CN101043497A - 单载波发送和接收方法及其设备和通信系统 - Google Patents

Abstract

公开了一种单载波发送方法和接收方法及其设备和通信系统，该单载波发送方法用于具有多个天线的发送设备，所述多个天线被分成了预定数目的天线组，所述方法包括：将待发送的数据流分成预定数目的并行子流；用相应的特征相位序列对所述预定数目的并行子流加权，以得到加权后的子流；将各个加权后的子流中相邻的数据块之间插入保护间隔；以及通过与所述各个子流相对应的天线组中的天线发送插入了保护间隔的各个加权后的子流。本技术方案中通过发送分集以及多个子载波上的联合MIMO检测，可以有效提高多天线单载波系统的传输性能。

Description

单载波发送和接收方法及其设备和通信系统

技术领域

本发明涉及多天线无线通信系统中的单载波传输技术，具体地，本发明涉及一种单载波发送和接收方法及其设备和通信系统，能够在低检测性能的检测方法的情况下提高多天线单载波系统的传输性能。

背景技术

在高速移动环境中进行高速率的数据传输是当前无线通信系统研究关注的焦点之一。需要解决的问题主有两个：如何提高信息传输速率，以及如何对抗信息高速传输下的信道严重色散问题。

对于第一个问题来说，目前最有效的方法是采用多天线(MIMO)传输技术。在MIMO系统中，发送端利用多根天线进行信号的发送，接收端利用多根天线进行空间信号的接收。研究表明，相比于传统的单天线传输方法，MIMO技术可以显著的提高信道容量，从而提高信息传输速率。

而对于信道色散问题来说，目前解决严重色散信道高效传输的主要技术有两类：正交频分复用(OFDM)传输和基于频域均衡(FDE)的单载波(SC)传输。

与OFDM系统中数据在频域传输相比，SC系统中数据是在时域进行传输的，因此SC传输具有低功率峰平比(PAPR)的优点。而在OFDM系统中，频域并行的数据流变换到时域传输时会带来很高的PAPR。同时，从实现复杂度上来讲，如果采用FDE技术的话，SC传输的实现复杂度几乎与OFDM一样。由于此原因，SC传输技术正日益受到人们的关注，目前已成为3GPP长期演进(LTE)中上行链路最有竞争力的传输手段之一。

图1所示为传统的单天线SC系统结构示意。

在发送端，首先在编码单元101和调制单元102对待发送的数据流进行信道编码和星座调制，然后由保护间隔(GI)插入单元103对调制后串行的符号流分块(块长为L)并在数据块与数据块之间插入保护间隔(GI)103，最后将插入了保护间隔的数据块从发送天线104上发送出去。在保护间隔插入单元103中，同OFDM系统一样，一般采用每个数据块前插入循环前缀(CP)的方法，即将每个数据块的最后L_G个数据拷贝后放到该数据块的头部，其中L_G为GI的长度，要求其不小于信道最大时延长度。

在接收端，首先由接收天线111将空间信号接收下来。然后，由信道估计单元118根据该接收信号中的导频信号或采用其他方法进行信道估计，估计出当前的时域信道冲激响应h。同时，由保护间隔(GI)去除单元112将接收信号中的保护间隔去除，然后由FFT单元113、FDE单元114和IFFT单元115依次对长度为L个接收数据块进行L点的快速傅立叶变换(FFT)、FDE操作、和L点的反快速傅立叶变换(IFFT)，其中FDE单元114利用由信道估计单元118得到的当前信道特性对信号进行频域均衡。接下来，由解调单元116和译码单元117对均衡输出的信号依次进行解调和信道译码，最后得到原始的发送数据，作为接收数据。

可见，SC系统中数据的发送和接收都是以数据块为单位的。因此，首先，可以将信道描述成一个Lc阶的有限冲激响应(FIR)滤波器，即信道冲激响应h＝{h(0)，h(1)，...，h(Lc-1)}。则保护间隔去除单元112后某时域数据块内第l个接收信号可以表示为：

$r\left(l\right)=\underset{k=0}{\overset{\mathrm{Lc}-1}{\mathrm{\Σ}}}h\left(l\right)x\left({(l-k)}_L\right)+n\left(l\right),0\≤l\≤L-1---\left(1\right)$

其中，x＝{x(0)，x(1)，...，x(L-1)}表示该数据块发送的L个数据，(k)_L表示k模L后的余数，n(l)是加性白高斯噪声(AWGN)。

由式(1)可见，从信号形式上SC与OFDM十分相似，都是发送信号与信道冲激循环卷积的结果。那么，在频域上，即接收信号FFT之后就可以体现为发送信号频域与信道频域乘积的结果，即FFT模块113的输出为：

