CN101141426B - 用于多用户多天线系统的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种用于多用户多天线系统的信道估计方法，属于数字信息传输技术领域。所述方法包括：获取频谱相互正交的训练序列；发端在数据块前填充所述训练序列，形成数据帧并通过多个信道同步发送；收端接收所述数据帧，根据所述训练序列计算出所述发端到所述收端的信道冲激响应。本发明通过采用相互正交的训练序列进行填充，可以消除训练序列之间的相互干扰，并能在MIMO系统的收端利用采用的相互正交的训练序列进行有效地信道估计，通过插值得到信道冲激响应在全频段上的频谱，因此，MIMO系统可以获取在每一数据帧的每一个收发链路信道上的信道估计，利用该信道估计可以对发端发送的信息数据进行均衡。

Description

用于多用户多天线系统的信道估计方法

技术领域

本发明涉及数字信息传输技术领域，特别涉及一种用于多用户多天线系统的信道估计方法。

背景技术

当前无线通信系统的核心是如何在有限的带宽内提高数据传输效率和可靠性。无线信道一般都会存在多径造成的频率选择性衰落和信道时变带来的时间选择性衰落，因此，无线通信系统的设计既要消除各种衰落造成的各种干扰(特别是频率选择性衰落所带来的ISI(Inter Symbol Interference，符号间干扰))，又要在保证可靠传输的情况下尽可能提高系统传输速率。

单载波和多载波调制系统在多径传输信道下，会产生频率选择性衰落，即符号间干扰，对块传输系统会造成IBI(Inter Block Interference，块间干扰)，所以对块传输系统系统需要在传输数据之间加入保护间隔来对抗频率选择性衰落，用保护间隔来抵抗数据块之间的干扰。通常保护间隔的长度不小于信道的最大多径延时，则保护间隔之间的数据块没有块间干扰。可参见文献(Z.Wang and G.B.Giannakis，“Wireless multicarrier communications-where fourier meets shannon，”IEEE Signal Processing Mag.，vol.17，pp.29-48，May 2000)。对于没有块间干扰的系统，通过保护间隔的已知信息，可以消除保护间隔对数据块的干扰；通过信道估计和信道均衡的方法可以消除在数据块之内存在的符号间干扰。可参见文献(Witschnig H.，Mayer，T.，Petit M.，Hutzelmann H.，Springer A.，Weigel R.，The advantages of a unique word for synchronisation and channel estimation in a SC/FDE system，Personal Mobile Communications Conference，2003.5th European(Conf.Publ.No.492)22-25April 2003Page(s)：436-440)。参见图1，现有技术提供了采用CP(Cyclic Prefixx，循环前缀)填充的OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)帧结构；参见图2，现有技术提供了一种采用ZP(Zero Padding，零填充)的帧结构；参见图3，现有技术提供了采用PN(Pseudo Noise，伪随机或伪噪声序列)填充的帧结构。参见文献(Muquet B，Wang Z，Giannakis G.B，Courville M.de，and Duhamel P，Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions，IEEE Trans.on Communications，2002，50(12)：2136-2148)和(GB 20600-2006，数字电视地面广播传输系统帧结构、信道编码和调制，2006-08-18)。其中PN序列填充方法是TS(Training Sequence，训练序列)填充方法的一种特例，参见图4，现有技术提供了采用训练序列填充的帧结构，其中，训练序列填充方法在多载波和单载波系统中得到广泛应用。

MIMO(Multiple Input Multiple Output，多入多出)技术是无线通信领域的重大突破，它充分开发空间资源，利用多天线实现多发多收，在无需增加频谱资源和天线发送功率的情况下，可以使信道容量成倍提高，还可以提高信道的可靠性，降低误码率，极大提高频谱利用率。MIMO系统利用分集技术将多径效应造成的频率选择性衰落作为一个有利因素加以利用，因此可以提高系统对抗频率选择性信道的能力，改善系统性能。

发明人在实现本发明过程中，发现现有技术提供的训练序列填充方法在MIMO系统应用时，存在以下问题：

在MIMO系统发端填充基于训练序列的保护间隔，既需要根据信道延迟设计保护间隔长度，又需要考虑多天线发射信号之间的相互干扰，在发端填充的训练序列，在收端需要在没有相互干扰的情况下被提取出来才能加以利用。

