WO2007119451A1

WO2007119451A1 - Ｍｉｍｏ通信装置及びその通信方法

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Publication number: WO2007119451A1
Application number: PCT/JP2007/055681
Authority: WO
Inventors: Xiaoming She; Jifeng Li
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Priority date: 2006-03-20
Filing date: 2007-03-20
Publication date: 2007-10-25
Also published as: CN101043497A

Abstract

　ＺＦ法またはＭＭＳＥ法のような従来の検出方法を使用する場合においても検出性能を向上することができるＭＩＭＯ通信装置。このＭＩＭＯ通信装置において、符号化及び変調部（２０１）は、送信データの符号化及び変調処理を行い、Ｓ／Ｐ変換部（３０１）は、Ｓ／Ｐ変換により、送信データをＫ個のシンボルサブストリームに分割し、乗算器（３０２）は、Ｋ個のシンボルサブストリームのそれぞれに、アンテナに対応した異なる位相シーケンスを乗算し、ＧＩ挿入部（２０３）は、ＧＩを挿入する。

Description

MIMO通信装置及びその通信方法

技術分野

[0001] 本発明は、 MIMO (Multi Input Multi Output)通信装置及びその通信方法に関する。

背景技術

[0002] 移動体通信では、高速移動の状態においても高い伝送レートでデータを伝送することができる技術が求められる。この技術を達成するために、以下のような 2つの課題がある。 1つ目の課題は、如何にデータ伝送レートを高めることができるかであり、 2つ目の課題は如何にチャネル分散 (周波数選択性フェージング)を防ぐことができるかである。

[0003] 1つ目の課題は MIMO技術により解決することができる。 MIMOシステムでは、送信側はマルチアンテナで信号を送信し、受信側もマルチアンテナで信号を受信する。従来のシングルアンテナ送信と比べて、 MIMO技術はチャネル容量を著しく向上することができ、情報の伝送レートを高めることができる。

[0004] 2つ目の課題は、 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技術または周波数領域等化 (FDE)に基づくシングルキャリア（SC)技術により解決することができる。

[0005] OFDM技術は周波数領域でデータを伝送するのに対して、 SC技術は時間領域でデータを伝送するので、 OFDM技術によるシステムと比べて SC技術によるシステムは PAPR値が低いというメリットがある。また、 OFDM技術では、周波数領域のパラレルなデータストリームを時間領域に変換して伝送する場合にぉ、ても、 PAPR値が高いという問題がある。また、 FDEに基づく SC技術によるシステムの複雑度は、 OFD M技術によるシステムと同様である。このため、 SC技術は段々注目され、 3GPPの L TEでは、 SC技術はアップリンク伝送に最も適した伝送方法の 1つであるとされている

[0006] 図 1は従来のシングルアンテナ SCシステムの構成を示す図である。 [0007] 送信側では、符号ィ匕部 101及び変調部 102は、送信データに対してチャネル符号化及び変調を行い、 GI (保護間隔)挿入部 103は、変調後のデータストリームを複数のデータブロック（ブロックの長さは L)に分割し、データブロックの間に GIを挿入する

[0008] GI挿入部 103では、 OFDMシステムと同様に、それぞれのデータブロックの先頭に CPを挿入する方法を使用する。即ち GI挿入部 103は、それぞれのデータブロックの末尾から L個のデータをコピーして当該データブロックの先頭に挿入する。ただし

G

、 Lは GIの長さであり、チャネル最大遅延時間以上である。

G

[0009] アンテナ 104は、 GIが挿入されたデータを送信する。

[0010] 受信側では、アンテナ 111は空間の信号を受信する。チャネル推定部 118は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づく方法又は他の方法によりチャネル推定を行い、現在の時間領域のチャネルインパルス応答を推定する。 GI除去部 112は、受信信号力も GI (保護間隔）を除去する。 FFT部 113、 FDE部114及ひΊFFT部115は、長さ Lであるデータブロックに対して、 Lポイントの FFT変換、 FDE処理及び Lポイントの IFFT変換を順番に行う。 FDE部 114は、チャネル推定部 118より得られた現在のチャネル特性を利用して、信号の周波数領域等化を行う。復調部 116及び復号部 1 17は、等化された信号に対して復調及び復号を行い、元のデータに復元する。

