CN1925471A - 一种联合正交导频设计的mimo－ofdm信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种联合正交导频设计的MIMO－OFDM信道估计方法。其步骤为：设计出在不同发射－接收天线对之间和同一发射－接收天线对的不同OFDM子载波之间都能保持正交特性的导频数据格式，同时在发射端将这些导频按照随发射－接收天线对和子载波个数而变化的多边形形式插入到数据帧中。在接收端仅仅利用一个低复杂度的最大FFT抽取多相滤波器组来实现对子载波上的噪声的加窗作用，以降低在滤波器组每个输出端进行最小二乘信道参数估计时的噪声方差，从而提高信道估计的精度，对于每个输出端对应的不同发射－接收天线对和不同子载波之间的信道参数同时进行频率域和时间域上的线性插值，在不需要任何先验信道统计量信息的情况下能够较好的实现无线移动环境下的时变信道参数估计。

Description

一种联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法

技术领域

本发明涉及一种无线通信领域的信道估计方法，具体是一种联合正交导频设计的低复杂度多根发射天线多根接收天线正交频分复用(MIMO-OFDM)系统的信道估计方法。

背景技术

随着个人无线通信需求的快速增长，无线技术正在经历着前所未有的发展机遇。同时无线领域研究的任何进展都必须紧紧围绕着一个主题，那就是必须能够较好的解决高速无线通信自身所面临的带宽紧张、传播信道恶劣、移动环境复杂和服务受限时的质量问题。高速率形成信道的宽带频率选择性多径衰落，同时移动终端的快速移动或者说是传播环境周围散射体的不断变化使得信道具有多谱勒时间选择性衰落效应。这种联合时间-频率选择性造成信道的多径-多谱勒-衰落，能够严重影响系统的总体性能。因此，对无线信道变化的建模和跟踪估计以及研究出能够对抗时间-频率选择性衰落的新型空时处理技术对下一代移动无线通信系统来说是非常重要的。

正交频分复用(OFDM)是一种频率有效的多载波技术，它利用一定数量的彼此正交的窄带子载波(每个子载波的带宽都非常窄，以形成频率非选择性衰落)来并行地传送低速率数据从而实现整体高速数据的传输。多根发射天线多根接收天线(MIMO)无线通信系统在散射条件丰富的传播环境下，能够不扩展传输频带而实现较高的数据传送效率，同时MIMO可以结合空时编码技术或者是信号处理技术来有效的实现分集，从而提高整个无线移动通信系统的可靠性，并且为分集和复用提供了一个较好的折中平台。要充分利用MIMO-OFDM的这些优点精确的信道估计技术是不可或缺的。

目前关于多根发射天线多根接收天线正交频分复用(MIMO-OFDM)无线通信系统信道估计的技术大致可以分为最小二乘法(LS)、线性最小均方误差法(LMMSE)、最大似然方法(ML)和各种各样的盲(全盲或半盲)估计方法。其中最小二乘法的计算复杂度较低，并且估计精度容易受到整个传输系统过程中噪声的影响，利用各种各样的信道统计量来对最小二乘估计值进行修正可以获得一定程度上的性能改善，但是对于实际移动环境来说，是不可能得到比较真实的信道统计量信息的。线性最小均方误差法在对信道的二阶统计量作适当的近似估计的情况下可以获得比较好的信道参数估计精度，但是整个估计算法的实现需要求解一个阶数随子载波个数和天线根数成正比关系的很大的矩阵求逆运算，系统实现的复杂度很高。最大似然法利用维特比算法来实现信道响应参数的估计，需要完成的计算量随着整个信道矩阵的增加而迅速上升。盲信道(或半盲)信道估计方法可以最大程度上提高整个系统的频带利用率，不需要(或仅需要较少数量的)导频开销，然而整个估计算法的实现要求实际传送的数据量很大，并且需要利用迭代计算方法，算法的收敛速度限制了这种算法应用于真实的时变无线移动环境。

