CN101098323B - 基于gmc系统的发送装置及对应的频域均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种基于GMC系统的发送装置，包括依次连接的串并转换模块、线性变换模块、成形滤波器组、加循环前缀模块和射频发送模块，以及，还包括：多天线分集发射模块，其连接成形滤波器组的输出端及加循环前缀模块的输入端，用于将成形滤波后的信号使用多根天线在多个时间块内发送频域正交满分集的信号组。本发明的GMC系统中采用了Alamouti空时块编码方案，从而发送频域正交满分集的信号组，这样，本发明具有如下的优点：对于两个发送天线和任意信号群，它可以在满速率传输情况下取得满空间分集。其次，在发射端不需要知道信道状态信息。最后，空时块码(STBC)的最大似然译码只需要简单的线性处理。

Description

基于GMC系统的发送装置及对应的频域均衡方法

技术领域

本发明涉及一种基于GMC系统的发送装置及频域均衡方法，尤其涉及一种基于GMC系统的多天线分集传输发送装置及其对应的频域均衡方法

背景技术

在宽带无线通信系统中，由于信道为时间弥散的衰落信道，为了取得高的数据率，采用多天线技术，利用空间分可以取得更好的传输性能。使用Alamouti空时块编码方案的分集传输具有很多优点。首先，对于两个发送天线和任意信号群，它可以在满速率传输情况下取得满空间分集。其次，在发射端不需要知道信道状态信息。最后，空时块码(STBC)的最大似然译码只需要简单的线性处理。现有的GMC系统并没有采用使用Alamouti空时块编码方案的分集传输。现有的GMC系统如果只是采用单天线传输，系统容量低，不能支持高速率高质量传输；如果采用多天线复用传输，可以取得较高的频谱利用率，但链路传输准确性较低。

由于在GMC系统中，数据符号串要经过线性变换和成形滤波器，经过空时处理模块的复信号不再是星座图上的符号，使得在接收端要使用星座点信息的进行检测和均衡方法不可行，即：最大似然(ML)、干扰抵消(SIC)、QR分解干扰抵消等译码方法不可行。而单载波最小均方误差频域均衡(SC MMSE-FDE)不需要原始星座点的信息，从而成为一种可行的均衡方法。SC MMSE-FDE在长冲击响应记忆长度的宽带无线信道下，成为一种有效的均衡方案。在这种条件下，SC MMSE-FDE由于使用了运算效率高的快速傅立叶变换(FFT)，相比时域均衡而言，复杂度低，因为时域均衡复杂度随信道记忆长度和频谱利用率(基于网格的方案)指加，并且需要长FIR滤波器来取得可以接受的性能(比如，判决反馈均衡器)。此外，SC MMSE-FDE相比较正交频分复用(OFDM)有两个主要优势：低峰均比(PAR)和对载波频偏误差敏感度低。

现有的频域均衡算法如下：

以两根发送天线和一根接收天线系统为例，接收到的块k和k+1表示为：

$y^{\left(j\right)}=H_1^{\left(j\right)}{x}_1^{\left(j\right)}+H_2^{\left(j\right)}+x_2^{\left(j\right)}+n^{\left(j\right)},j=k,k+1---\left(1\right)$

其中，H₁ ^(j)和H₂ ^(j)分别为块j上从发送天线1和2到接收天线的信道矩阵。对y^(j)进行DFT变换，因为H＝Q^*ΛQ，其中Q为N×N的正交离散傅立叶变换矩阵，满足 $Q(l,k)=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}(l-1)(k-1)}{N}},$ 而Λ为N×N对角矩阵，第(k，k)等于信道冲击响应DFT系数，可得：

$Y^{\left(j\right)}=Q{y}^{\left(j\right)}={\mathrm{\Λ}}_1^{\left(j\right)}{X}_1^{\left(j\right)}+{\mathrm{\Λ}}_2^{\left(j\right)}{X}_2^{\left(j\right)}+N^{\left(j\right)}---\left(2\right)$

其中，X_i ^(j)＝Qx_i ^(j)，N^(j)＝Qn^(j)。因为发送结构的编码准则，可得：

X₁ ^(k+1)(n)＝-X₂ ^(k)(n)和X₂ ^(k+1)(n)＝X₁ ^(k)(n)，

n＝0，1，...，N-1；k＝0，2，4...               (3)

在传统的频域均衡方法中，假设信道矩阵在两个连续块内是不变的，即：

${H_i}^{(k+1)}={H_i}^{\left(k\right)}=H_i$

$\⇔{{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}={{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}={\mathrm{\Λ}}_1---\left(4\right)$

