CN106034094A - 一种信道估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种信道估计方法和装置，该方法包括：接收导频信号；根据导频信号的信噪比，对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果。通过本发明的实施，根据导频信号的信噪比对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果，实现了对现有信道估计算法的扩展，使得可以根据不同的信噪比对现有LS信道估计算法执行不同的扩展，可在低信噪比及高信噪比时都具备较高性能，解决了现有信道估计方法在低信噪比或高信噪比时性能较差的问题。

Description

一种信道估计方法及装置

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种用于正交频分复用系统的信道估计方法和装置。

背景技术

长期演进LTE(LTE，Long Term Evolut ion)是由第三代合作伙伴计划(3GPP，The 3rd Generation Partnership Project)组织制定的通用移动通信系统(UMTS，Universal Mobile Telecommunications System)技术标准的长期演进结果。正交频分复用系统(OFDM，Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)作为一种具有较高的频谱利用效率和良好的抗多径性能的高速传输技术引起了广泛的关注，MS(Mobile Station)可以向BS(Base Station)发送导频信号，使得BS能够知道MS到BS的信道响应，BS可以使用信道响应进行波束赋形、均衡计算、信道测量等操作。

常用的信道估计方法主要有LS(Least Squares)信道估计算法、时频域转换信道估计算法等；LS信道估计算法实现简单，但是估计精度不高，容易受到高斯噪声影响，特别是在信噪比较低情况下；时频域转换信道估计算法将频域信道响应变换到时域进行滤波，滤波完成之后再变换到频域，时频域转换信道估计算法在频域信道响应变换到时域的时候，可以通过频域信道响应尾部补零的方法来提高信道估计的性能，但是尾部补零的方法在高信噪比情况下性能恶化比较严重。

因此，如何提供一种可在低信噪比及高信噪比时都具备较高性能的信道估计方法，是本领域技术人员亟待解决的技术问题。

发明内容

本发明提供了一种信道估计方法和装置，以解决现有信道估计方法在低信噪比或高信噪比时性能较差的问题。

本发明提供了一种信道估计方法在一个实施例中，该方法包括：接收导频信号；根据导频信号的信噪比，对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果。

进一步的，上述实施例中的根据导频信号的信噪比对第一LS信道估计结果进行扩展包括：计算导频信号的信噪比，将信噪比与预设值进行大小比较，根据比较结果确定第一LS信道估计结果的扩展方式，根据确定的扩张方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

进一步的，上述实施例中的根据比较结果确定第一LS信道估计结果的扩展方式包括：当信噪比小于预设值时，采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展；当信噪比大于预设值时，采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

进一步的，上述实施例中的第一LS信道估计结果为：

H_LS(k,l)＝Y(k,l)X^*(k,l)；

采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ 0,L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$

采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)+\frac{k-L+1}{N_{\mathrm{FFT}}-L}(H_{\mathrm{LS}}(0,l)-H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)),L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$

其中，Y(k,l)为导频位置的接收信号，X(k,l)为本地导频序列，X^*(k,l)为X(k,l)的共轭转置，N_FFT为FFT/IFFT的点数，L为LS导频信道估计序列长度。

进一步的，上述实施例在获取到第二LS信道估计结果之后，还包括：对第二LS信道估计结果进行降噪处理。

本发明也提供了一种信道估计装置，在一个实施例中，其包括：接收模块，用于接收导频信号；处理模块，用于根据导频信号的信噪比，对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果。

进一步的，上述实施例中的处理模块用于计算导频信号的信噪比，将信噪比与预设值进行大小比较，根据比较结果确定第一LS信道估计结果的扩展方式，根据确定的扩张方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

进一步的，上述实施例中的处理模块用于当信噪比小于预设值时，采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展；当信噪比大于预设值时，采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

进一步的，上述实施例中的第一LS信道估计结果为：H_LS(k,l)＝Y(k,l)X^*(k,l)；处理模块采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为： $\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ 0,L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$ 处理模块采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为： $\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)+\frac{k-L+1}{N_{\mathrm{FFT}}-L}(H_{\mathrm{LS}}(0,l)-H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)),L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$ 其中，Y(k,l)为导频位置的接收信号，X(k,l)为本地导频序列，X^*(k,l)为X(k,l)的共轭转置，N_FFT为FFT/IFFT的点数，L为LS导频信道估计序列长度。

进一步的，上述实施例还包括降噪模块，用于对第二LS信道估计结果进行降噪处理。

本发明的有益效果：

本发明提供的信道估计方法，根据导频信号的信噪比对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果，实现了对现有信道估计算法的扩展，使得可以根据不同的信噪比对现有LS信道估计算法执行不同的扩展，可在低信噪比及高信噪比时都具备较高性能，解决了现有信道估计方法在低信噪比或高信噪比时性能较差的问题。

附图说明

图1为本发明第一实施例提供的信道估计装置的示意图；

图2为本发明第二实施例提供的信道估计方法的流程图；

图3为本发明第三实施例提供的信道估计方法的流程图。

具体实施方式

现通过具体实施方式结合附图的方式对本发明做出进一步的诠释说明。

第一实施例：

图1为本发明第一实施例提供的信道估计装置的示意图，由图1可知，在本实施例中，本发明提供的信道估计装置1包括：

接收模块11，用于接收导频信号；

处理模块12，用于根据导频信号的信噪比，对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果。

在一些实施例中，上述实施例中的处理模块12用于计算导频信号的信噪比，将信噪比与预设值进行大小比较，根据比较结果确定第一LS信道估计结果的扩展方式，根据确定的扩张方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

在一些实施例中，上述实施例中的处理模块12用于当信噪比小于预设值时，采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展；当信噪比大于预设值时，采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