经对现有技术的文献检索发现，中国专利申请号为：02825159，名称为：用于MIMO-OFDM系统的分散导频图案和信道估计方法。该发明提供了在MIMO-OFDM通信系统内减少导频符号的数目和改进这样的系统内的信道估计方法和设备。对于在OFDM发射机中的每个发射天线，导频符号被编码，以便对于该发射天线是独特的。编码的导频符号然后被插入到OFDM帧中，以形成菱形网格，用于不同发射天线的菱形网格使用相同的频率，但是在时域上互相偏离单个符号。在OFDM接收机处，信道响应是对于菱形网格的每个菱形中心的符号，通过使用二维内插被估计的。估计的信道响应在频域中被平滑。其余符号的信道响应然后通过在频域中内插而进行估计。这种信道估计方法在每个导频点使用最小二乘法来进行初始的信道参数估计，不能有效克服或者是改善噪声对估计精度的影响，而且导频数据没有经过特别设计，虽然对于不同的发射-接收天线对来说其不同子载波上的导频插入点位置是错开一个符号的，但是无法有效消除不同发射-接收天线对之间OFDM频率共用带来的同频干扰问题。

发明内容

本发明的目的在于针对现有技术中存在的不足，提供一种联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法，达到提高信道估计的精度。

本发明是通过以下技术方案来实现的：

一种联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法，其特征在于，设计出在不同发射-接收天线对之间和同一发射-接收天线对的不同OFDM子载波之间都能保持正交特性的导频数据格式，同时在发射端将这些导频按照随发射-接收天线对和子载波个数而变化的多边形形式插入到数据帧中；在接收端仅仅利用一个低复杂度的最大FFT抽取多相滤波器组来实现对子载波上的噪声的加窗作用，以降低在滤波器组每个输出端进行最小二乘信道参数估计时的噪声方差，从而提高信道估计的精度，对于每个输出端对应的不同发射-接收天线对和不同子载波之间的信道参数同时进行频率域和时间域上的线性插值，在不需要任何先验信道统计量信息的情况下能够较好的实现无线移动环境下的时变信道参数估计；具体实现步骤为：

(1)在发射端根据实际使用的信道环境，将设计好的完全正交的导频数据按照相应的发射-接收天线对和子载波位置按照平行四边形插入到各个发射天线的数据帧中；

(2)在各个接收天线端将各自待估计的发射-接收天线对所对应的导频数据提取出来，将所有的导频数据送入到信道估计器中，通过滤波器组对噪声进行加窗后，对应于待估计的与各个子载波中心频点相对应的导频数据输出后，直接利用最小二乘法来计算对应位置上的信道频域系数抽样值；

(3)再将所有估计出来的信道系数值按照所述的插入位置分配给各个待估计的发射-天线接收对，各个发射-接收天线对所得到的信道估计值就是实际该天线传播通道的频域数据抽样值；

(4)然后将每个发射-接收天线对之间所获得的频域样本值分别在频率域和时间域上进行线性内插，得所有传送数据位置上的信道系数；

(5)最后将估计出来的信道系数值送给各根接收天线之后的信号处理单元，完成整个系统的均衡、空时译码或者是闭环传输功能。

本发明的主要内容是设计出对于各个发射-接收天线对之间以及每个OFDM子载波之间都完全正交的的导频数据，来实现对各个发射-接收天线对之间的独立的信道频率响应的抽样估计功能。为了更好的利用插值来平滑得到各个发射-接收天线对之间以及各个子载波位置上的信道系数值，本发明中的导频插入采取多边形方式来进行实现。接下来分别利用时间域线性内插和频率域线性内来估计整个无线移动时间-频率双选择性信道系数。各个发射-接收天线对之间的导频插入密度和信道时变速率以及信道的最大时延扩展量成正比例关系。具体来说：

各个待估计的发射-接收天线对信道之间的时间轴导频抽样间隔N_t满足：

N_t≤1/2f_dT               (1)

式(1)中T为OFDM的符号间隔，f_d为信道的多谱勒频率扩展值。

各个待估计的发射-接收天线对信道之间的频率频抽样间隔N_f满足：

N_f≤1/τ_maxΔF_c               (2)

式(2)中τ_max为信道的最大时延扩展值，ΔF_c为各个子载波之间的频率间隔。

本发明中的信道估计部分的具体实现如下：

首先设计出一个M₁阶FIR低通滤波器原型h₀(n)，然后对h₀(n)进行裂相处理有

$E_l\left(z^P\right)=\underset{n=0}{\overset{M_1/P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_0[\mathrm{nP}+l]z^{-\mathrm{lP}}---\left(3\right)$