结合(2)-(4)，得到：

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}^{\left(k\right)}\\ {\stackrel{\‾}{Y}}^{(k+1)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{\mathrm{\Λ}}_1& {\mathrm{\Λ}}_2\\ {{\mathrm{\Λ}}_2}^{*}& {{-\mathrm{\Λ}}_1}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\left[\begin{array}{c}{N}^{\left(k\right)}\\ {\stackrel{\‾}{N}}^{(k+1)}\end{array}\right]---\left(5\right)$

$=\mathrm{\ΛX}+N$

因为Λ是正交矩阵，我们可以将(5)两边乘以Λ^*分解出符号X₁ ^(k)和X₂ ^(k)，即：

$\tilde{Y}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{Y}}^{\left(k\right)}\\ {\tilde{Y}}^{(k+1)}\end{array}\right]={\mathrm{\Λ}}^{*}Y=\begin{array}{}\end{array}\left[\begin{array}{cc}\widetilde{\mathrm{\Λ}}& 0\\ 0& \widetilde{\mathrm{\Λ}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\tilde{N}---\left(6\right)$

其中， $\widetilde{\mathrm{\Λ}}={\left|{\mathrm{\Λ}}_1\right|}^2+{\left|{\mathrm{\Λ}}_2\right|}^2$ 为一个N×N对角矩阵，这样 $\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 就可以通过MMSE方法在频域中恢复出来。其元素(i，i)等于|Λ₁(i，i)|²+|Λ₂(i，i)|²，也等于第一路和第二路CIR第i个DFT系数的平方和。这保证了本方案2阶发射分集增益。

现有的频域均衡方法存在如下的缺陷和不足：现有的频域均衡器假定信道在连续几个块持续时间内信道保持不变，这样没有利用到全部的信道信息，如果几个时间块内信道变化情况不一样，此时还采用现有的频域均衡算法，就不仅达不到发送分集的效果，反而会使均衡出现较大的误差。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是提供一种基于GMC系统的发送装置和相应的频域均衡方法，从而可充分利用信道信息，取得更好的传输性能。

为了解决上述技术问题，本发明采用了如下技术方案：

本发明的基于GMC系统的发送装置，包括成形滤波器组、加循环前缀模块，以及，还包括：

多天线分集发射模块，其连接成形滤波器组的输出端及加循环前缀模块的输入端，用于将成形滤波后的信号使用多根天线在多个时间块内发送频域正交满分集的信号组。

优选地，还包括设于成形滤波器之前的串并转换模块、线性变换模块。

优选地，还包括设于加循环前缀模块之后的射频发送模块。

该信号组采用采用了类Alamouti空时块编码方案。

另一方面，本发明提出了一种基于连续结果时间块信道信息的对应类alamouti结构的频域均衡算法，包括如下步骤：

1)对接受信号和信道矩阵进行DFT变换，并通过线性重组，可得到如下的等效信道模型，

$Y=\left[\begin{array}{cc}{{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}& {{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ -{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+N$

其中Y为2N×1的由接收信号通过DFT变换和线性重组得到的向量，Λ_i ^(j)，i＝(1，2)，j＝(k，k+1)为N×N对角矩阵；X_i ^(k)，i＝(1，2)为N×1发送信号DFT变换；N为2N×1的频域等效噪声向量；

2)因为Λ_i ^(j)，i＝(1，2)，j＝(k，k+1)为对角矩阵，在上述等效信道模型两边乘以

$\left[\begin{array}{cc}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}& -{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ {\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}\end{array}\right],$ 可以得到如下的等效信道模型：

$\tilde{Y}=\left[\begin{array}{cc}\widetilde{\mathrm{\Λ}}& 0\\ 0& \widetilde{\mathrm{\Λ}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\tilde{N}$

其中 $\widetilde{\mathrm{\Λ}}={{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}+{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}$ 为一个对角矩阵，则可以通过MMSE方法在频域对信号进行单点均衡，并取得满分集的接收机性能；

3)通过FFT将频域发送信号恢复到时域，得到原始发送信号的估计。

本发明的GMC系统中采用了Alamouti空时块编码方案，从而发送频域正交满分集的信号组，这样，本发明具有如下的优点：对于两个发送天线和任意信号群，它可以在满速率传输情况下取得满空间分集。其次，在发射端不需要知道信道状态信息。最后，空时块码(STBC)的最大似然译码只需要简单的线性处理。另一方面，本发明的频域均衡方法克服了现有的多天线类Alamouti结构分集发射频域均衡没有使用两个时间块内全部信道信息的限制，充分利用了信道的信息，使得在接收端均衡后的信号更加精确，且当信道频域响应在两个时间块内不一致的情况下依然能取得很好的性能。

