c}}(H_{u,2}\left(k\right)+H_{u,3}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N_c}))\·S_{u,1,2}\left(k\right)+{\mathrm{\Π}}_{u,o}\left(k\right)\end{array}\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中定义：

$\left\{\begin{array}{c}{\stackrel{\‾}{H}}_{u,0}\left(k\right)=H_{u,0}\left(k\right)+H_{u,1}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N_c})\\ {\stackrel{\‾}{H}}_{u,2}\left(k\right)=H_{u,2}\left(k\right)+H_{u,3}\left(k\right)\·\exp (-j2\mathrm{\πk}\frac{\mathrm{\Δ}}{N})\end{array}\right.---\left(12\right)$

频域STTD解码如(13)式所示。

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{S}}_{u,e}\left(k\right)=w_{u,0}^{*}\left(k\right)R_{u,e}\left(k\right)+w_{u,2}\left(k\right)R_{u,o}^{*}\left(k\right)\\ {\tilde{S}}_{u,o}\left(k\right)=w_{u,2}^{*}\left(k\right)R_{u,e}\left(k\right)-w_{u,0}\left(k\right)R_{u,o}^{*}\left(k\right)\end{array}\right.---\left(13\right)$

这里w_u，0(k)和w_u，2(k)是MMSE的权重因子，其取值为式(14)。

$\left\{\begin{array}{c}{w}_{u,0}\left(k\right)=\frac{H_{u,0}\left(k\right)}{{\left|H_{u,0}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{u,2}\left(k\right)\right|}^2+{(\frac{1}{4}\·{\mathrm{SF}}_t\·\frac{E_c}{N_0})}^{-1}}\\ w_{u,2}\left(k\right)=\frac{H_{u,2}\left(k\right)}{{\left|H_{u,0}\left(k\right)\right|}^2+{\left|H_{u,2}\left(k\right)\right|}^2+{(\frac{1}{4}\·{\mathrm{SF}}_t\·\frac{E_c}{N_0})}^{-1}}\end{array}\right.---\left(14\right)$

对于SC-CDMA系统，通过对 $\{{\tilde{S}}_{u,e}\left(k\right);k=0~N_c-1\}$ 和 $\{{\tilde{S}}_{u,o}\left(k\right);k=0~N_c-1\}$ 进行N_c点IFFT变换，可以获得接收信号的时域形式。

$\left\{\begin{array}{c}{\tilde{s}}_{u,e}^{\mathrm{DS}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\underset{k=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{S}}_{u,e}\left(k\right)\exp \left(j2\mathrm{\πt}\frac{k}{N_c}\right)\\ {\tilde{s}}_{u,o}^{\mathrm{DS}}\left(t\right)=\frac{1}{\sqrt{N_c}}\underset{k=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{\tilde{S}}_{u,o}\left(k\right)\exp \left(j2\mathrm{\πt}\frac{k}{N_c}\right)\end{array}\right.---\left(15\right)$

对于MC-CDMA系统，通过解交织，直接获得信号的时域表达形式，如式(16)所示。

最后时域解扩获得发送数据

图3中，横坐标E_b/N₀为每比特的平均信号能量与高斯白噪声的功率谱密度的比值，纵坐标BER为误码率，其中用户数U作为仿真变化参数。图中：曲线31为当U＝1时不采用中继模式只有1根天线无分集曲线；曲线32为当U＝1时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；曲线33为当U＝1时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线34为当U＝1时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线；曲线35为当U＝16时不采用中继模式只有1根天线无分集曲线；曲线36为当U＝16时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；曲线37为当U＝16时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线38为当U＝16时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线。

由图3可以看出，采用中继方式的虚拟4天线STCDTD系统比不采用中继系统的用户具有明显优异的误码率性能。

图4中，横坐标E_b/N₀为每比特的平均信号能量与高斯白噪声的功率谱密度的比值，纵坐标为吞吐量。图中：曲线41为当U＝1时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线；曲线42为当U＝4时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线；曲线43为当U＝16时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线；曲线44为当U＝1时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线45为当U＝4时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线46为当U＝16时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线47为当U＝1时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；曲线48为当U＝4时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；曲线49为当U＝16时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；

由图4可以看出，采用我们提出的中继模式当E_b/N₀为10dB左右时即可达到最大吞吐量，而单用户2天线STTD系统欲达到同样的吞吐量需要的E_b/N₀为14dB。由此可见采用协作虚拟多天线系统可以明显改善系统误码率性能。因此当源节点的发射功率降低时，通过协作多天线模式，亦可以有效满足系统误码率的需求。