从而得到相应的各个支路滤波器系数，接收天线得到的导频数据经过分路降采样处理后进行滤波，然后将滤波之后的数据送至FFT单元，FFT的点数与OFDM子载波的个数是相等的。FFT之后的数据分别进行最小二乘估计，所得到的估计值就是对应的发射-接收天线对相应子载波位置上的信道系数值，收集好各个发射-接收天线对之间的信道频域样本值之后直接在频率域和时间域进行线性插值处理，就可以获得相应的发射-接收天线对之间的整个信道系数值。为了提高估计的精度，对FFT之后的数据要进行门限判决处理，只有大于阈值的数据才视为有效数据，最后进行最小二乘估计。

本发明中设计出的各个发射-接收天线对之间相应子载波位置上的导频数据取为与该子载波中心频率相同的复指数信号数据，但是不同天线对之间在频率上进行错开，也就是：

$X_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{\mathrm{pL}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πnpL}}{N}}---\left(4\right)$

$(n,p)\∈M_{\mathrm{ij}},i,j=\mathrm{1,2}$

式(4)中，M_ij，i，j＝1，2分别代表发射天线i-接收天线j之间的信道估计导频插入时间-频率轴位置；

经过MIMO无线移动信道的衰减作用之后，整个导频数据变为：

$Y_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right|e^{j(\frac{2\mathrm{\πnpL}}{N}+S\left(H_{\mathrm{IJ}}\left(\mathrm{pL}\right)\right))}+W_{\mathrm{pL}}---\left(5\right)$

$(n,p)\∈M_{\mathrm{ij}},i,j=\mathrm{1,2}$

式(5)中的W_pL为整个H_ij信道中产生的零均值加性高斯白噪声。

将接收天线端得到的导频数据Y_pilot送入到本发明中的信道估计部分后，便可以直接用最小二乘法对信道系数进行有效的估计，而W_pL则由于滤波器组的作用对最小二乘法的估计精度影响会减小。

本发明与现有技术相比较，具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点：

本发明通过对不同发射-接收天线对之间和相同天线对的不同子载波位置之间的完全正交导频设计，以及导频在整个信道时间-频率网格上插入位置的合理分布，利用一个与所采用OFDM子载波个数相等的FFT实现了最小二乘信道估计算法，而且由于噪声得到了较好的抑制，从而降低了最小二乘估计对噪声敏感性的要求，提高了信道参数的估计精度。本发明提出的信道估计算法能够大大降低由于不同发射天线使用相同频率的OFDM传输系统所引起的干扰，能够适用于双选择性慢衰落无线移动MIMO-OFDM通信系统。

附图说明

图1为使用本发明方法的系统工作流程图。

图2为本发明方法的导频插入位置和插入方式示意图。

图2中图(a)为发射天线1的导频插入位置和插入方式示意图。

图2中图(b)为发射天线2的导频插入位置和插入方式示意图。

图3为本发明方法中的信道估计示意图。

具体实施方式

本发明的一个优选实施例是：参见图1，本联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法步骤为：设计出在不同发射-接收天线对之间和同一发射-接收天线对的不同OFDM子载波之间都能保持正交特性的导频数据格式，同时在发射端将这些导频按照随发射-接收天线对和子载波个数而变化的多边形形式插入到数据帧中；在接收端仅仅利用一个低复杂度的最大FFT抽取多相滤波器组来实现对子载波上的噪声的加窗作用，以降低在滤波器组每个输出端进行最小二乘信道参数估计时的噪声方差，从而提高信道估计的精度，对于每个输出端对应的不同发射-接收天线对和不同子载波之间的信道参数同时进行频率域和时间域上的线性插值，在不需要任何先验信道统计量信息的情况下能够较好的实现无线移动环境下的时变信道参数估计；具体实现步骤为：

(1)在发射端根据实际使用的信道环境，将设计好的完全正交的导频数据按照相应的发射-接收天线对和子载波位置按照平行四边形插入到各个发射天线的数据帧中；

(2)在各个接收天线端将各自待估计的发射-接收天线对所对应的导频数据提取出来，将所有的导频数据送入到信道估计器中，通过滤波器组对噪声进行加窗后，对应于待估计的与各个子载波中心频点相对应的导频数据输出后，直接利用最小二乘法来计算对应位置上的信道频域系数抽样值；

(3)再将所有估计出来的信道系数值按照所述的插入位置分配给各个待估计的发射-天线接收对，各个发射-接收天线对所得到的信道估计值就是实际该天线传播通道的频域数据抽样值；