发明内容

为了使MIMO系统在基于训练序列的的信道估计时，减少多发端的信号之间的相互干扰，本发明提供了一种用于多用户多天线系统的信道估计方法。所述技术方案如下：

一种用于多用户多天线系统的信道估计方法，所述方法包括：

步骤A：获取频谱相互正交的训练序列A和B；

步骤B：发端TX1将所述训练序列A和B顺序交错填充在每帧数据块前，发端TX2将所述训练序列B和A顺序交错填充在每帧数据块前，所述发端TX1和TX2同步发送各自填充的数据帧；

步骤C：收端接收所述发端TX1发送的数据帧和所述发端TX2发送的数据帧，根据所述训练序列A和B获得所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应在频点区域f_A的第一频谱以及所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应在频点区域f_B的第一频谱；

步骤D：所述收端将所述发端TX1发送的数据帧的前一个数据帧的信道冲激响应频谱和后一个数据帧的信道冲激响应频谱取平均值，得到所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应在所述频点区域f_B的第二频谱，然后再将所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应的第一频谱和第二频谱进行合并得到所述发端TX1发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱；

步骤E：所述收端将所述发端TX2发送的数据帧的前一个数据帧的信道冲激响应频谱和后一个数据帧的信道冲激响应频谱取平均值，得到所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应在所述频点区域f_A的第二频谱，然后再将所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应的第一频谱和第二频谱进行合并得到所述发端TX2发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱；

步骤F：所述收端将所述发端TX1发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱进行逆离散傅里叶变换运算，得到所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应；将所述发端TX2发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱进行逆离散傅里叶变换运算，得到所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应。

所述频谱相互正交的训练序列的频谱为梳状频谱。

所述频谱相互正交的训练序列的频谱为块状频谱。

本发明提供的技术方案的有益效果是：

通过采用相互正交的训练序列，可以有效地消除训练序列之间的相互干扰，并能在MIMO系统的收端利用采用的相互正交的训练序列进行有效地信道估计，通过插值得到信道冲激响应在全频段上的频谱，从而MIMO系统在每一帧的每一个收发链路上的信道估计，利用该信道估计可以对发端发送的信息数据进行均衡。

附图说明

图1是现有技术提供的保护间隔采用循环前缀填充的OFDM帧结构示意图；

图2是现有技术提供的保护间隔采用零填充的帧结构示意图；

图3是现有技术提供的保护间隔采用伪随机序列填充的帧结构的示意图；

图4是现有技术提供的保护间隔采用训练序列填充的帧结构的示意图；

图5是本发明实施例1提供的用于多用户多天线系统的信道估计方法流程图；

图6是本发明实施例1提供的频域相互正交的块状频谱的频谱示意图；

图7是本发明实施例1提供的频域相互正交的梳状频谱的频谱示意图；

图8是本发明实施例1提供的训练序列A的归一化幅度示意图；

图9是本发明实施例1提供的训练序列B的归一化幅度示意图；

图10是本发明实施例1提供的训练序列A的归一化幅频特性曲线示意图；

图11是本发明实施例1提供的训练序列B的归一化幅频特性曲线示意图；

图12是本发明实施例1提供的交错填充方法的示意图；

图13是本发明实施例1提供的频域相互正交的块状频谱的叠加信号频谱示意图；

图14是本发明实施例1提供的频域相互正交的梳状频谱的叠加信号频谱示意图；

图15是本发明实施例2提供的用于多用户多天线系统的信道估计方法流程图；

图16是是本发明实施例2提供的连续填充方法的示意图；

图17是本发明实施例2提供的频域相互正交的梳状频谱的叠加信号频谱示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合附图对本发明实施方式作进一步地详细描述。

本发明实施例提供的用于多用户多天线系统的信道估计方法，以两个发端，一个收端的双入单收系统为例进行说明。

参见图5，本发明实施例提供了用于多用户多天线系统的信道估计方法，该方法步骤如下：

步骤101：获取相互正交的两组训练序列X和Y。

其中，训练序列的频谱相互正交，相互正交是指训练序列之间的频谱不产生相互干扰，这样在收端就可以利用经过信道传输之后的训练序列的频谱R_f和发端训练序列的频谱S_f估计出发端到收端的信道频率冲激响应频谱

之后用估计出的信道频率冲激响应频谱通过插值得到信道冲激响应在全频段上的频谱，从而得到MIMO系统在每一帧的每一个收发链路上的信道估计，利用该信道估计可以对发端发送的信息数据进行均衡。