          R(k)＝H(k)X(k)+N(k)    0≤k≤L-1            (2)

其中，R(k)表示该接收数据块FFT之后频域第k点上数值，H(k)为信道频域第k点上数值，X(k)表示该发送数据块FFT之后频域第k点上数值，N(k)表示噪声频域第k点上数值。

接下来，FFT以后的信号通过FDE单元114进行频域均衡。FDE单元114的输入为{R(0)，R(1)，...，R(L-1)}，频域均衡后的输出为{G(0)R(0)，G(1)R(1)，...，G(L-1)R(L-1)}，其中G(k)为子载波k上的均衡算子。目前，FDE单元114中可采用的均衡算法例如是迫零(ZF)和最小均方误差(MMSE)均衡等。当采用ZF均衡时，有G(k)＝1/H(k)；当采用MMSE均衡时，有G(k)＝H^*(k)/[H(k)H^*(k)+1/snr]，其中H^*(k)是H(k)的共轭，snr为信号信噪比(SNR)。

在FDE单元114之后，设置的是IFFT单元115，其输出为：

x′＝IFFT{G(0)R(0)，G(1)R(1)，...，G(L-1)R(L-1)}            (3)

前面介绍了传统的单天线下的SC发送和均衡方法。随着MIMO技术的发展以及人们对进一步提高SC下传输速率的要求，SC发送和均衡方法被应用到MIMO系统中，如图2所示。

图2所示为传统的MIMO-SC系统结构示意。

在该结构中，发送端和接收端分别采用n_T和n_R个天线进行信号的发送和接收。在发送端，待发送的数据首先由编码和调制单元201进行信道编码和星座调制，然后在串并转换单元202中进行串并变换，也就是将调制后的信号分成n_T路符号子流，每路符号子流对应一个发送天线。然后，同对照图1进行描述的一样，在多个保护间隔插入单元203中对相应路的符号流分块(块长为L)并在块与块之间插入保护间隔(GI)，最后将插入了保护间隔的各路符号流从各自对应的发送天线204上发送出去。

在接收端，首先由n_R个接收天线211将空间全部信号接收下来，并由信道估计单元219根据该接收信号中的导频信号或采用其他方法进行信道估计，估计出当前的信道特性。然后，分别由多个保护间隔去除单元212对每个天线上的接收信号进行去除GI的操作。在去除GI之后，分别由串并转换单元213和FFT单元214对每个接收天线上的接收信号进行串并转换和FFT操作。然后，由MIMO-FDE单元215对这n_R个接收天线上所接收的频域信号一齐进行FDE操作。接下来，在IFFT单元216中对均衡输出的n_T路信号分别进行IFFT操作，然后在并串转换单元217进行并串转换操作，最后由解调和译码单元218对其进行符号解调和信道译码，最后得到原始的发送数据，作为接收数据。

在图2所示的MIMO-SC系统中，共有n_T*n_R个多径信道，此时用h(m_R，m_T，:)＝{h(m_R，m_T，0)，h(m_R，m_T，1)，...，h(m_R，m_T，Lc-1)}来表示发送天线m_T与接收天线m_R之间的多径信道向量，m_T＝1...n_T，m_R＝1...n_R。同样，从频域信道特性上来说，发送天线m_T与接收天线m_R之间的频域信道特性为H(m_R，m_T，:)＝{H(m_R，m_T，0)，H(m_R，m_T，1)，...，H(m_R，m_T，L-1)}，H(m_R，m_T，:)＝FFT{h(m_R，m_T，:)}。假设发送天线m_T上发送的时域信号块为x(m_T，:)＝{x(m_T，0)，x(m_T，1)，...，x(m_T，L-1)}，其经L点FFT后变换为X(m_T，:)＝{X(m_T，0)，X(m_T，1)，...，X(m_T，L-1)}，m_T＝1...n_T。

由此，图2中接收天线m_R对应FFT单元214的输出信号可以表示为：R(m_R，:)＝{R(m_R，0)，R(m_R，1)，...，R(m_R，L-1)}，其中R(m_R，k)表示第m_R个接收天线信号经FFT后频域第k个子载波上信号，其为：

$R(m_R,k)=\underset{m_T-1}{\overset{n_T}{\mathrm{\Σ}}}X(m_T,k)H(m_R,m_T,k)---\left(4\right)$