(4)然后将每个发射-接收天线对之间所获得的频域样本值分别在频率域和时间域上进行线性内插，从而得到所有传送数据位置上的信道系数；

(5)最后将估计出来的信道系数值送给各根接收天线之后的信号处理单元，完成整个系统的均衡、空时译码或者是闭环传输功能。

上述的步骤(1)中，每帧数据中的时间轴插入导频数量的个数即导频插入的时间间隔N_t，与信道的变化速率成正比例关系，具体为：

Nt≤1/2f_dT

上式中T为OFDM符号间隔，f_d为多谱勒频率扩展值。

上述的步骤(1)中，每帧数据中的频率轴插入导频数据的个数即插入导频的频率间隔N_f，与频率轴插入导频数据的个数与信道的最大延迟量成正比例关系，具体为：

N_f≤1/τ_maxΔF_c

上式中τ_max为信道的最大多径延迟量，ΔF_c为子载波之间的频率间隔。

设计出的各个发射-接收天线对之间相应子载波位置上的导频数据取为与该子载波中心频率相同的复指数信号数据，但是不同天线对之间在频率上进行错开，也就是：

$X_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{\mathrm{pL}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πnpL}}{N}}$

$(n,p)\∈M_{\mathrm{ij}},i,j=\mathrm{1,2}$

上式中，M_ij，i，j＝1，2分别代表发射天线i-接收天线j之间的信道估计导频插入时间-频率轴位置；

经过移动无线信道的频率选择性衰落的作用，则导频数据变为：

$Y_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right|e^{j(\frac{2\mathrm{\πnpL}}{N}+S\left(H_{\mathrm{IJ}}\left(\mathrm{pL}\right)\right))}+W_{\mathrm{pL}}$

$(n,p)\∈M_{\mathrm{ij}},i,j=\mathrm{1,2}$

式中，W_pL为整个H_ij信道中产生的零均值加性高斯白噪声。

上述的步骤(2)，信道估计部分具体实现为：首先设计出一个M1阶的FIR低通滤波器原型h₀(n)，然后对h₀(n)进行多相分解有：

$E_l\left(z^P\right)=\underset{n=0}{\overset{M_1/P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_0[\mathrm{nP}+l]z^{-\mathrm{lP}}$

从而得到相应的各个支路滤波器系数，接收天线得到的导频数据经过分路降采样处理后进行滤波，然后将滤波之后的数据送至FFT单元，FFT的点数与OFDM子载波的个数是相等的；FFT之后的数据分别进行最小二乘估计，所得到的估计值就是对应的发射-接收天线对相应子载波位置上的信道系数值，收集好各个发射-接收天线对之间的信道频域样本值之后直接在频率域和时间域进行线性插值处理，就可以获得相应的发射-接收天线对之间的整个信道系数值；为了提高估计的精度，对FFT之后的数据要进行门限判决处理，只有大于阈值的数据才视为有效数据，最后进行最小二乘估计。

如图1所示，要传输的数据首先经过串行/并行处理，然后在进行空时编码，和对应位置上的导频数据联合起来组成数据帧。各个数据帧再分别经过IFFT处理之后，变成射频信号从两根天线上发射出去.接收端各个天线上的信号首先按照导频插入位置将经过各自信道衰减作用的导频信号提取出来，将提取出来的导频信号送入本发明中的信道估计单元。经过信道系数估计和时间域以及频率域线性插值后得到各个发射-接收天线对之间的信道系数向量，然后利用估计出来的信道向量来实现频域均衡和空时译码。

如图2所示，信道估计部分的等波纹FIR滤波器阶数取为128，下采用因子Q为4，N为64，F取2，经过FFT处理后的各个数据直接进行最小二乘(LS)估计，估计出来的数据按照导频插入位置进行分配后做线性插值处理就可以得到整个MIMO系统的信道传输矩阵。

如图3所示，若整个传输系统采用两根发射天线-两根接收天线，单个信道的特性参数是一致的，也就是说需要估计的四个信道向量分别采取菱形插入导频的方式来进行估计和平滑处理。菱形的尺寸要根据实际的信道条件来进行调整。

Claims (5)

 1、一种联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法，其特征在于，设计出在不同发射-接收天线对之间和同一发射-接收天线对的不同OFDM子载波之间都能保持正交特性的导频数据格式，同时在发射端将这些导频按照随发射-接收天线对和子载波个数而变化的多边形形式插入到数据帧中；在接收端仅仅利用一个低复杂度的最大FFT抽取多相滤波器组来实现对子载波上的噪声的加窗作用，以降低在滤波器组每个输出端进行最小二乘信道参数估计时的噪声方差，从而提高信道估计的精度，对于每个输出端对应的不同发射-接收天线对和不同子载波之间的信道参数同时进行频率域和时间域上的线性插值，在不需要任何先验信道统计量信息的情况下能够较好的实现无线移动环境下的时变信道参数估计；具体实现步骤为：