其中，该训练序列X和Y的长度为N且满足：

$\mathrm{FFT}{\left(X\right)}_f\left\{\begin{array}{c}\≠0,f\∈f_X\\ =0,f\∈f_Y\end{array}\right.,$ $\mathrm{FFT}{\left(Y\right)}_f\left\{\begin{array}{c}\≠0,f\∈f_Y\\ =0,f\∈f_X\end{array}\right.$

FFT(S)_f表示序列S的FFT(Fast Fourier Transforming，离散傅里叶变换)运算在频点f上的取值。X和Y的频点f_X和f_Y不存在交集。X和Y的频谱可以是块状频谱或梳状频谱，参见图6，提供了频域相互正交的块状频谱的两组训练序列X和Y的频谱示意图，其中，X的频谱占用了频率f₁到f₂频段，Y的频谱占用了频率f₂到f₃频段。参见图7，提供了频域为相互正交的梳状频谱的两组训练序列X和Y的频谱示意图，其中，X和Y的频谱等间隔的均匀分布在频率f₁到频率f₃频段范围内。考虑到系统发端放大器的非线性效应，要求两组训练序列X、Y的峰均比尽量小，其中，某个序列的峰均比为：此序列的峰值功率和平均功率之比。

当长度N取420时，通过计算得到的两组相互正交的训练序列A和B。参见图8，本发明实施例提供了N＝420时训练序列A的归一化幅度示意图，其中，通过计算得到训练序列A的峰均比PAR(A)＝3.9587。参见图9，本发明实施例提供了N＝420时训练序列B的归一化幅度示意图，其中，通过计算得到训练序列B的峰均比PAR(B)＝3.9338。对训练序列A、B做420点的FFT运算得到这两组序列的归一化幅频特性曲线分别如图10和图11所示。其中序列A的420点离散傅里叶变换在0至210点上只取+1或-1，在211至420点上为0。序列B的420点离散傅里叶变换在0至210点上为0，在211至420点上只取+1或-1。这两组序列A和B的频谱是块状的，且相互正交。

步骤102：发端TX1和TX2分别在每帧数据块前顺序交错填充训练序列作为保护间隔，形成数据帧并通过相应地信道进行同步发送。

本实施例下述步骤以步骤101获取得到的N＝420的相互正交的块状训练序列A和B为例进行说明，同样也适用于训练序列为相互正交的梳状训练序列的情况。

参见图12，在发端TX1，将序列A和序列B顺序交错填充在每帧数据块前，T(i)时刻在数据块D1(i)前填充序列A，T(i+1)时刻在数据块D1(i+1)前填充序列B，T(i+2)时刻在数据块D1(i+2)前填充序列A，T(i+3)时刻在数据块D1(i+3)前填充序列B；在发端TX2，将序列B和序列A顺序交错填充在每帧数据块前，T(i)时刻在数据块D2(i)前填充序列B，T(i+1)时刻在数据块D2(i+1)前填充序列A，T(i+2)时刻在数据块D2(i+2)前填充序列B，T(i+3)时刻在数据块D2(i+3)前填充序列A。

参见图13，提供了频域相互正交的块状频谱的两组训练序列A和B在空间传输的相互叠加的信号频谱示意图。参见图14，提供了频域相互正交的梳状频谱的两组训练序列X和Y在空间传输的相互叠加的信号频谱示意图。

步骤103：收端RX收到数据帧，提取第i帧接收到的发端TX1发送的训练序列A和发端TX1到收端RX之间的信道冲激响应h1(i)的卷积与接收到的发端TX2发送的训练序列B和发端TX2到收端RX之间的信道冲激响应h2(i)的卷积之和，并重构得到循环卷积之和同理，得到第i+1帧的循环卷积之和

以及第i-1帧的循环卷积之和 $R(i-1)=B\⊗h1(i-1)+A\⊗h2(i-1).$

其中

表示循环卷积。

步骤104：分别对收端RX接收得到的发端TX1和TX2发送的第i帧和第i+1帧的训练序列的循环卷积之和做FFT运算。

$R_f\left(i\right)=\mathrm{FFT}\left(R\left(i\right)\right)$

$=\mathrm{FFT}(A\⊗h1\left(i\right)+B\⊗h2\left(i\right))$

$=\mathrm{FFT}\left(A\right)\·\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right)+\mathrm{FFT}\left(B\right)\·\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right)$

$R_f(i+1)=\mathrm{FFT}\left(R(i+1)\right)$

$=\mathrm{FFT}(B\⊗h1(i+1)+A\⊗h2(i+1))$

$=\mathrm{FFT}\left(B\right)\·\mathrm{FFT}\left(h1(i+1)\right)+\mathrm{FFT}\left(A\right)\·\mathrm{FFT}\left(h2(i+1)\right)$