[0011] 以上のように、 SC技術によるシステムでは、データブロックを単位としてデータを送受信するため、チャネルを Lc次の有限インパルス応答 (FIR)フィルタ、即ち、チヤネルインパルス応答 h= {h (0) , Ml) , · ··, h (Lc— 1) }で示すことができる。よって、 GI 除去後の時間領域データブロックにおける 1番目の受信信号を次式（1)で示すことがきる。

[数 1] r(l) = ^ h(l)x((l - k)_L ) + n(l) 0≤l≤L - \ ... (D x= {x(0) , x(l) ,•••xCL- l) }^,このデータブロックに含まれる L個のデータを示し、（k) Lは Kを Lで割った際の余剰を示し、 n(l)は加法的ホワイトガウス雑音 (AW GN)を示す。 [0012] 式（1)より、 SCシステムと OFDMシステムでは信号形式が類似しており、いずれの信号も送信信号とチャネルインパルス応答との畳込み演算の結果であることがわかる。このため、周波数領域では、受信信号を FFT変換した後に送信信号の周波数領域とチャネル周波数領域とを乗算した結果、即ち、 FFT部 113からの出力を次式（2) で示すことができる。

[数 2]

R(k) = H(k)X(k) + N(k) 0≤k≤L-l ... (2)

R(k)はこのデータブロックの FFT変換後の周波数領域における k番目のポイントの数値を示し、 H (k)はチャネル周波数領域における k番目のポイントの数値を示し、 X (k)は当該データブロックの FFT変換後の周波数領域における kポイント目の数値を示し、 N(k)は雑音周波数領域における kポイント目の数値を示す。

[0013] FFT変換後の信号 {R(O), R(l), ···, R(L— 1) }が FDE部 114に入力され、周波数領域等化処理により、 {G(0)R(0)， G(1)R(1), ···, G(L— 1)R(L— 1)}が出力される。 G(k)はサブキャリア kにおける等化演算因子である。 FDE部 114が使用する等化方法は、例えば ZF法又は MMSE法等がある。 ZF法を使用する場合、 G(k) = 1/H(k)であり、 MMSE法を使用する場合、 G(k) = H* (k) /[H (k) H* (k) + 1/snr ( ただし、 H* (k)は H (k)の複素共役、 snrは信号対雑音比（SNR) )である。

[0014] そして、周波数領域等化された信号力 FFT部 115の IFFT変換により次式（3)になる。

[数 3]

X ' = IFFT{G(0)R(0), G(1)R(1), ...,G{L-\)R(L-\)} ... (3)

[0015] 以上、従来のシングルアンテナの SC送信及び等化方法について説明した。

[0016] MIMO技術の発展につれ、 SCの伝送効率に対する要求が高まっている。 SC伝送技術及び等化技術を MIMOシステムと組み合わせる技術にっ、て、図 2を参照して説明する。

[0017] 図 2は従来の MIMO— SCシステムの構成を示す図である。図 2に示す構成では、送信側と受信側はそれぞれ n個と n個のアンテナを使用して送信と受信を行う。 [0018] 送信側では、送信データが符号化及び変調部 201によりチャネル符号化及び変調される。 SZP変換部 202では、送信データがパラレルに変換されることにより変調後の送信データが n個のデータサブストリームに分割され、それぞれのデータサブスト

T

リームが 1つのアンテナに対応する。複数の GI挿入部 203は、データサブストリームを複数のデータブロック (長さは L)に分割し、それぞれのデータブロックの間に GIを挿入する。 n個のアンテナ 204は、それぞれ対応する GI挿入後のデータブロックを

T

送信する。

[0019] 受信側では、 n個のアンテナ 211は空間すベての信号を受信し、チャネル推定部

R

219は、受信信号に含まれるパイロット信号に基づく方法又は他の方法により、現在のチャネル特性を推定する。複数の GI除去部 212は、受信信号から GIを除去する。 SZP変換部 213と FFT部 214は、 GI除去後の受信信号に対して、 SZP変換及び FFTを行う。 MIMO— FDE部 215は、 n個のアンテナが受信した信号に対して、