FFT单元214之后，设置的是MIMO-FDE单元215，图3示出了该单元215的具体结构。

图3所示的MIMO-FDE单元215包括第一映射单元401、第二映射单元403和MIMO检测单元402。

如图3所示，单元215的输入信号有n_R*L个，将其划分为n_R组，每组信号对应一个接收天线上接收信号经过GI去除单元212、并串转换单元213和FFT单元214的输出，即接收信号可以表示为{R(1，:)，R(2，:)，...，R(m_R，:)，...，R(n_R，:)}，其中R(m_R，:)＝{R(m_R，0)，R(m_R，1)，...，R(m_R，L-1)}，R(m_R，k)表示第m_R个接收天线信号经FFT处理后频域第k个子载波上信号。

然后，由第一映射单元401对输入信号首先进行映射操作，以对n_R*L个输入信号重新分组，共分为L组，相同子载波上的n_R个信号分在一组。

在第一映射单元401将相同子载波上的n_R个信号分在一组之后，在MIMO检测单元402中对其进行MIMO检测。这里，共有L个并行MIMO检测单元402，每个MIMO检测单元402负责对一个子载波上的n_R个接收信号进行检测。这里，在MIMO检测单元402中进行的检测算法同传统的MIMO检测一样，但仅能采用线性检测方法，如ZF和MMSE。在经过MIMO检测后，一共输出n_T*L个信号，其中每个MIMO检测单元402输出n_T个信号。

在MIMO检测单元402之后，设置了第二映射单元403，用于对MIMO检测输出的n_T*L个信号重新分组。具体说来，MIMO检测单元402输出的信号为L组，每组包含同一子载波上的n_T个发送信号。在第二映射单元403中，原n_T*L个信号被重新划分为n_T组，每组包含L个信号。也就是，每组包含1个发送天线在所有L个子载波上的发送信号。最后，将重新分组后的发送信号送给后继的n_T个IFFT单元216。

图2所示的传统MIMO-SC系统所采用的是MIMO系统和SC系统的直接结合，即采用单纯的MIMO复用发送，每个天线上传不同的SC信号。通过MIMO和SC传输的结合，能够在频率选择性信道下实现高速的数据传输。

然而，目前MIMO与SC相结合仍然需要解决的一个重要问题，那就是如何提高检测性能的问题。从图2可见，MIMO-SC中采用FDE作为其均衡方法。根据FDE的特点，很多高性能的MIMO检测方法无法直接采用。具体说来，能直接采用的只有原来的一些低性能的MIMO线性检测方法，如ZF和MMSE方法，而传统的高性能检测方法如最大似然(ML)，和串行干扰抵消(SIC)等无法在FDE下直接采用。因此，在检测方法受限于传统的低性能检测方法的情况下，如何通过对传统MIMO-SC发送方法的适当改进来提高其检测性能是当前一个重要的研究课题。

发明内容

本发明的目的在于提供了一种高性能的，灵活的多天线下的单载波发送方法。

在本发明的第一方面，提出了一种用于具有多个天线的发送设备的单载波发送方法，所述多个天线被分成了预定数目的天线组，所述方法包括：将待发送的数据流分成预定数目的并行子流；用相应的特征相位序列对所述预定数目的并行子流进行加权，以得到加权后的子流；在各个加权后的子流中相邻的数据块之间插入保护间隔；以及通过分别与所述各个子流相对应的天线组中的天线发送插入了保护间隔的各个加权后的子流。

根据本发明的实施例，所述特征相位序列具有如下的形式：

c_k，m＝{e^{-j2πl(m-1)/n(k)}，l＝0，1，...}

     ＝{1，e^{-j2π(m-1)/n(k)}，e^{-j4π(m-1)/n(k)}，e^{-j6π(m-1)/n(k)}，e^{-j8(m-1)/n(k)}，..}k＝1，...，K；m＝1，...，n(k)

其中c_k，m表示的是并行子流中第k路符号子流在其对应天线组内第m个发送天线上所采用的特征相位加权序列，K表示所述的预定数目。

根据本发明的实施例，所述特征相位序列c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))中的特征相位与固定相位加权。

根据本发明的实施例，所述特征相位序列c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))在同一天线组内不同天线上分配顺序被置乱。

根据本发明的实施例，所述预定数目的天线组的至少一个天线组中的天线的数目大于1。

根据本发明的实施例，每个天线组中使用相同的子载波。

根据本发明的实施例，所述保护间隔的长度大于等于信道的最大时延长度。

在本发明的另一方面，提出了一种用于具有多个天线的接收设备中的单载波接收方法，包括：将通过所述多个天线接收的空间信号变换成相应的频域表示；按照子载波组对各个空间信号的频域表示进行分组；针对各个子载波组，用预定的MIMO检测方法对分组的频域表示进行MIMO检测，以获得发送信号的频域表示；针对各个发送天线组，对各个子载波组上的发送信号的频域表示进行分组；以及将分组后的发送信号的频域表示变换成空间信号。