由于，训练序列A和B的N＝420，即对得到的两组训练序列与两个信道循环卷积之和做420点FFT运算：

$R_f\left(i\right)={\mathrm{FFT}}_{420}\left(R\left(i\right)\right)$

$={\mathrm{FFT}}_{420}(A\⊗h1\left(i\right)+B\⊗h2\left(i\right))$

$={\mathrm{FFT}}_{420}\left(A\right)\·{\mathrm{FFT}}_{420}\left(h1\left(i\right)\right)+{\mathrm{FFT}}_{420}\left(B\right)\·{\mathrm{FFT}}_{420}\left(h2\left(i\right)\right)$

$R_f(i+1)={\mathrm{FFT}}_{420}\left(R(i+1)\right)$

$={\mathrm{FFT}}_{420}(B\⊗h1(i+1)+a\⊗h2(i+1))$

$={\mathrm{FFT}}_{420}\left(B\right)\·{\mathrm{FFT}}_{420}\left(h1(i+1)\right)+{\mathrm{FFT}}_{420}\left(A\right)\·{\mathrm{FFT}}_{420}\left(h2(i+1)\right)$

其中FFT₄₂₀表示做420点FFT运算，h1是发端TX1到收端RX的信道冲激响应，h2是发端TX2到收端RX的信道冲激响应。

步骤105：利用训练序列A、B在频域相互正交的性质得到信道冲激响应分别在频点区域f_A和f_B区域里的频谱。

由于

$\mathrm{FFT}{\left(A\right)}_f\left\{\begin{array}{c}\≠0,f\∈f_A\\ =0,f\∈f_B\end{array}\right.$ $\mathrm{FFT}{\left(B\right)}_f\left\{\begin{array}{c}\≠0,f\∈f_B\\ =0,f\∈f_A\end{array}\right.$

得到：

$R_f\left(i\right){|}_{f\∈f_A}=\mathrm{FFT}\left(R\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_A}$

$=\mathrm{FFT}(A\⊗h1\left(i\right)+B\⊗h2\left(i\right)){|}_{f\∈f_A}$

$=\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}\·\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_A}+\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_A}\·\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_A}$

$=\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}\·\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_A}$

$R_f\left(i\right){|}_{f\∈f_B}=\mathrm{FFT}\left(R\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_B}$

$=\mathrm{FFT}(A\⊗h1\left(i\right)+B\⊗h2\left(i\right)){|}_{f\∈f_B}$

$=\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_B}\·\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_B}+\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}\·\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_B}$

$=\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}\·\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_B}$

$R_f(i+1){|}_{f\∈f_A}=\mathrm{FFT}\left(R(i+1)\right){|}_{f\∈f_A}$

$=\mathrm{FFT}(B\⊗h1(i+1)+A\⊗h2(i+1)){|}_{f\∈f_A}$

$=\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_A}\·\mathrm{FFT}\left(h1(i+1)\right){|}_{f\∈f_A}+\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}\·\mathrm{FFT}\left(h2(i+1)\right){|}_{f\∈f_A}$

$=\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}\·\mathrm{FFT}\left(h2(i+1)\right){|}_{f\∈f_A}$

$R_f(i+1){|}_{f\∈f_B}=\mathrm{FFT}\left(R(i+1)\right){|}_{f\∈f_B}$

$=\mathrm{FFT}(B\⊗h1(i+1)+A\⊗h2(i+1)){|}_{f\∈f_B}$

$=\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}\·\mathrm{FFT}\left(h1(i+1)\right){|}_{f\∈f_B}+\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_B}\·\mathrm{FFT}\left(h2(i+1)\right){|}_{f\∈f_B}$

$=\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}\·\mathrm{FFT}\left(h1(i+1)\right){|}_{f\∈f_B}$

即，可得到信道冲激响应分别在f_A和f_B区域里的频谱：

$\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_A}=\frac{R_f\left(i\right){|}_{f\∈f_A}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}}$

$\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_B}=\frac{R_f\left(i\right){|}_{f\∈f_B}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}}$

$\mathrm{FFT}\left(h1(i+1)\right){|}_{f\∈f_B}=\frac{R_f(i+1){|}_{f\∈f_B}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}}$

$\mathrm{FFT}\left(h2(i+1)\right){|}_{f\∈f_A}=\frac{R_f(i+1){|}_{f\∈f_A}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}}$