R 一斉に周波数領域等化処理を行う。 IFFT部 216は、周波数領域等化された n個の信

T

号に対して IFFT処理を行う。 PZS変換部 217は、 IFFT処理された受信データをシリアルに変換をし、復調及び復号部 218は、シンボル復調とチャネル復号を行って、受信データを元のデータに復元する。

[0020] 図 2に示す MIMO— SCシステムでは、 n Xn個のマルチパスチャネルがあり、 h(

T R

m ,m ,:)={h(m ,m ,0),h(m ,m ,l),---,h(m ,m ,Lc— l) }はアンテナ mとアン

R T R T R T R T R

テナ mとの間のマルチパ周波数スベクトルを示し、 m =1···η , m =1···ηである。

Τ Τ Τ R R

同様に、送信アンテナ mと受信アンテナ mとの間の周波数チャネル特性は H(m ,

T R R

m ,:) = {H(m，m，0)，H(m，m，l)，'"，H(m，m，L 1)}であり、 H(m，m ,:) =F

T R T R T R T R T

FT{h(m , m ,:)}である。送信アンテナから送信される時間領域のデータブロックは、

R T

x(m ,:) = {x(m ,0),x(m ,l),"-,x(m ,L— 1) }であり、 Lポイントの FFTにより X(m

T T T T

T, :) = {X (m_T,0) ,X (m_T,l) , · · · ,X (m^L— 1 ) } , 1 · · ·η_τとなる。

[0021] よって、受信アンテナ mがそれぞれ対応する FFT変換部 214からの出力を R(m ,

R R

:) = {R(m ,0) ,R(m ,l),---,R(m ,L— 1) }と示すことができ、 R(m ,k)は、 m番目

R R R R R

の受信アンテナが受信した信号力 SFFT変換された後の周波数領域における k番目のキャリアの信号を示し、次式 (4)で示される。画

R(m_R ,k)= ^ X{m_T ,k)H{m_R,m_T,k) ... (4)

[0022] 図 3は MIMO— FDE部 215の詳細構成を示す図である。図 3に示す MIMO— FD E部 215は、第 1のマッピング部 221と、 MIMO検出部 222と、第 2のマッピング部 22 3とを備える。

[0023] 図 3では、 MIMO— FDE部 215は、入力される n XL個の信号を nグループに分

R R

割する。それぞれのグループが 1つのアンテナにおける受信信号と対応する。よって、各グループの受信信号が、 {R(l,:),R(2,:) ',R(m ,:),-,R(n ,:)}となり， R(

R R

m ,:) = {R(m，0)，R(m ,l),---,R(m，L—1)}である。ここで、 R(m，k)は m番目

R R R R R R

のアンテナの受信信号力FFT変換された後の周波数領域における k番目のキャリアの信号を示す。

[0024] 具体的には、第 1のマッピング部 221は、 FFT部 214力も入力される n XL個の信

R

号を、同一サブキャリアにおける n個の信号が 1グループとなるようにマッピングして

R

Lグループに分ける。

[0025] MIMO検出部 222は、第 1のマッピング部 221により Lグループに分けられた信号に対して、グループごとに MIMO検出を行う。ここでは、グループ数 Lに対応する数の並列 MIMO検出部 222が備えられ、それぞれの MIMO検出部 222は 1つのサブキャリアにおける n個の受信信号に対して検出を行う。また、 MIMO検出部 222は、

R

線形検出方法、例えば ZF法または MMSE法を使用する。それぞれの MIMO検出部 222は n個の信号を出力するため、全部で n XL個の信号が出力される。

T T

[0026] 第 2のマッピング部 223は、 MIMO検出部 222から出力される n XL個の信号をグ

T

ループ化する。具体的には、第 2のマッピング部 223は、入力される n XL個の信号

T

を、同一のアンテナにおける L個の信号が 1グループになるようにマッピングして nグ

T

ループに分け、この nグループの信号をそれぞれ n個の IFFT部 216に出力する。

T T

[0027] 以上のように、図 2に示す従来の MIMO— SCシステムは、 MIMO技術と SC技術とを組み合わせて、 MIMO多重送信により、それぞれのアンテナ力異なる SC信号を送信するシステムである。 MIMOと SCとの組み合わせにより、周波数選択性チヤネルにおいて高速のデータ伝送を実現することができる。