图5中，横坐标E_b/N₀为每比特的平均信号能量与高斯白噪声的功率谱密度的比值，纵坐标为误码率。图中：曲线51为一个数据块的时间长度为10^-2时不采用中继模式只有1根天线无分集曲线；曲线52为一个数据块的时间长度为10^-3时不采用中继模式只有1根天线无分集曲线；曲线53为一个数据块的时间长度为10^-4时不采用中继模式只有1根天线无分集曲线；曲线54为一个数据块的时间长度为10^-2时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；曲线55为一个数据块的时间长度为10^-3时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；曲线56为一个数据块的时间长度为10^-4时不采用中继模式采用2天线STTD分集曲线；曲线57为一个数据块的时间长度为10^-2时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线58为一个数据块的时间长度为10^-3时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线59为一个数据块的时间长度为10^-4时不采用中继模式采用2天线CDTD分集曲线；曲线60为一个数据块的时间长度为10^-2时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线；曲线61为一个数据块的时间长度为10^-3时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线；曲线62为一个数据块的时间长度为10^-4时采用中继模式采用虚拟4天线STCDTD分集曲线；

图5所示为U＝8时，f_DT对BER性能的影响，其中f_D代表最大多普勒频移，T代表一个数据块的时间长度。我们提出的虚拟多天线协作通信系统的误码率性能仍然好于不采用中继的基于2天线STTD的二维块扩频系统，可见该协作方式在快衰落信道条件下也可以获得良好性能，具有很好的环境适应性。

Claims (2)

1.基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集的方法，其特征是：在SC-CDMA系统下，源节点与中继节点的协同发射过程为：

第一时隙下的源节点的发射过程为：

步骤一、将调制信号进行码片级扩频，获得码片级扩频后的信号；

步骤二、将步骤一获得的码片级扩频后的信号进行等价的时域空时编码，获得2路编码后的信号，分别为第1路信号和第2路信号；

步骤三、将步骤二中所述的第1路和第2路信号分别进行块扩频，获得块扩频后的第1路和第2路信号；在第1路信号在进行块扩频之前，将第1路信号进行复制，并将复制后的信号做等待处理，获得等待信号；

步骤四、将块扩频后的第1路和第2路信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

第一时隙下的中继节点接收信号的过程为：

步骤五、通过2根接收天线接收步骤四发射的第1路信号和第2路信号，并将所述第1路信号和第2路信号分别进行去保护间隔处理，获得处理后的第1路信号和第2路信号；

步骤六、将步骤五所述处理后的第1路信号和第2路信号分别进行块解扩，获得块解扩后的第1路信号和第2路信号；

步骤七、将步骤六获得的块解扩后的第1路信号和第2路信号进行空时译码，获得译码后的第1路信号和第2路信号；

步骤八、将步骤七所述的译码后的第1路信号和第2路信号分别进行等价的时域空时编码，获得编码后的第1路信号和第2路信号；并将编码后的第1路信号做结束处理；所述编码后的第2路信号与步骤二获得的编码后的第2路信号相同，并将本步骤编码后的第2路信号重新命名为第3路信号；

在第二时隙下，源节点和中继节点联合发射信号，具体过程为：

源节点的发射过程为：

步骤九、将步骤三中所述等待信号进行复制，获得2路等待信号，分别为第1路等待信号和第2路等待信号；

步骤十、将步骤九所述的第1路等待信号进行块扩频，将所述步骤九获得的第2路等待信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频后的信号；

步骤十一、将步骤十获得的2路块扩频后的信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

中继节点的发射过程为：

步骤十二、将步骤八中获得编码后的第3路信号进行复制，获得第4路信号；

步骤十三、将步骤十二中的第3路信号进行块扩频，将所述步骤十二获得的第4路信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频后的信号；

步骤十四、将步骤十三获得的2路块扩频后的信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

接收节点接收信号的过程为：

步骤十五、采用接收天线接收第二时隙下的源节点发射的2路信号和第二时隙下的中继节点发射的2路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤十六、将步骤十五获得的处理后的信号进行块解扩，获得块解扩后的信号；