附图说明

图1为本发明的基于GMC系统的发送装置

图2是发射分集的时域编码方案

图3为基于GMC多天线系统对应的频域均衡接收装置

具体实施方式

结合图1所示：本发明的基于GMC系统的发送装置，包括：

串并转换模块1，其输出端与线性变换模块2相连，用于将已调制的串行符号数据序列变成并行符号数据序列。

线性变换模块2，与串并转换模块1的输出端相连，用于将输入的数据符号进行FFT变换后，映射到多个子带上传输，一方面可以获得频率分集增益，另一方面可以降低发射信号的峰均比。

成形滤波器组模块3，与线性变换模块的输出端相连，用于将整个信道带宽分割成若干个相互正交(拟正交)的子信道(或子带)，滤波器组中每个子滤波器对应一个子信道。这样，经过线性变换所得的并行符号数据块的列向量中的每个元素符号被分别映射到相应的子信道上。

多天线分集发射模块4，与成形滤波器组模块3的输出端相连，用于将信号进行变换和重组，将成形滤波后的信号使用两根天线在两个块时间内发送类似Alamouti结构的发送分集度为2的信号组。

加循环前缀模块5，与多天线分集发射模块4的输出端相连，在信号块之前加上循环前缀，用于消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响，以利于接收机的频域均衡。

具体的编码和加循环前缀方案如下：

天线i(i＝1，2)上第k个传输块的第n个符号表示为x_i ^(k)(n)。在时刻k＝0，2，4，...，从成形滤波器组模块3读取一对长度为N的块x₁ ^k(n)和x₂ ^k(n)(0≤n≤N-1)。参考Alamouti的STBC结构，我们提出了如下的发射分集方案(如图2)：

x₁ ^(k+1)(n)＝-x₂ ^(k)((-n)_N))和x₂ ^(k+1)(n)＝x₁ ^(k)((-n)_N))，

n＝0，1，...，N-1；k＝0，2，4...

其中，(.)和(.)_N分别代表复共轭和模N操作。另外，每个发送块前面添加长度为v的循环前缀，用来消除IBI(块间干扰)，并且当时域信道冲击响应在一定时间内保持不变时，对应的频域信道矩阵为循环的。最后，每根天线的发送功率为单天线情况下的一半，从而满足总发射功率固定。

射频发送模块6，和加循环前缀模块5的输出端相连，并与发送天线连接，用于将基带信号上变频到射频。经过和射频发送模块和发送天线，发射机输出射频信号。

如图3所示，本发明对应的接收装置包括：

射频接收模块7，其与接收天线相连接，用于将无线信道中的信号接收下来，变频到基带进行处理。经过接收天线和射频处理模块，接收机输出基带信号。

同步与信道估计模块8，其与射频接收模块7的输出端相连接，用于完成接收信号的时频同步和信道衰落系数估计。

去除循环前缀模块9，其与射频接收模块7的输出端相连接，用于删除受到符号间干扰的信号循环前缀，消除块间干扰，隔离信道时延扩展的影响，以利于接收机的频域均衡。

串并转换模块10，其与去除循环前缀模块9的输出端相连接，用于将输入的串行数据序列变换成并行的输出数据序列。

频域均衡模块11，其与串/并转换模块10、同步与信道估计模块8的输出端相连接，其利用估计的信道衰落系数对采样信号进行频域均衡。

并串转换模块12，其与频域均衡模的输出端相连接，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。

匹配滤波器组模块13，其与并串转换模块12的输出端相连接，用于将串行输入符号序列进行与发射机子带成行滤波组相对应的子带匹配滤波处理，以生成多个子带并行输出的符号数据序列。