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

[0028] しかしながら、上記の MIMO— SCシステムでは、 FDEの特性により ZF法または M

MSE法のような低性能の MIMO検出方法しか使用することができないため、検出性能が低いという問題がある。

[0029] 本発明の目的は、 ZF法または MMSE法のような従来の検出方法を使用する場合においても検出性能を向上することができる MIMO通信装置及びその通信方法を提供することである。

課題を解決するための手段

[0030] 本発明の MIMO送信装置は、複数のアンテナを所定数のアンテナグループに分けるグループィ匕手段と、送信データを前記所定数以下のサブストリームに分ける分割手段と、前記サブストリームに特徴位相シーケンスを乗算して重み付けする重み付け手段と、重み付けされた前記サブストリームを前記アンテナグループにおける複数のアンテナより送信する送信手段と、を具備する。

発明の効果

[0031] 本発明によれば、従来の検出方法を使用する MIMO通信システムの検出性能を向上することができる。特に、シングルキャリアの MIMO通信システムの検出性能を向上することができる。

図面の簡単な説明

[0032] [図 1]従来のシングルアンテナ SCシステムの構成を示すブロック図

[図 2]従来の MIMO— SCシステムの構成を示すブロック図

[図 3]従来の MIMO— SCシステムの MIMO— FDE部の詳細構成を示すブロック図 [図 4]本発明の一実施の形態に係る MIMO— SCシステムの送信側（MIMO送信装置）の構成を示すブロック図

[図 5]本発明の一実施の形態に係る MIMO— SCシステムの受信側（MIMO受信装置）の構成を示すブロック図 [図 6]図 5に示す MIMO— FDE部の詳細構成を示すブロック図

[図 7]従来の MIMO— SCシステムの送信側の各アンテナ力の送信信号の周波数スペクトルを示す図

[図 8]本発明の一実施の形態に係る MIMO— SCシステムの送信側（MIMO送信装置）の各アンテナからの送信信号の周波数スペクトルを示す図

[図 9]本発明の方法と従来の方法との性能を比較する図

発明を実施するための最良の形態

[0033] 以下、本発明の一実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

[0034] 図 4は、本実施の形態に係る MIMO送信装置 100の構成を示すブロック図である。

[0035] 図 4において、符号ィ匕及び変調部 201は、送信データに対して符号化及び変調処理を行って、 SZP変換部 301に出力する。

[0036] SZP変換部 301は、 SZP変換〖こより、送信データを K個のシンボルサブストリームに分割して、乗算器 302に出力する。それぞれのシンボルサブストリーム（以下データブロックと言う場合がある） (k= l, 2, 3, · ··, K)はそれぞれ 1つのアンテナグループに対応する。 k番目のシンボルサブストリームが対応するアンテナグループは n (k) 個の送信アンテナ 204を含み、 n (k)≥1である。

[0037] 乗算器 302は、 S/P変換部 301から入力される K個のシンボルサブストリームに対して、アンテナごとに異なる位相シーケンスにより重み付けして、 GI挿入部 203に出力する。例えば、乗算器 302は、 k番目のシンボルサブストリームに、アンテナグループにおける n(k)個のアンテナに対応して、それぞれ位相シーケンス {c , c , c ,

k,l k,2 k,3

· ··, c }を乗算する。乗算する位相シーケンスの詳細については後述する。

k,n(k)

[0038] 図 4に示す MIMO送信装置 100は、図 2に示す従来の装置、即ち、 MIMO— SC の単純な多重送信を使用してそれぞれのアンテナ力互いに異なる送信データを送信する装置と比べて、それぞれのアンテナグループにおける複数のアンテナから同一の送信データを送信することにより送信ダイバーシチを得る。

[0039] 具体的には、従来の送信処理では、シリアルの送信データを n個のパラレルのシ

T

ンボルサブストリームに変換し、それぞれ対応する 1つのアンテナから送信するのに対して、本発明の送信処理では、予めアンテナがグループ化され、シリアルの送信データを K(K≤n )個のパラレルのシンボルサブストリームに変換し、各グループにお