根据本发明的实施例，所述预定的检测方法是迫零均衡算法。

根据本发明的实施例，与子载波k相对应的均衡算子G(k)＝1/H(k)，其中H(k)表示与子载波k相对应的信道的频域信道特性。

根据本发明的实施例，所述预定的检测方法是最小均方差均衡算法。

根据本发明的实施例，与子载波k对应的均衡算子G(k)＝H^*(k)/[H(k)H^*(k)+1/snr]，其中H(k)表示与子载波k相对应的信道的频域信道特性，H^*(k)是H(k)的共轭，而snr为信号的信噪比。

在本发明的另一方面，提出了一种具有多个天线的单载波发送设备，所述多个天线被分成了预定数目的天线组，所述设备包括：串并转换装置，用于将待发送的数据流分成预定数目的并行子流；加权装置，用相应的特征相位序列对所述预定数目的并行子流进行加权，以得到加权后的子流；以及保护间隔插入装置，在各个加权后的子流中相邻的数据块之间插入保护间隔；其中，通过分别与所述各个子流相对应的天线组中的天线发送插入了保护间隔的各个加权后的子流。

在本发明的另一方面，还提出了一种具有多个天线的单载波接收设备，包括：变换装置，将通过所述多个天线接收的空间信号变换成相应的频域表示；第一映射装置，按照子载波组对各个空间信号的频域表示进行分组；MIMO检测装置，针对各个子载波组，用预定的MIMO检测方法对分组的频域表示进行MIMO检测，以获得发送信号的频域表示；第二映射装置，针对各个发送天线组，对各个子载波组上的发送信号的频域表示进行分组；以及逆变换装置，将分组后的发送信号的频域表示变换成空间信号。

利用上述技术方案，通过发送分集以及多个子载波上的联合MIMO检测，可以有效提高多天线单载波系统的传输性能。

附图说明

图1是传统的单天线SC系统的结构示意图；

图2是传统的MIMO-SC系统的结构示意图；

图3是传统的MIMO-SC中FDE部分的详细结构示意图；

图4是根据本发明实施例的MIMO-SC系统的发送设备的结构示意图；

图5是对根据本发明实施例的MIMO-SC系统的接收设备的结构示意图；

图6是如图5所示的接收设备中的MIMO-PDE部分的详细结构示意图；

图7是传统MIMO-SC系统中发送设备的各天线发送信号的频谱示意图；

图8是根据本发明实施例的MIMO-SC系统中发送端的各天线发送信号的频谱示意；

图9是本发明所采用的方法与传统方法的性能比较。

具体实施方式

下面结合附图说明本发明的具体实施方式。

图4是根据本发明实施例的MIMO-SC系统的发送端的结构示意图。

如图4所示，首先由编码和调制单元201对待发送的数据进行信道编码和星座调制，然后由串并转换单元进行串并转换，以分成K路符号子流，其中每路符号子流(k＝1，2，...，K)采用1个天线组同时发送。第k路符号子流所对应的天线组包含n(k)个发送天线204，n(k)≥1。此外，每天线组内不同天线上发送信号在保护间隔插入单元203前采用各自特征相位序列进行加权。比如，在第k路符号子流所对应天线组内所采用的n(k)个特征相位序列为{c_k，1，c_k，2，c_k，3，...，c_k，n(k)}的情况下，由乘法器302之一将第k路符号子流与上述的n(k)个特征相位序列相乘。

与图2所示的传统MIMO-SC系统中的发送过程相比，根据本发明实施例的MIMO-SC发送有两点不同：

首先，传统方法采用单纯复用发送，即每个发送天线上发送的信号完全独立。本发明的方法相比于在传统的单纯复用，引入了一定的发送分集。从实现上看，传统方法中串并变换202的输出为n_T路独立信号，其中n_T为发送天线数目，而本发明方法中串并转换单元301的输出为K路独立信号，K≤n_T。

其次，本发明的方法中同一信号在若干天线组成的天线组上同时发送，从而与传统方法相比，引入了一定的发送分集。具体说来，第k路符号子流(k＝1，2，...，K)采用n(k)个发送天线组成的天线组同时发送，满足n(1)+n(2)+...+n(K)＝n_T。K值以及n(k)值大小由系统初始设定。此外，每天线组内不同天线上发送信号在保护间隔插入单元203前通过与各自特征相位序列相乘来加权。