(1)在发射端根据实际使用的信道环境，将设计好的完全正交的导频数据按照相应的发射-接收天线对和子载波位置按照平行四边形插入到各个发射天线的数据帧中；

(2)在各个接收天线端将各自待估计的发射-接收天线对所对应的导频数据提取出来，将所有的导频数据送入到信道估计器中，通过滤波器组对噪声进行加窗后，对应于待估计的与各个子载波中心频点相对应的导频数据输出后，直接利用最小二乘法来计算对应位置上的信道频域系数抽样值；

(3)再将所有估计出来的信道系数值按照所述的插入位置分配给各个待估计的发射-天线接收对，各个发射-接收天线对所得到的信道估计值就是实际该天线传播通道的频域数据抽样值；

(4)然后将每个发射-接收天线对之间所获得的频域样本值分别在频率域和时间域上进行线性内插，从而得到所有传送数据位置上的信道系数；

(5)最后将估计出来的信道系数值送给各根接收天线之后的信号处理单元，完成整个系统的均衡、空时译码或者是闭环传输功能。

2、根据权利要求1所述的联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法，其特征是，所述的步骤(1)中，每帧数据中的时间轴插入导频数量的个数即导频插入的时间间隔N_t，与信道的变化速率成正比例关系，具体为：

$\mathrm{Nt}\≤\frac{1}{2f_{d}T}$

上式中T为OFDM符号间隔，f_d为多谱勒频率扩展值。

3、根据权利要求1所述的联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法，其特征是，所述的步骤(1)中，每帧数据中的频率轴插入导频数据的个数即插入导频的频率间隔N_f，与频率轴插入导频数据的个数与信道的最大延迟量成正比例关系，具体为：

$N_f\≤\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\Δ}{F}_c}$

上式中τ_max为信道的最大多径延迟量，ΔF_c为子载波之间的频率间隔。

4、根据权利要求1所述的联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法，其特征是，设计出的各个发射-接收天线对之间相应子载波位置上的导频数据取为与该子载波中心频率相同的复指数信号数据，但是不同天线对之间在频率上进行错开，也就是，

$X_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{X}_{\mathrm{pL}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}{e}^{j\frac{2\mathrm{\πnpL}}{n}}$

(n，p)∈M_ij，i，j＝1，2

上式中，M_ij，i，j＝1，2分别代表发射天线i-接收天线j之间的信道估计导频插入时间-频率轴位置；

经过移动无线信道的频率选择性衰落的作用，则导频数据变为：

$Y_{\mathrm{pilot}}=\underset{p=0}{\overset{P-1}{\mathrm{\Σ}}}\left|H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right|e^{j(\frac{2\mathrm{\πnpL}}{N}+S\left(H_{\mathrm{ij}}\left(\mathrm{pL}\right)\right))}+W_{\mathrm{pL}}$

(n，p)∈M_ij，i，j＝1，2

式中，W_pL为整个H_ij信道中产生的零均值加性高斯白噪声。

5、根据权利要求1所述的联合正交导频设计的MIMO-OFDM信道估计方法，其特征是，所述的步骤(2)，信道估计部分具体实现为：首先设计出一个M1阶的FIR低通滤波器原型h₀(n)，然后对h₀(n)进行多相分解有

$E_l\left(z^P\right)=\underset{N=0}{\overset{M_1/P-1}{\mathrm{\Σ}}}{h}_0[\mathrm{nP}+l]z^{-\mathrm{lP}}$

从而得到相应的各个支路滤波器系数，接收天线得到的导频数据经过分路降采样处理后进行滤波，然后将滤波之后的数据送至FFT单元，FFT的点数与OFDM子载波的个数是相等的；FFT之后的数据分别进行最小二乘估计，所得到的估计值就是对应的发射-接收天线对相应子载波位置上的信道系数值，收集好各个发射-接收天线对之间的信道频域样本值之后直接在频率域和时间域进行线性插值处理，就可以获得相应的发射-接收天线对之间的整个信道系数值；为了提高估计的精度，对FFT之后的数据要进行门限判决处理，只有大于阈值的数据才视为有效数据，最后进行最小二乘估计。

Images