Τ

ける複数のアンテナそれぞれに対応する位相シーケンスにより重み付けした後、ダループ内それぞれのアンテナから送信する。例えば、 k番目のシンボルサブストリーム（ k=l, 2, 3, ···, K)を n(k)個のアンテナ力もなるアンテナグループから同時に送信する。ただし n(l) +n(2) +〜+n(k) =nである。また、 K及び n(k)の値は初期設

T

定により設定される。

本実施の形態では、乗算器 302は上記の位相シーケンスとして次式（5)に示す位相シーケンスを使用する。

[数 5] c_k, ={e-^J2" ^m-^iy"^m = 0,l,...}

₌ 1 } j K' m= \

... (5)

C は SZP変換後の k番目のシンボルサブストリームが対応するアンテナグループ k,m

における m番目のアンテナに対応する位相シーケンスを示す。 k番目のシンボルサブストリームを s ={s , s , s ---s }で示し、長さ Lである場合、 m番目のアンテナ

k k,0 k,l k,2 k，L_l

における送信データは、 s ={s , s , s ---s }と。との乗算結果となる。その

k k,0 k,l k,2 k，L_l k,m

乗算結果を次式 (6)で示す。

[数 6]

。一

·

… (6) 例えば、 η =4、 Κ=2、 η(1) =η(2) =2の場合、即ち、 4個の送信アンテナを第 1

Τ

グループと第 2グループの 2つのグループに分け、第 1グループの 2つの送信アンテナそれぞれから 1つ目の信号を、第 2グループの 2つの送信アンテナそれぞれから 2 つ目の信号を同時に送信する。上式 (5)より、第 1グループの第 1の送信アンテナに対応して 1つ目の信号に使用される位相シーケンスが式（7)であり、第 1グループの第 2の送信アンテナに対応して 1つ目の信号に使用される位相シーケンスが式 (8)である。 [数 7] c_u = {1,1,1,1, … ）

[数 8] c_I2 ={l,e , ゾ , e ³ e ⁴ ...}={1，— 1，1，ー1，1"..} ... (₈₎

[0041] そして、第 2グループの第 1の送信アンテナと第 2の送信アンテナにそれぞれ対応して 2つ目の信号に使用される位相シーケンスが式（9)と式（10)である。

[数 9] c₂₁ ={1,1,1,1,...} … (9)

[数 10] c₂₂ ={\,e-^j e ^i2M ,β~^βπ ,e-ⁱ⁴ ...} = {l,-lX-lX...} - (10)

[0042] よって、 1つ目の信号が重み付けされた結果は、式（11)と式（12)になり、 2つ目の信号が重み付けされた結果は、式（13)と式（14)になる。

[数 11]

^S\,\ = 1^1,0 ' ¾ ' ⁵1,2 ^1,3'-*·' ^S\,L-\ } … (11)

[数 12]

U ⁼ 】,0，-^1,1， 1,2， 1，3，.' … (12)

[数 13]

^S2,\ = i^S2,0， ^S2,\， 2,2 , ^S2,3，…， ^S2,L-\ } … ( 13 J

[数 14]

^S2,2 =

， - , 2，2, ~^S2,3， · · · } … ( 14)

[0043] なお、実際には、上記の位相シーケンス c (k=l, ···, K;m=l, ···, n(k))を変更 k,m

して使用してちょい。

[0044] 例えば、 c (k=l, ···, K;m=l, ···, n(k))に固定位相重み付けした結果を各ァンテナの位相シーケンスとする。その結果を式（ 15)で示す。

[数 15] m ' = ^ejVck,_m (k=l,.._JK;m=l,...,n(k)) … (15)

[0045] また、 c (k= l, · ··, K;m= l, · ··, n(k》の mをランダムにした結果を各アンテナの k,m

位相シーケンスとする。その結果を式（16)で示す。ただし、 M，はシーケンス M= { 1 , 2, · ··, n (k) }をランダムにした結果であり、 M，（m，）=mである。

[数 16]