根据本发明的一个实施例，上述特征相位序列可以采用如下的具体形式：

c_k，m＝{e^{-j2πl(m-1)/n(k)}，l＝0，1，...}

     ＝{1，e^{-j2π(m-1)/n(k)}，e^{-j4π(m-1)/n(k)}，e^{-j6π(m-1)/n(k)}，e^{-j8(m-1)/n(k)}，...}  k＝1，...，K；m＝1，...，n(k)

                                                                             (5)

其中c_k，m表示的是串并变换后的第k路符号子流在其对应天线组内第m个发送天线上所采用的特征相位加权序列。假设串并变换后的第k路符号块用s_k＝{s_k，0，s_k，1，s_k，2，...，s_k，L-1}表示，其长度为L，那么，第k路符号块经特征相位序列加权后在其第m个天线上的发送序列为s_k＝{s_k，0，s_k，1，s_k，2，...，s_k，L-1}与c_k，m的点乘，其结果为s_k，m′＝{s_k，0，s_k，1e^{-j2π(m-1)/n(k)}，s_k，2e^{-j4π(m-1)/n(k)}，s_k，3e^{-j6π(m-1)/n(k)}，...，s_k，L-1e^{-j2(L-1)π(m-1)/n(k)}...}。

比如，假设n_T＝4，K＝2，n(1)＝n(2)＝2的情况，即发送天线数为4，同时发送两路信号，每路均采用两个天线同时发送。按照上式(5)，可知，第一路信号在其第一个发送天线上所采用的相位加权序列为：

     c_1，1＝{1，1，1，1，...}               (6)

第一路信号在其第二个发送天线上所采用的相位加权序列为：

     c_1，2＝{1，e^-jπ，e^-j2π，e^-j3π，e^-j4π，...}＝{1，-1，1，-1，1，...}    (7)

同时，第二路信号在其第一个和第二个发送天线上所采用的相位序列亦为：

      c_2，1＝{1，1，1，1，...}                     (8a)

     c_2，2＝{1，e^-jπ，e^-j2π，e^-j3π，e^-j4π，...}＝{1，-1，1，-1，1，...}      (8b)

那么，第一路信号在相位序列加权后的结果为：

     s_1，1′＝{s_1，0，s_1，1，s_1，2，s_1，3，...，s_1，L-1}       (9a)

     s_1，2′＝{s_1，0，-s_1，1，s_1，2，-s_1，3，...}              (9b)

第二路信号在相位序列加权后的结果为：

      s_2，1′＝{s_2，0，s_2，1，s_2，2，s_2，3，...，s_2，L-1}      (10a)

      s_2，2′＝{s_2，0，-s_2，1，s_2，2，-s_2，3，..}              (10b)

前面给出了发明中所采用的特征相位序列c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))的表达式。在实际系统中，除了直接采用c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))作为各天线上的特征相位序列之外，还可以有所变化，例如：

(1)采用对c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))进行固定相位加权后的结果作为各天线上的特征相位序列，即c_k，m′＝e^jc_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))；

(2)采用对c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))中下标m置乱后的结果作为各天线上的特征相位序列，即c_k，m′＝c_k，m′(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))，其中M’为序列M＝{1，2，...，n(k)}置乱后的结果，M’(m’)＝m。

图5示出了与图4中所示的根据本发明实施例的MIMO-SC发送端相对应的接收端的结构示意图。

由图5可见，根据本发明实施例的MIMO-SC系统的接收端的结构与图2所示的传统MIMO-SC系统的接收端之间的区别在于(1)采用了新的MIMO-FDE部分315进行频域均衡；和(2)IFFT单元216的数目由传统的n_T个变为K个。因此，下面对照图6详细说明本发明的MIMO-FDE部分的结构和操作，省略了与传统技术相同的内容的描述，因为本领域的普通技术人员清楚这些相同部分的结构和作用。

图6是如图5所示的MIMO-FDE部分315的详细结构的示意图。

图6所示的MIMO-FDE部分315与图3所示的传统MIMO-FDE部分之间的不同之处如下所述。

(1)本发明的MIMO-FDE部分315的输入虽然与传统MIMO-FDE部分一样有n_R*L个信号，但其输出信号个数由传统的n_T*L个信号变为现在的K*L个，这是因为在本发明中发送端同时发送K个不同数据块；

(2)第一映射单元404与传统的第一映射单元401不同。在传统的第一映射单元401中，将n_R*L个输入信号分为L组，相同子载波上的n_R个信号分在一组，而在本发明的第一映射单元404中，进行的映射包括以下操作：