其中，训练序列A和B，f_A为420点FFT运算结果中1≤n≤210的频点区域，f_B为420点FFT运算结果中211≤n≤420的频点区域，所以信道估计频域冲激响应频谱为：

${\mathrm{FFT}}_{420}\left(h1\left(i\right)\right){|}_{1\≤n\≤210}=\frac{R_f\left(i\right){|}_{1\≤n\≤210}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{1\≤n\≤210}}$

$\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right){|}_{211\≤n\≤420}=\frac{R_f\left(i\right){|}_{211\≤n\≤420}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{211\≤n\≤420}}$

$\mathrm{FFT}\left(h1(i+1)\right){|}_{211\≤n\≤420}=\frac{R_f(i+1){|}_{211\≤n\≤420}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{211\≤n\≤420}}$

$\mathrm{FFT}\left(h2(i+1)\right){|}_{1\≤n\≤210}=\frac{R_f(i+1){|}_{1\≤n\≤210}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{1\≤n\≤210}}$

步骤106：根据当前数据帧i和其前一个数据帧i-1和其后一个数据帧i+1的信道冲激响应频谱，通过插值运算得到全频段里的信道估计冲激响应频谱。

由于，在训练序列采用顺序交错填充的方式，每一帧只估计了信道在部分频点上的值，完整的信道估计除了依赖当前帧的训练序列之外，还依赖前后帧的训练序列。

本发明实施例中，插值运算以线性插值运算为例进行说明。

在T(i)时刻，TX1发送训练序列A，TX2发送训练序列B，两个收发链路在传输训练序列时间段里分别占用不同的频段。收端RX可以通过TX1在T(i)时刻发送的训练序列A估计出TX1到RX的信道在频域f_A区域里的频谱H_A1(i)，由于训练序列A的频谱在f_B频段为零，所以此时信道在频域f_B区域里的频谱H_B1(i)无法通过当前帧的训练序列A进行估计。收端RX可以通过TX2在T(i)时刻发送的训练序列B估计出TX2到RX的信道在频域f_B区域里的频谱H_B2(i)，由于训练序列B的频谱在f_A频段为零，所以此时信道在频域f_A区域里的频谱H_A2(i)无法通过当前帧的训练序列B进行估计。同理，在T(i+1)时刻，TX1发送训练序列B，TX2发送训练序列A，收端RX可以通过训练序列B、A分别估计出TX1到RX的信道在频域f_B区域里的频谱H_B1(i+1)和TX2到RX的信道在频域f_A区域里的频谱H_A2(i+1)，而无法通过当前帧的训练序列估计出TX1到RX的信道在频域f_A区域里的频谱H_A1(i+1)和TX2到RX的信道在频域f_B区域里的频谱H_B2(i+1)。参见表1，提供了各个时刻通过训练序列A、B估计出的信道的情况。

表1各个时刻通过训练序列A、B得到的信道冲激响应频谱

在信道随着时间的变化比较缓慢的情况下，可以利用前后相邻帧的信道冲激响应频谱通过插值得到当前帧的信道冲激响应频谱。这样在T(i+1)时刻，TX1到RX的信道在频域f_A区域里的频谱H_A1(i+1)可以用T(i)时刻和T(i+2)时刻得到的在频域f_A区域里的信道冲激响应频谱H_A1(i)和H_A1(i+2)通过线性插值

得到，之后将TX1到RX的信道在频域f_A区域里的冲激响应频谱H_A1(i+1)和TX1到RX的信道在频域f_B区域里的冲激响应频谱H_B1(i+1)合并，得到TX1到RX在整个工作频段的信道冲激响应频谱

同理，可得到T(i+1)时刻TX2到RX在整个工作频段的信道冲激响应频谱

参见表2，提供了在整个工作频段上发端到收端每一帧的信道估计冲激响应频谱。

表2各个时刻发端到收端的信道估计冲激响应频谱

其中H_n(i)表示T(i)时刻，发端TXn到RX的信道冲激响应在整个工作频段的频谱。H_An(i)表示T(i)时刻，发端TXn到RX的信道冲激响应在频域f_A区域里的频谱。H_Bn(i)表示在T(i)时刻，发端TXn到RX的信道冲激响应在频域f_B区域里的频谱。

其中，T(i)时刻的信道冲激响应频谱为：

$\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_A}=\frac{R_f\left(i\right){|}_{f\∈f_A}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}},$ $\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_B}=\frac{R_f\left(i\right){|}_{f\∈f_B}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}}$