线性逆变换模块14，其与匹配滤波器组模块13的输出端相连接，用于将各子带传输的信号恢复到时域去。

并串转换模块15，其与线性逆变换模块14的输出端相连接，用于将输入的并行数据序列变换成串行的输出数据序列。这样就恢复出了在原始星座点上的串行符号。

所述的频域均衡模块11包括依次连接的：

FFT变换模块111，其与串/并转换模块10的输出端相连接，用于将一定长度的接收信号数据块变换到频域，以便于于频域均衡消除信道对该数据块的影响；

线性组合器模块112，用于将两个时间块内接收到的符号进行线性变换，重新组合，利于均衡模块进行简单的线性均衡；

均衡模块113，其与线性组合器模块112的输出端和相连接，用于在频域对信道损伤进行相位和幅度的补偿；

IFFT变换模块114，其与均衡模块113的输出端相连接，用于将已经经过频域均衡的频域子带信号恢复到时域去，以便于进一步处理。

下面，用具体的算法表示频域均衡的过程，并比较本发明的均衡方法和传统均衡方法的不同。

使用两根发送天线和一根接收天线，接收到的块k和k+1表示为：

$y^{\left(j\right)}=H_1^{\left(j\right)}{x}_1^{\left(j\right)}+H_2^{\left(j\right)}+x_2^{\left(j\right)}+n^{\left(j\right)},j=k,k+1---\left(1\right)$

其中，H₁ ^(j)和H₂ ^(j)分别为块j上从发送天线1和2到接收天线的信道矩阵。对y^(j)进行DFT变换，因为H＝Q^*ΛQ，其中Q为N×N的正交离散傅立叶变换矩阵，满足 $Q(l,k)=\frac{1}{\sqrt{N}}{e}^{-j\frac{2\mathrm{\π}(l-1)(k-1)}{N}},$ 而Λ为N×N对角矩阵，第(k，k)等于信道冲击响应DFT系数，可得：

$Y^{\left(j\right)}=Q{y}^{\left(j\right)}={\mathrm{\Λ}}_1^{\left(j\right)}{X}_1^{\left(j\right)}+{\mathrm{\Λ}}_2^{\left(j\right)}{X}_2^{\left(j\right)}+N^{\left(j\right)}---\left(2\right)$

其中，X_i ^(j)＝Qx_i ^(j)，N^(j)＝Qn^(j)。因为发送结构的编码准则，可得：

X₁ ^(k+1)(n)＝-X₂ ^(k)(n)和X₂ ^(k+1)(n)＝X₁ ^(k)(n)，

n＝0，1，...，N-1；k＝0，2，4...          (3)

在传统的频域均衡方法中，假设信道矩阵在两个连续块内是不变的，然而，对于实际的信道中，这种假设并不成立，两个块时间内信道情况可能不一样，在本发明所采用的频域均衡方法中，记信道矩阵为H_i ^(j)，i＝1，2；j＝k，k+1；对应的由H＝Q^*ΛQ得到的对角化矩阵记为Λ_i ^(j)，i＝1，2；j＝k，k+1。

结合(2)-(3)，得到：

$Y=\left[\begin{array}{c}{Y}^{\left(k\right)}\\ -{\stackrel{\‾}{Y}}^{(k+1)}\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}{{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}& {{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ -{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\begin{array}{c}\end{array}\left[\begin{array}{c}{N}^{\left(k\right)}\\ {\stackrel{\‾}{N}}^{(k+1)}\end{array}\right]---\left(7\right)$

我们将(7)式左右两边都乘以 $\left[\begin{array}{cc}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}& -{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ {\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}\end{array}\right],$ 由于Λ_i ^(j)为对角矩阵，可得：

$\tilde{Y}=\left[\begin{array}{c}{\tilde{Y}}^{\left(k\right)}\\ -{\tilde{Y}}^{(k+1)}\end{array}\right]\left[\begin{array}{cc}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}& -{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ {\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}\end{array}\right]Y$ 使用(7)

$=\left[\begin{array}{cc}{{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}+{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& 0\\ 0& {{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}+{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\tilde{N}$

$=\left[\begin{array}{cc}\widetilde{\mathrm{\Λ}}& 0\\ 0& \widetilde{\mathrm{\Λ}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\tilde{N}$

$\left(8\right)$

其中， $\widetilde{\mathrm{\Λ}}={{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}+{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}$ 为一个N×N对角矩阵，这样 $\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]$ 就可以通过MMSE方法在频域中恢复出来。

从上面算法，可得出本发明的发送装置对应的频域均衡方法可总结为：包括如下步骤：

1)对接受信号和信道矩阵进行DFT变换，并通过线性重组，可得到如下的等效信道模型，

$Y=\left[\begin{array}{cc}{{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}& {{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ -{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+N$

其中Y为2N×1的由接收信号通过DFT变换和线性重组得到的向量，Λ_i ^(j)，i＝(1，2)，j＝(k，k+1)为N×N对角矩阵；X_i ^(k)，i＝(1，2)为N×1发送信号DFT变换；N为2N×1的频域等效噪声向量；