^ - ^ &ニ¹' "¹^¹^¹'…'¹^¹^) … （¹⁶)

[0046] 図 5は、本実施の形態に係る MIMO受信装置 300の構成を示すブロック図である。

[0047] 図 5に示す MIMO受信装置 300は、図 2に示す MIMO— FDE部 215に代えて Ml MO— FDE部 315を備える構成を採る。図 5において、図 2と同一の構成部には同一符号を付し、その説明を省略する。よって、ここでは、 MIMO— FDE部 315について、図 6を参照しながら詳細に説明する。図 6は図 5に示す MIMO— FDE部 315の詳細構成を示すブロック図である。

[0048] MIMO— FDE部 315は、第 1のマッピング部 401と、 MIMO検出部 402と、第 2のマッピング部 403とを備える。

[0049] 第 1のマッピング部 401は、まず FFT部 214から入力される n X L個の信号を、同

R

一サブキャリアにおける n個の信号が 1グループとなるように、 Lグループに分ける。

R

次いで、第 1のマッピング部 401は、サブキャリアをグノレープ化し、 L個サブキャリアを N個のサブキャリアグループに分ける。具体的には、第 1のマッピング部 401は、 L

G

個のサブキャリアに渡って、同一の信号を伝送する異なるサブキャリアを 1サブキヤリァグループにする。これは、同一の信号がそれぞれ異なる位相シーケンスによって重み付けられて複数の送信アンテナカゝら送信されることは、周波数領域では、同一の信号が複数のサブキャリアにて送信されることと同様だ力もである。詳細については後述する。そして第 1マッピング部 401は、同一のサブキャリアグループ内のすべての受信信号が 1グループとなるようにマッピングし、それぞれ対応する MIMO検出部 402に出力する。

[0050] MIMO検出部 402はそれぞれ、同一のサブキャリアグループ内の信号を検出する。 MIMO検出部 402の数は分割されたグループの数と等しい。ここで使用する等化方法は、従来の ZF法または MMSE法のいずれかである。 ZF法を使用する場合、サブキャリア kにおける等化演算因子は G (K) = 1ZH(K)であり、 MMSE法を使用する場合、サブキャリア kにおける等化演算因子は G (K) =H* (K) /[H (K) H* (k) + lZsnr]である。なお、 snrは信号対雑音比（SNR)である。

[0051] よって、本実施の形態によれば、 MIMO検出に使用する検出方法は従来方法 (ZF 法または MMSE法）と同様であるが、同時に複数のサブキャリアにて同一の信号を送信するため、検出ダイバーシチを高めることができる。

[0052] 第 2のマッピング部 403は、 K X L個の信号を出力する。第 2のマッピング部 403は、 MIMO検出部 402からそれぞれ入力される信号を改めてグループ化する。具体的には、第 2のマッピング部 403は、 Kグループにグループ化する。それぞれのグループが 1つのアンテナグループのすべてのサブキャリアにおける送信信号と対応する。

[0053] このように、本実施の形態では、送信側が同時に K個のデータブロックを送信し、同一グループ内のそれぞれのアンテナから同一のデータブロックを送信する。ただし、それぞれのアンテナ毎に異なる位相シーケンスを用いて重み付けを行う。

[0054] 以下、具体例を挙げて、本発明による検出性能向上の理由について、図 7および図 8を参照しながら説明する。ここでは、 n =4、 K= 2、 η (1) =η(2) = 2とする。すな

τ

わち、 4個の送信アンテナを第 1グループと第 2グループの 2つのアンテナグループの分け、第 1グループの 2つの送信アンテナそれぞれから 1つ目の信号を、第 2ダループの 2つの送信アンテナそれぞれから 2つ目の信号を同時に送信する。

[0055] 図 7は、図 2に示す従来の MIMO— SCシステムの送信側の各アンテナからの送信信号の周波数スベクトルを示す図である。図 8は、本実施の形態に係る MIMO送信装置の各アンテナからの送信信号の周波数スペクトルを示す図である。