(a)将输入信号分为L组，相同子载波上的n_R个信号分在一组；

(b)划分子载波组，具体做法是遍历所有L个子载波，然后将传输相同信号的不同子载波划分入同一子载波组。由于本发明中同一信号在多个发送天线上以不同相位序列加权后的结果发送，根据信号处理相关理论，在频域就会等效为同一信号在多个不同子载波上发送。这一点将在后面举例说明。图6中假定所有的L个子载波共可以划分为N_G个子载波组；

(c)将同一子载波组内的所有接收信号映射到一起，即输出给下一级的同一个MIMO检测单元405；

(3)MIMO检测单元405与传统的MIMO检测402的区别在于，传统MIMO检测是对单个子载波上的接收信号一齐检测，而这里是对同一子载波组内的接收信号联合检测。MIMO检测单元405的数目与所划分子载波组的数目相同。如上所述，可采用的均衡算法有两种：迫零(ZF)和最小均方误差(MMSE)均衡。当采用ZF均衡时，子载波k上的均衡算子G(k)＝1/H(k)；当采用MMSE均衡时，子载波k上的均衡算子G(k)＝H^*(k)/[H(k)H^*(k)+1/snr]，其中snr为信号信噪比(SNR)。因此，这里MIMO检测所采用的检测算法同传统方法中一样，其性能的提高在于本发明方法中同时有多个子载波发送相同信号，从而带来检测分集能力的提高。

(4)第二映射单元406与传统的第二映射单元403的区别在于，这里输出为K*L个信号。第二映射单元406进行对上一级的MIMO检测单元405输出的所有信号重新分组。具体说来，共分成K组，每组对应1个发送天线组在所有子载波上的发送信号。由前面对发送端的描述可以，在本发明中，发送端同时发送K个数据块，同一天线组内不同天线上发送相同的数据块，只是采用不同的相位序列加权。

下面首先以举例的形式来解释采用发明发送方法所带来接收检测上性能提高的原因所在。

同样假设n_T＝4，K＝2，n(1)＝n(2)＝2的情况，即发送天线数为4，同时发送两路信号，每路均采用两个天线同时发送。

在图2所示的传统MIMO-SC系统的情况下，各天线发送信号频谱如图7所示。

图7所示为传统MIMO-SC系统中各天线发送信号频谱示意图。

在图2的单纯MIMO复用方式下，每个天线发送不同的信号，因此每天线上发送信号频谱亦不同。图7中将每天线上发送信号频谱表示成均匀的4段，其中第i个发送天线上发送信号频谱为表示为{Ai，Bi，Ci，Di}。图2的这种MIMO-SC结构，使得在每个子载波上4根发送天线上发送的频域信号均不同，因此接收端在进行FDE时是采用并行频域均衡的方式。也就是说，每个子载波上独立进行频域均衡，一共进行Nc次，其中Nc为子载波总数。

根据数字信号处理的相关理论，可以知道时域的相位加权等效于频域信号的循环移位。因此，针对上面假设参数n_T＝4，K＝2，n(1)＝n(2)＝2的情况，本发明MIMO-SC系统中各天线发送信号频谱如图8所示。

图8所示为发明MIMO-SC发送下各天线发送信号频谱示意。

其中，第一路信号在其第一个天线上发送的频域信号为{A0，B0，C0，D0}，第一路信号在其第二个天线上发送的频域信号为{C0，D0，A0，B0}，也即第二个天线上发送的频域信号为第一个天线上发送的频域信号的循环移位。同样，第二路信号在其第一个天线上发送的频域信号为{A1，B1，C1，D1}，第二路信号在其第二个天线上发送的频域信号为{C1，D1，A1，B1}。

由此，不难发现，此时总有两个子载波上传输的是一样的信号，只是信号的次序不同。因此，在接收端作FDE时便可以对这两个子载波上传输的信号进行联合检测，从而获得检测性能的提高。而且，通过观察还不难发现，此时同一信号在不同天线的不同频点上两次传输，因此此时不仅能获得发送空间分集的好处，还能获得频率分集的好处。

接下来，基于具体的参数对本发明中所采用的图6所示MIMO-DFE单元的操作做进一步描述。比如考虑n_T＝n_R＝4，K＝2，n(1)＝n(2)＝2，L＝1024的情况，图6中的MIMO-DFE单元中的操作具体化为：