2)因为Λ_i ^(j)，i＝(1，2)，j＝(k，k+1)为对角矩阵，在上述等效信道模型两边乘以

$\left[\begin{array}{cc}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}& -{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ {\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}\end{array}\right],$ 可以得到如下的等效信道模型：

$\tilde{Y}=\left[\begin{array}{cc}\widetilde{\mathrm{\Λ}}& 0\\ 0& \widetilde{\mathrm{\Λ}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\tilde{N}$

其中 $\widetilde{\mathrm{\Λ}}={{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}+{{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}$ 为一个对角矩阵，则可以通过MMSE方法在频域对信号进行单点均衡，并取得满分集的接收机性能；

3)过FFT将频域发送信号恢复到时域，得到原始发送信号的估计。

对比传统的均衡方法，可以看出，当Λ₁ ^(k)＝(Λ₁ ^(k+1))且Λ₂ ^(k)＝(Λ₂ ^(k+1))时，也就是信道在两个时间块内变化情况一样时，(8)式等同于(6)式。然而在信道情况在两个时间块内变化不一致时，本发明中的均衡方法由于充分利用了信道信息，能取得更好的传输性能。

本发明并不局限于上述具体实施方式，比如采用准正交空时结构、延时分集等等其他发送分集方案，同样可以使用类似的发送接收装置和接收机算法在频域均衡取得发送接收分集的效果。

Claims (5)

1.一种基于GMC系统的发送装置，包括成形滤波器组、加循环前缀模块，其特征在于，还包括：

多天线分集发射模块，其连接成形滤波器组的输出端及加循环前缀模块的输入端，用于将成形滤波后的信号使用多根天线在多个时间块内发送频域正交满分集的信号组；所述信号组采用了Alamouti空时块编码方案。

2.根据权利要求1所述的基于GMC系统的发送装置，其特征在于，还包括设于成形滤波器组之前的串并转换模块、线性变换模块，其中串并转换模块的输出端连接线性变换模块的输入端，线性变换模块的输出端连接成形滤波器组的输入端。

3.根据权利要求1所述的基于GMC系统的发送装置，其特征在于，还包括设于加循环前缀模块之后的射频发送模块，其中加循环前缀模块的输出端连接射频发送模块的输入端。

4.根据权利要求1所述的基于GMC系统的发送装置，其中所述的多天线分集发射模块中产生的信号组可表示为：

x₁ ^(k+1)(n)＝-x₂ ^(k)((-n)_N))和x₂ ^(k+1)(n)＝x₁ ^(k)((-n)_N))，

N＝0，1，...，N-1；k＝0，2，4...

其中，(.)和(.)_N分别代表复共轭和模N操作，x₁ ^(k)(n)为天线1上第k个传输块的第n个符号，x₁ ^(k+1)(n)为天线1上第k+1个传输块的第n个符号，x₂ ^(k)(n)为天线2上第k个传输块的第n个符号，x₂ ^(k+1)(n)为天线2上第k+1个传输块的第n个符号。

5.一种权利要求1所述的发送装置对应的频域均衡方法，包括如下步骤：

1)对接收信号和信道矩阵进行DFT变换，并通过线性重组，可得到如下的等效信道模型，

$Y=\left[\begin{array}{cc}{{\mathrm{\Λ}}_1}^{\left(k\right)}& {{\mathrm{\Λ}}_2}^{\left(k\right)}\\ -{\left({{\mathrm{\Λ}}_2}^{(k+1)}\right)}^{*}& {\left({{\mathrm{\Λ}}_1}^{(k+1)}\right)}^{*}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+N$

其中Y为2N×1的由接收信号通过DFT变换和线性重组得到的向量，Λ_i ^(j)，i＝(1，2)，j＝(k，k+1)为N×N对角矩阵；x_i ^(k)，i＝(1，2)为N×1发送信号DFT变换；N为2N×1的频域等效噪声向量；k表示天线接收到的第k个传输块；

2)因为Λ_i ^(j)，i＝(1，2)，j＝(k，k+1)为对角矩阵，在上述等效信道模型两边乘以

可以得到如下的等效信道模型：

$\tilde{Y}=\left[\begin{array}{cc}\widetilde{\mathrm{\Λ}}& 0\\ 0& \widetilde{\mathrm{\Λ}}\end{array}\right]\left[\begin{array}{c}{X_1}^{\left(k\right)}\\ {X_2}^{\left(k\right)}\end{array}\right]+\tilde{N}$

其中为一个对角矩阵，则可以通过MMSE方法在频域对信号进行单点均衡，并取得满分集的接收机性能；

3)过FFT将频域发送信号恢复到时域，得到原始发送信号的估计。

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