[0056] 従来は、単純 MIMO多重方法を使用し、送信信号ごとに 1つのアンテナが対応し、それぞれのアンテナが異なる信号を送信するため、各アンテナにおける送信信号の周波数スベクトルが互いに異なる。図 7に示すように、各アンテナにおける送信信号の周波数スベタトルカ等分され、潘目のアンテナにおける送信信号の周波数スべタトルが {Ai, Bi, Ci, Di}であり、それぞれのサブキャリアにおいて 4つのアンテナから送信される周波数領域の信号が異なるため、受信側で FDEを行う場合にはパラレル周波数領域等化法を使用することになる。つまり、従来は、それぞれのサブキヤリァにおいて、周波数領域等化を独立に行い、全部で Nc (Ncはサブキャリアの総数）回の周波数領域等化を行う必要がある。

[0057] これに対し、本実施の形態では、送信ダイバーシチを利用し、送信信号ごとに 2つの送信アンテナが対応する。本実施の形態では、それぞれのアンテナに対応して時間領域の送信信号に位相重みつけすることにより、それぞれのアンテナカゝら送信される信号を周波数領域で循環シフトさせる。図 8に示すように、 1つ目の信号について、第 1のアンテナ力も送信する信号は {AO, BO, CO, DO}となり、第 2のアンテナから送信する信号は、第 1のアンテナより送信する信号 {AO, BO, CO, DO}を周波数領域において循環シフトした信号 {CO, DO, AO、 BO}となる。同様に、 2つ目の信号について、第 1のアンテナ力も送信する信号は {Al, Bl, CI, D1 }となり、第 2のアンテナ力送信する信号は、第 1のアンテナ力送信する信号 {Al, Bl, CI, D1 }を周波数領域において循環シフトした信号 {CI, Dl, Al、 Bl }となる。

[0058] このように、本実施の形態によれば、常に 2つのサブキャリアにて同一の信号を送信するため、受信側で FDEを行う際、 2つのサブキャリアにて送信される信号に基づいて MIMO検出を行うことができ、検出性能を向上することができる。また、同一の信号を異なるアンテナの異なるサブキャリア (周波数）にて 2回送信するため、空間ダイバーシチ効果を得るとともに周波数ダイバーシチ効果も得ることができる。

[0059] 次いで、具体的なパラメータに基づいて、 MIMO— FDE部 315の動作について、 n =n =4、K= 2、n(l) =n (2) = 2、L= 1024の場合を例にして説明する。

T R

[0060] FFTにより、 n X L=4096個の信号が得られ、 {R(l，：）， R (2，：）， R (3，：）， R(4，：

R

) }と示す。 R(m ,:)= {R(m，0)， R(m，1)，…， R(m，1023) }であり、 R(m，k)は、

R R R R R

m番目の受信アンテナが受信した信号力FFTされた後の周波数領域での k番目の

R

サブキャリアにおける信号を示す。

[0061] 第 1のマッピング部 401は、まず、入力される 4096個の信号を、同一サブキャリアにおける 4個の信号が 1グループになるように、即ち、 {C(0,:)， C(l,:), ···, C(k,:) , ···, C( 1023,:)}となるようにグループ化する。 C(k,:) = {R(l,k), R(2,k), R(3, k) , R(4,k) }はサブキャリア kにて受信した信号を示す。

[0062] 次いで、第 1のマッピング部 401は、 1024個のサブキャリアに渡って、同一の信号を伝送する複数のサブキャリアを 1グループにする。具体的には、図 8に示すように、上記の位相シーケンスを用いて 1024個のサブキャリアそれぞれにて 4つの信号が送信され、サブキャリア 0とサブキャリア 512により伝送される信号が同一であり、サブキャリア 1とサブキャリア 513により伝送される信号が同一である場合、第 1のマッピング部 401は、すべての 1024個のサブキャリアを 512のグループ {S(0)， S(l), ···, S( 511)}にグループ化する。グループ S (k)はサブキャリア kとサブキャリア 512+kを示す。

[0063] そして、第 1のマッピング部 401は、同一のサブキャリアグループにおけるすべての受信信号が 1グループとなるようにマッピングして、 512個の受信信号グループを Ml MO検出部 402に出力する。この場合、 S{k}における受信信号が（C(k,:)， C(k+ 512,:)) = (R(l,k) ,R(2,k), R(3,k), R(4,k), R(l,k+512), R(2,k+512), R (3,k+512), R(4,k+512))であり、 8個の受信信号が含まれる。