(1)采用第一映射单元404对FFT后信号进行映射分组。此时，第一映射单元404的输入信号有n_R*L＝4096个，表示为{R(1，:)，R(2，:)，R(3，:)，R(4，:)}，其中R(m_R，:)＝{R(m_R，0)，R(m_R，1)，...，R(m_R，1023)}，R(m_R，k)表示第m_R个接收天线信号经FFT后频域第k个子载波上信号。第一映射单元404的操作如下：

(a)将输入信号分为L组，相同子载波上的n_R个信号分在一组。此时所有信号分为{C(0，:)，C(1，:)，...，C(k，:)，...，C(1023，:)}，其中C(k，:)＝{R(1，k)，R(2，k)，R(3，k)，R(4，k)}表示在子载波k上接收到的信号；

(b)划分子载波组，具体做法是遍历所有L个子载波，然后将传输相同信号的不同子载波划分入同一子载波组。采用前面所述的相位加权序列及其特点，并结合图8可知，此时所有1024个子载波中，每个子载波上发送4个信号，且子载波0和512上传输的信号相同，子载波1和513上传输的信号相同，依此类推。因此，此时所有1024个子载波可划分为512个子载波组{S(0)，S(1)，...，S(511)}，其中子载波组S(k)中包含子载波k和512+k。

(c)将同一子载波组内的所有接收信号映射到一起，输出给下一级的MIMO检测器405。此时，子载波组S{k}上的接收信号为{C(k，:)，C(k+512，:)}＝{R(1，k)，R(2，k)，R(3，k)，R(4，k)，R(1，k+512)，R(2，k+512)，R(3，k+512)，R(4，k+512)}，共包括8个信号。

(2)在MIMO检测单元405中对同一子载波组内接收信号进行MIMO检测。这里，每一子载波组内的所有接收信号对应1个MIMO检测单元。MIMO检测单元405执行与传统MIMO检测算法相同的算法。在上述参数下，MIMO检测单元405完成的是从8个信号中检测出在该子载波上发送的4个信号。与传统方法下中从4个接收信号检测出4个发送信号相比，方法方法中由于引入了子载波间的联合检测，从而可以有效提高MIMO检测的性能。

(3)第二映射单元406对检测后输出信号进行映射输出。在第二映射单元406中，将MIMO检测的输出共K*L＝2048个信号重新分为K＝2组，每组包含L＝1024个信号，为1个发送天线组在所有子载波上的发送信号。

图9所示为本发明所采用的方法与传统方法的性能比较。

仿真中采用的信道模型为ITU M.1225信道模型A，信道带宽为10MHz，L＝1024，L_G＝40。发送天线和接收天线数均为2，K＝1，MIMO均衡方法为基于MMSE的FDE。传统方法采用BPSK调制，发明方法采用QPSK调制(保证发明方法与传统方法有相同的频谱利用率)。由图9可见，采用发明方法可以获得更好的误码率(BER)性能。

Claims (25)

1.一种用于具有多个天线的发送设备的单载波发送方法，所述多个天线被分成了预定数目的天线组，所述方法包括：

将待发送的数据流分成预定数目的并行子流；

用相应的特征相位序列对所述预定数目的并行子流进行加权，以得到加权后的子流；

在各个加权后的子流中相邻的数据块之间插入保护间隔；以及

通过分别与所述各个子流相对应的天线组中的天线发送插入了保护间隔的各个加权后的子流。

2.如权利要求1所述的单载波发送方法，其特征在于，所述特征相位序列具有如下的形式：

C_k，m＝{e^{-j2πl(m-1)/n(k)}，l＝0，1，...}

     ＝{1，e^{-j2π(m-1)/n(k)}，e^{-j4π(m-1)/n(k)}，e^{-j6π(m-1)/n(k)}，e^{-j8(m-1)/n(k)}，...}k＝1，...，K；m＝1，...，n(k)

其中c_k，m表示的是并行子流中第k路符号子流在其对应天线组内第m个发送天线上所采用的特征相位加权序列，K表示所述的预定数目。

3.如权利要求2所述的单载波发送方法，其特征在于，所述特征相位序列c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))中的特征相位被加权了固定相位。

4.如权利要求2所述的单载波发送方法，其特征在于，所述特征相位序列c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))在同一天线组内不同天线上分配顺序被置乱。