在T(i-1)时刻的信道冲激响应频谱为：

$\mathrm{FFT}\left(h1(i-1)\right){|}_{f\∈f_B}=\frac{R_f(i-1){|}_{f\∈f_B}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}},$ $\mathrm{FFT}\left(h2(i-1)\right){|}_{f\∈f_A}=\frac{R_f(i-1){|}_{f\∈f_A}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}}$

在T(i+1)时刻的信道冲激响应频谱为：

$\mathrm{FFT}\left(h1(i+1)\right){|}_{f\∈f_B}=\frac{R_f(i+1){|}_{f\∈f_B}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}},$ $\mathrm{FFT}\left(h2(i+1)\right){|}_{f\∈f_A}=\frac{R_f(i+1){|}_{f\∈f_A}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}}$

通过对T(i-1)和T(i+1)时刻的信道冲激响应频谱进行线性插值运算得到T(i)时刻的信道冲激响应频谱为：

$\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_B}=\frac{1}{2}(\frac{R_f(i-1){|}_{f\∈f_B}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}}+\frac{R_f(i+1){|}_{f\∈f_B}}{\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}})$

$=\frac{1}{2\·\mathrm{FFT}\left(B\right){|}_{f\∈f_B}}(R_f(i-1){|}_{f\∈f_B}+R_f(i+1){|}_{f\∈f_B})$

$\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right){|}_{f\∈f_A}=\frac{1}{2}(\frac{R_f(i-1){|}_{f\∈f_A}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}}+\frac{R_f(i+1){|}_{f\∈f_A}}{\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}})$

$=\frac{1}{2\·\mathrm{FFT}\left(A\right){|}_{f\∈f_A}}(R_f(i-1){|}_{f\∈f_A}+R_f(i+1){|}_{f\∈f_A})$

在T(i)时刻，将在f_A和f_B区域里的信道冲激响应频谱合并，得到全频段里信道冲激响应频谱：

$\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right)=\left\{\begin{array}{c}\frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(A\right)},f\∈f_A\\ \frac{1}{2\·\mathrm{FFT}\left(B\right)}(R_f(i-1)+R_f(i+1)),f\∈f_B\end{array}\right.$

$\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right)=\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{2\·\mathrm{FFT}\left(A\right)}(R_f(i-1)+R_f(i+1)),f\∈f_A\\ \frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(B\right)},f\∈f_B\end{array}\right.$

当N＝420时，训练序列A和B，通过对前后帧之间的信道冲激响应频谱进行线性插值和合并，得到全频段信道冲激响应频谱为：

${\mathrm{FFT}}_{420}{\left(h1\left(i\right)\right)}_n=\left\{\begin{array}{c}\frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(A\right)},1\≤n\≤210\\ \frac{1}{2\·\mathrm{FFT}\left(B\right)}(R_f(i-1)+R_f(i+1)),211\≤n\≤420\end{array}\right.$

${\mathrm{FFT}}_{420}{\left(h2\left(i\right)\right)}_n=\left\{\begin{array}{c}\frac{1}{2\·\mathrm{FFT}\left(A\right)}(R_f(i-1)+R_f(i+1)),1\≤n\≤210\\ \frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(B\right)},211\≤n\≤420\end{array}\right.$

步骤107：将得到的全频段的信道冲激响应频谱进行逆离散傅里叶变换得到当前数据帧i的信道冲激响应，即得到发端到收端的信道估计。

其中，分别对FFT(h1(i))和FFT(h2(i))进行了逆离散傅里叶变换：h1(i)＝IFFT(FFT(h1(i)))，h2(i)＝IFFT(FFT(h2(i)))，即分别得到发端TX1和TX2到收端RX的信道估计。

其中，当N＝420时的训练序列A和B，发端TX1和TX2到收端RX的信道估计分别为：

h1(i)₄₂₀＝IFFT₄₂₀(FFT₄₂₀(h1(i)))

h2(i)₄₂₀＝IFFT₄₂₀(FFT₄₂₀(h2(i)))

其中h1(i)₄₂₀中的下标420表示信道估计长度为420。

采用本发明实施例提供的用于多用户多天线系统的信道估计方法，基于频域正交训练序列作为保护间隔的填充可以在收端消除发端多天线发送的训练序列之间的相互干扰，得到准静态信道下的准确信道估计，利用该信道估计可以在收端对数据进行均衡。