[0064] 512個の MIMO検出部 402はそれぞれ、同一サブキャリアグループにおける 8個の信号に基づいて、従来の MIMO検出方法により 4個の信号を検出して、第 2マツピング部 403に出力する。

[0065] 第 2のマッピング部 403は、 MIMO検出部 402により検出された KXL= 2048個の信号を K= 2グループにマッピングする。グループごとに含まれる L= 1024個の信号力 1個の送信アンテナグループにおけるすべてのサブキャリアにて送信される信号である。

[0066] 図 9は本発明の方法と従来の方法との性能を比較する図である。

[0067] このシミュレーションでは、 ITU M.1225チャネルモデルを使用し、チャネル幅は 1 0MHz、 L=1024、 L =40である。送信アンテナ及び受信アンテナの数はともに 2

G

であり、 K=l、 MIMO等化方法は MMSEに基づく FDEである。従来の方法は BPS K変調を使用し、本発明の方法は、従来の方法と同様の周波数スペクトル利用率を得るために、 QPSK変調を使用する。図 9より、本発明の方法は従来の方法より良い誤り率 (BER)性能を得ることができる。

[0068] 2006年 3月 20日出願の中国出願番号 200610071411.5の中国出願に含まれる明細書、図面および要約書の開示内容は、すべて本願に援用される。

産業上の利用可能性

[0069] 本発明は、シングルキャリアにより送信される信号の MIMO検出を行う通信システムに適用可能である。

Claims

請求の範囲

[1] 複数のアンテナを所定数のアンテナグループに分けるグループィ匕手段と、

送信データを前記所定数以下のサブストリームに分ける分割手段と、

前記サブストリームに位相シーケンスを乗算して重み付けする重み付け手段と、重み付けされた前記サブストリームを前記アンテナグループにおける複数のアンテナより送信する送信手段と、

を具備する MIMO送信装置。

[2] 前記グループ化手段は、

1アンテナグループに複数のアンテナを含むようにグループ化する、

請求項 1に記載の MIMO送信装置。

[3] 前記重み付け手段は、

位相シーケンス c を各サブストリームに乗算する、

[数 1]

c_k, = ie— 0, 1"..}

₌ (り —ノ (り — — ー J ' Tfl = 1 W("

(c は k番目のサブストリームが対応するアンテナグループの m番目のアンテナにおける位相シーケンスを示し、 κはサブストリームの数を示す）

請求項 1に記載の MIMO送信装置。

[4] 前記重み付け手段は、

固定位相を重み付けした前記位相シーケンス c を各サブストリームに乗算する、請求項 3に記載の MIMO送信装置。

[5] 前記重み付け手段は、

アンテナにおける順番をランダムにした前記位相シーケンス c を各サブキャリアに乗算する、

請求項 3に記載の MIMO送信装置。

[6] 前記送信手段は、

アンテナグループ内において、同一のサブキャリアを使用して送信を行う、請求項 1に記載の MIMO送信装置。

[7] 受信信号を周波数領域の信号に変換する変換手段と、

前記周波数領域の信号をサブキャリアごとにマッピングする第 1マッピング手段と、前記マッピングされた信号をサブキャリアごとに検出する MIMO検出手段と、前記検出された信号をアンテナグループごとにマッピングする第 2マッピング手段とを具備する MIMO受信装置。

[8] 複数のアンテナを所定数のアンテナグループに分けるステップと、

送信データを前記所定数以下のサブストリームに分けるステップと、

前記サブストリームに位相シーケンスを乗算して重み付けするステップと、重み付けされた前記サブストリームを前記アンテナグループにおける複数のアンテナより送信するステップと、

を具備する MIMO送信方法。

[9] 受信信号を周波数領域の信号に変換するステップと、

前記周波数領域の信号をサブキャリアごとにマッピングするステップと、前記マッピングされた信号をサブキャリアごとに検出するステップと、

前記検出された信号をアンテナグループごとにマッピングするステップと、を具備する MIMO受信方法。