5.如权利要求1所述的单载波发送方法，其特征在于，所述预定数目的天线组的至少一个天线组中的天线的数目大于1。

6.如权利要求1所述的单载波发送方法，其特征在于，每个天线组中使用相同的子载波。

7.如权利要求1所述的单载波发送方法，其特征在于，所述保护间隔的长度大于等于信道的最大时延长度。

8.一种用于具有多个天线的接收设备中的单载波接收方法，包括：

将通过所述多个天线接收的空间信号变换成相应的频域表示；

按照子载波组对各个空间信号的频域表示进行分组；

针对各个子载波组，用预定的MIMO检测方法对分组的频域表示进行MIMO检测，以获得发送信号的频域表示；

针对各个发送天线组，对各个子载波组上的发送信号的频域表示进行分组；以及

将分组后的发送信号的频域表示变换成空间信号。

9.如权利要求8所述的单载波接收方法，其特征在于，所述预定的MIMO检测方法是迫零均衡算法。

10.如权利要求9所述的单载波接收方法，其特征在于，与子载波k相对应的均衡算子G(k)＝1/H(k)，其中H(k)表示与子载波k相对应的信道的频域信道特性。

11.如权利要求8所述的单载波接收方法，其特征在于，所述预定的MIMO检测方法是最小均方差均衡算法。

12.如权利要求11所述的单载波接收方法，其特征在于，与子载波k对应的均衡算子G(k)＝H^*(k)/[H(k)H^*(k)+1/snr]，其中H(k)表示与子载波k相对应的信道的频域信道特性，H^*(k)是H(k)的共轭，而snr为信号的信噪比。

13.一种具有多个天线的单载波发送设备，所述多个天线被分成了预定数目的天线组，所述单载波发送设备包括：

串并转换装置，用于将待发送的数据流分成预定数目的并行子流；

加权装置，用相应的特征相位序列对所述预定数目的并行子流进行加权，以得到加权后的子流；以及

保护间隔插入装置，在各个加权后的子流中相邻的数据块之间插入保护间隔；

其中，通过分别与所述各个子流相对应的天线组中的天线发送插入了保护间隔的各个加权后的子流。

14.如权利要求13所述的单载波发送设备，其特征在于，所述特征相位序列具有如下的形式：

c_k，m＝{e^{-j2πl(m-1)/n(k)}，l＝0，1，...}

     ＝{1，e^{-j2π(m-1)/n(k)}，e^{-j4π(m-1)/n(k)}，e^{-j6π(m-1)/n(k)}，e^{-j8(m-1)/n(k)}，...}k＝1，...，K；m＝1，...，n(k)

其中c_k，m表示的是并行子流中第k路符号子流在其对应天线组内第m个发送天线上所采用的特征相位加权序列，K表示所述的预定数目。

15.如权利要求14所述的单载波发送设备，其特征在于，所述特征相位序列c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))中的特征相位被加权了固定相位。

16.如权利要求14所述的单载波发送设备，其特征在于，所述特征相位序列c_k，m(k＝1，..，K；m＝1，...，n(k))在同一天线组内不同天线上分配顺序被置乱。

17.如权利要求13所述的单载波发送设备，其特征在于，所述预定数目的天线组的至少一个天线组中的天线的数目大于1。

18.如权利要求13所述的单载波发送设备，其特征在于，每个天线组中使用相同的子载波。

19.如权利要求13所述的单载波发送设备，其特征在于，所述保护间隔的长度大于等于信道的最大时延长度。

20.一种具有多个天线的单载波接收设备，包括：

变换装置，将通过所述多个天线接收的空间信号变换成相应的频域表示；

第一映射装置，按照子载波组对各个空间信号的频域表示进行分组；

MIMO检测装置，针对各个子载波组，用预定的MIMO检测方法对分组的频域表示进行MIMO检测，以获得发送信号的频域表示；

第二映射装置，针对各个发送天线组，对各个子载波组上的发送信号的频域表示进行分组；以及

逆变换装置，将分组后的发送信号的频域表示变换成空间信号。

21.如权利要求20所述的单载波接收设备，其特征在于，所述预定的MIMO检测方法是迫零均衡算法。

22.如权利要求21所述的单载波接收设备，其特征在于，与子载波k相对应的均衡算子G(k)＝1/H(k)，其中H(k)表示与子载波k相对应的信道的频域信道特性。

23.如权利要求20所述的单载波接收设备，其特征在于，所述预定的MIMO检测方法是最小均方差均衡算法。

24.如权利要求23所述的单载波接收设备，其特征在于，与子载波k对应的均衡算子G(k)＝H^*(k)/[H(k)H^*(k)+1/snr]，其中H(k)表示与子载波k相对应的信道的频域信道特性，H^*(k)是H^*(k)的共轭，而snr为信号的信噪比。

25.一种通信系统，包括如权利要求13所述的单载波发送设备和如权利要求20所述的单载波接收设备。

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