实施例2

参见图15，本发明实施例2提供了用于多用户多天线系统的信道估计方法。该方法包括：

步骤201：获取相互正交的两组梳状频谱训练序列A和B。

参见图7，提供了频域为相互正交的梳状频谱的两组训练序列X和Y的频谱示意图，其中，X和Y的频谱等间隔的均匀分布在频率f₁到频率f₃频段范围内。

训练序列A、B的梳状频谱相互正交，假设训练序列A的频谱只在频点集合f_A中非零，在频点集合f_B为零，训练序列B的频谱只在频点集合f_B中非零，在频点集合f_A为零，即

$\mathrm{FFT}{\left(A\right)}_{f\left(n\right)}\left\{\begin{array}{c}\≠0,f\left(n\right)\∈f_A\\ =0,f\left(n\right)\∈f_B\end{array}\right.,$ $\mathrm{FFT}{\left(B\right)}_{f\left(n\right)}\left\{\begin{array}{c}\≠0,f\left(n\right)\∈f_B\\ =0,f\left(n\right)\∈f_A\end{array}\right.$

其中FFT()表示对训练序列做离散傅立叶变换，f(n)表示取离散傅里叶变换的第n个点所代表的频点。

步骤202：发端TX1和TX2分别在每帧数据块前，连续填充同一个训练作为保护间隔，形成数据帧并通过信道进行同步发送。

如图16所示，在连续填充方式下，同一个发端连续填充同一组训练序列，但是不同的发端需要填充频谱相互正交的训练序列。发端TX1在T(i)时刻、T(i+1)、T(i+2)时刻、T(i+3)时刻分别在数据块D1(i)、数据块D1(i+1)、数据块D1(i+2)、数据块D1(i+3)前填加序列A；发端TX2在T(i)时刻、T(i+1)、T(i+2)时刻、T(i+3)时刻分别在数据块D2(i)、数据块D2(i+1)、数据块D2(i+2)、数据块D2(i+3)前填加序列B。

参见图17，提供了频域相互正交的梳状频谱的两组训练序列A和B在空间传输的相互叠加的信号频谱示意图。

步骤203：收端RX提取第i帧接收到的发端TX1发送的训练序列A和发端TX1到收端RX之间的信道冲激响应h1(i)的卷积，以及接收到的发端TX2发送的训练序列B和发端TX2到收端RX之间的信道冲激响应h2(i)的卷积之和，并重构得到循环卷积之和 $R\left(i\right)=A\⊗h1\left(i\right)+B\⊗h2\left(i\right).$

步骤204：分别对收端RX得到的发端TX1和TX2发送的第i帧训练序列的循环卷积之和做FFT运算。

步骤205：利用训练序列A、B在频域相互正交的性质得到信道冲激响应分别在频点区域f_A和f_B区域里的频谱。

步骤206：根据当前数据帧i的信道冲激响应频谱，通过插值函数f_H()运算得到当前数据帧在全频段区域的信道冲激响应频谱。

发端TX1总是以训练序列A作为保护间隔，发端TX2总是以训练序列B作为保护间隔。收端RX在每一帧总可以通过训练序列A估计出TX1到RX的信道在频点集合f_A中的频谱H_A1，通过训练序列B估计出TX2到RX的信道在频点集合f_B中的频谱H_B2。由于H_A1和H_B2是梳状频谱，所以可以比较准确的用插值方法通过频点集合f_A中的估计值H_A1得到TX1到RX的信道在频点集合f_B中的频谱H_B1，通过频点集合f_B中的估计值H_B2得到TX2到RX的信道在频点集合f_A中的频谱H_A2。其中，插值函数可以选择线性插值函数，二次插值函数，三次插值函数或者其他更高次的插值函数。用f_H()表示插值函数，那么H_B1＝f_H(H_A1)，H_A2＝f_H(H_B2)。参见表3，提供了各个时刻通过训练序列A、B估计出的信道冲激响应频谱的情况。

表3各个时刻通过训练序列A、B得到的信道冲激响应频谱

将通过训练序列A估计出的TX1到RX的信道在频点集合f_A中的频谱H_A1和通过插值运算估计出的TX1到RX的信道在频点集合f_B中的频谱H_B1合并在一起就得到TX1到RX的信道在全频段上的信道冲激响应频谱H₁＝H_A1+H_B1＝H_A1+f_H(H_A1)。同理可得到TX2到RX的信道在全频段上的信道冲激响应频谱H₂＝H_A2+H_B2＝f_H(H_B2)+H_B2。参见表4，提供了在整个工作频段上发端到收端每一帧的信道冲激响应频谱。