步骤十七、将步骤十六获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得N_C路变换后信号；

步骤十八、将步骤十七获得的N_C路信号分别进行基于MMSE频域均衡的空时译码，获得译码后的N_C路信号；

步骤十九、将步骤十八获得的译码后的N_C路信号进行快速傅里叶逆变换，获得N_C路变换后的信号；

步骤二十、将步骤十九获得的N_C路变换后的信号进行并/串转换，获得1路转换后的信号；

步骤二十一、将步骤二十获得的转换后的信号进行码片级解扩，获得解扩后的信号；

步骤二十二、将步骤二十一获得的解扩后的信号解调后输出；

N_C为正整数。

2.基于二维块扩频技术的多用户协作虚拟4天线空时循环延迟传输分集的方法，其特征是：在MC-CDMA系统下，源节点与中继节点的协同发射过程中：

第一时隙下的源节点信号发射过程为：

步骤一、将调制信号进行码片级扩频及交织，获得码片级扩频及交织后的信号；

步骤二、将步骤一获得的变换后的信号进行等价的时域空时编码，获得2路编码后的信号，分别为第1路信号和第2路信号；

步骤三、将步骤二获得的第1路信号和第2路信号，分别进行串/并转换，然后分别进行快速傅里叶逆变换，快速傅里叶逆变换后的信号重新进行并/串转换，获得变换后的信号；

步骤四、将步骤三中所述的第1路和第2路信号分别进行块扩频，获得块扩频后的第1路和第2路信号；在第1路信号在进行块扩频之前，将第1路信号进行复制，并将所述复制后的信号做等待处理，获得等待信号；

步骤五、将块扩频后的第1路和第2路信号分别加入保护间隔，并分别通过2根发射天线发射至信道；

第一时隙下的中继节点接收信号的过程为：

步骤六、通过2根接收天线接收步骤五发射的第1路信号和第2路信号，并将所述第1路信号和第2路信号分别进行去保护间隔处理，获得处理后的第1路信号和第2路信号；

步骤七、将步骤六所述处理后的第1路信号和第2路信号分别进行块解扩，获得块解扩后的第1路信号和第2路信号；

步骤八、将步骤七获得的块解扩后的第1路信号和第2路信号分别进行空时译码，获得译码后的第1路信号和第2路信号；

步骤九、将步骤八所述的译码后的第1路信号和第2路信号分别进行等价的时域空时编码，获得编码后的第1路信号和第2路信号；并将编码后的第1路信号做结束处理；所述编码后的第2路信号与步骤三获得的编码后的第2路信号相同，并将本步骤编码后的第2路信号重新命名为第3路信号；

在第二时隙下，源节点和中继节点联合发射信号，具体过程为：

源节点的发射过程为：

步骤十、将步骤四中所述等待信号进行复制，获得2路等待信号，分别为第1路等待信号和第2路等待信号；

步骤十一、将步骤十所述的第1路等待信号进行块扩频，将所述步骤十获得的第2路等待信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频后的信号；

步骤十二、将步骤十一获得的2路块扩频后的信号分别加入保护间隔，通过2根发射天线发射至信道；

中继节点的发射过程为：

步骤十三、将步骤九中获得编码后的第3路信号进行复制，获得第4路信号；

步骤十四、将步骤十三中的第3路信号进行块扩频，将所述步骤十三获得的第4路信号在循环延迟后进行块扩频，共获得2路块扩频后的信号；

步骤十五、将步骤十四获得的2路块扩频后的信号分别加入保护间隔，通过2根发射天线发射至信道；

接收节点接收信号的过程为：

步骤十六、采用接收天线接收第二时隙下的源节点发射的2路信号和第二时隙下的中继节点发射的2路信号，并将接收到的信号进行去保护间隔处理，获得处理后的信号；

步骤十七、将步骤十六获得的处理后的信号进行块解扩，获得块解扩后的信号；

步骤十八、将步骤十七获得的块解扩后的信号进行快速傅立叶变换，获得N_C路变换后信号；

步骤十九、将步骤十八获得的N_C路信号分别进行基于MMSE频域均衡的空时译码，获得译码后的N_C路信号；

步骤二十、将步骤十九获得的译码后的N_C路信号进行并/串转换，获得1路转换后的信号；

步骤二十一、将步骤二十获得的转换后的信号进行解交织及码片级解扩，获得解交织及解扩后的信号；

步骤二十二、将步骤二十一获得的解交织及解扩后的信号解调后输出；

N_C为正整数。

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