表4各个时刻发端到收端的信道冲激响应频谱

插值函数f_H()通过频点集合f_A中的值估计出频点集合f_B中的值，通过频点集合f_B中的值估计出频点集合f_A中的值。

$\mathrm{FFT}\left(h1\left(i\right)\right)=\left\{\begin{array}{c}\frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(A\right)},f\∈f_A\\ f_H\left(\frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(A\right)}\right),f\∈f_B\end{array}\right.$

$\mathrm{FFT}\left(h2\left(i\right)\right)=\left\{\begin{array}{c}{f}_H\left(\frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(B\right)}\right),f\∈f_A\\ \frac{R_f\left(i\right)}{\mathrm{FFT}\left(B\right)},f\∈f_B\end{array}\right.$

步骤207：将得到的全频段的信道冲激响应频谱进行逆离散傅里叶变换得到数据帧的信道冲激响应，即得到发端到收端的信道估计。

发端TX1和发端TX2到收端RX的信道估计为：h1(i)＝IFFT(FFT(h1(i)))，h2(i)＝IFFT(FFT(h2(i)))。

其中，当N＝420时的训练序列A和B，发端TX1和TX2到收端RX的信道估计分别为：

h1(i)₄₂₀＝IFFT₄₂₀(FFT₄₂₀(h1(i)))

h2(i)₄₂₀＝IFFT₄₂₀(FFT₄₂₀(h2(i)))

其中h1(i)₄₂₀中的下标420表示信道估计长度为420。

采用本发明实施例2提供基于频域梳状正交训练序列作为保护间隔填充的用于多用户多天线系统的信道估计方法，可以在收端消除发端多天线发送的训练序列之间的相互干扰，得到准确信道估计，利用该信道估计可以在收端进行均衡。

通过采用相互正交的训练序列进行填充，可以有效地消除训练序列之间的相互干扰，并能在MIMO系统的收端利用采用的相互正交的训练序列进行有效地信道估计，通过插值得到信道冲激响应在全频段上的频谱，从而MIMO系统在每一帧的每一个收发链路上的信道估计，利用该信道估计可以对发端发送的信息数据进行均衡。

基于频域正交训练序列的保护间隔交错填充方法、连续填充方法和用于多用户多天线系统的信道估计方法可用于N个天线(或者N个用户，N≥2)发射分集，只需要设计N组在频域相互正交的训练序列作为保护间隔填充。

由于保护间隔填充方法与系统调制无关，因此本发明实施例提供的技术方案可以用于单载波系统和多载波系统。

以上所述仅为本发明的较佳实施例，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.用于多用户多天线系统的信道估计方法，其特征在于，所述方法包括：

步骤A：获取两组频谱相互正交的训练序列A和B；

步骤B：发端TX1将所述训练序列A和B顺序交错填充在每帧数据块前，发端TX2将所述训练序列B和A顺序交错填充在每帧数据块前，所述发端TX1和TX2同步发送各自填充的数据帧；

步骤C：收端接收所述发端TX1发送的数据帧和所述发端TX2发送的数据帧，根据所述训练序列A和B获得所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应在频点区域f_A的第一频谱以及所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应在频点区域f_B的第一频谱；

步骤D：所述收端将所述发端TX1发送的数据帧的前一个数据帧的信道冲激响应频谱和后一个数据帧的信道冲激响应频谱取平均值，得到所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应在所述频点区域f_B的第二频谱，然后再将所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应的第一频谱和第二频谱进行合并得到所述发端TX1发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱；

步骤E：所述收端将所述发端TX2发送的数据帧的前一个数据帧的信道冲激响应频谱和后一个数据帧的信道冲激响应频谱取平均值，得到所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应在所述频点区域f_A的第二频谱，然后再将所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应的第一频谱和第二频谱进行合并得到所述发端TX2发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱；

步骤F：所述收端将所述发端TX1发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱进行逆离散傅里叶变换运算，得到所述发端TX1发送的数据帧的信道冲激响应；将所述发端TX2发送的数据帧的全频段区域的信道冲激响应频谱进行逆离散傅里叶变换运算，得到所述发端TX2发送的数据帧的信道冲激响应。

2.如权利要求1所述的用于多用户多天线系统的信道估计方法，其特征在于，所述频谱相互正交的训练序列的频谱为梳状频谱。

3.如权利要求1所述的用于多用户多天线系统的信道估计方法，其特征在于，所述频谱相互正交的训练序列的频谱为块状频谱。

Images