在一些实施例中，上述实施例中的第一LS信道估计结果为：

H_LS(k,l)＝Y(k,l)X^*(k,l)；

处理模块12采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

处理模块12采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

其中，Y(k,l)为导频位置的接收信号，X(k,l)为本地导频序列，X^*(k,l)为X(k,l)的共轭转置，N_FFT为FFT/IFFT的点数，L为LS导频信道估计序列长度。

在一些实施例中，如图1所示，上述实施例还包括降噪模块13，用于对第二LS信道估计结果进行降噪处理。

在一些实施例中，上述实施例中的降噪模块13用于利用时频域变换算法对第二LS信道估计结果进行降噪处理。

在一些实施例中，上述实施例中的降噪模块13用于通过IFFT变换将将第二LS信道估计结果变换到时域，得到时域信道响应

h_NOISE(n,l)，0≤n≤N_FFT-1；

根据 ${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{N_{\mathrm{FFT}}-N_{\mathrm{back}}-N_{\mathrm{front}}}\underset{n=N_{\mathrm{front}}}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-N_{\mathrm{back}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{\mathrm{NOISE}}(n,l)\right|}^2$ 计算时域噪声功率；

将h_NOISE(n,l)中位于区间N_front≤n≤N_FFT-N_back-1的数据置零，当h_NOISE(n,l)位于区间0≤n≤N_front-1和N_FFT-N_back≤n≤N_FFT-1的数据小于mσ²的时候，对应的数据置零，生成h(n,l)；通过FFT变换将时域滤波之后的时域信道响应h(n,l)变换到频域，得到频域信道响应H(k,l)；其中N_Front表示前窗长度，N_back表示后窗长度，N_FFT为FFT/IFFT的点数，m根据信号调制方式确定。

第二实施例：

图2为本发明第二实施例提供的信道估计方法的示意图，由图2可知，在本实施例中，本发明提供的信道估计方法包括以下步骤：

S201：接收导频信号；

S202：根据导频信号的信噪比，对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果。

在一些实施例中，上述实施例中的根据导频信号的信噪比对第一LS信道估计结果进行扩展包括：计算导频信号的信噪比，将信噪比与预设值进行大小比较，根据比较结果确定第一LS信道估计结果的扩展方式，根据确定的扩张方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

在一些实施例中，上述实施例中的根据比较结果确定第一LS信道估计结果的扩展方式包括：当信噪比小于预设值时，采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展；当信噪比大于预设值时，采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

在一些实施例中，上述实施例中的第一LS信道估计结果为：

H_LS(k,l)＝Y(k,l)X^*(k,l)；

采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为： $\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ 0,L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$

采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

其中，Y(k,l)为导频位置的接收信号，X(k,l)为本地导频序列，X^*(k,l)为X(k,l)的共轭转置，N_FFT为FFT/IFFT的点数，L为LS导频信道估计序列长度。

在一些实施例中，上述实施例在获取到第二LS信道估计结果之后，还包括：对第二LS信道估计结果进行降噪处理。

在一些实施例中，上述实施例中的对第二LS信道估计结果进行降噪处理包括：利用时频域变换算法对第二LS信道估计结果进行降噪处理。

在一些实施例中，上述实施例中的利用时频域变换算法对第二LS信道估计

结果进行降噪处理包括：通过IFFT变换将将第二LS信道估计结果变换到时域，得到时域信道响应h_NOISE(n,l)，0≤n≤N_FFT-1；根据计算时域噪声功率；将h_NOISE(n,l)中位于区间N_front≤n≤N_FFT-N_back-1的数据置零，当h_NOISE(n,l)位于区间0≤n≤N_front-1和N_FFT-N_back≤n≤N_FFT-1的数据小于mσ²的时候，对应的数据置零，生成h(n,l)；通过FFT变换将时域滤波之后的时域信道响应h(n,l)变换到频域，得到频域信道响应H(k,l)；其中N_Front表示前窗长度，N_back表示后窗长度，N_FFT为FFT/IFFT的点数，m根据信号调制方式确定。

第三实施例：

图3为本发明第三实施例提供的信道估计方法的示意图，由图3可知，在本实施例中，本发明提供的信道估计方法包括以下步骤：

S301：基站接收并根据导频信号计算SINR。

基站可以采用滤波之后的导频信号能量和噪声能量计算SINR。

S302：基站对导频位置进行LS信道估计，获得第一LS信道估计结果。

基站对导频位置进行LS信道估计，假设Y(k,l)为导频位置的接收信号，X(k,l)为已知的本地导频序列，X^*(k,l)为X(k,l)的共轭转置，导频位置的第一LS信道估计结果如下：

H_LS(k,l)＝Y(k,l)X^*(k,l)。

S303：根据SINR对第一LS信道估计结果进行扩展，得到第二LS信道估计结果。

具体的为：

当估计得到的SINR小于预设值SINR_Threshold，采用尾部补零的方法对第一LS信道估计结果进行扩展，扩展得到的第二LS信道估计结果如下：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ 0,L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.$

当估计出来的SINR大于预设值SINR_Threshold，采用线性衔接的方法对第一LS信道估计结果进行扩展，扩展得到的第二LS信道估计结果如下：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)+\frac{k-L+1}{N_{\mathrm{FFT}}-L}(H_{\mathrm{LS}}(0,l)-H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)),L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.$

其中N_FFT为FFT/IFFT的点数，L为LS导频信道估计序列长度。

在实际应用中，预设值SINR_Threshold可以根据实际需求来确定，设置灵活。

S304：通过时频域变换方法对第二LS信道估计结果进行降噪。

具体的，基站通过IFFT变换将延长之后的频域信道响应变换到时域，得到时域信道响应h_NOISE(n,l)，0≤n≤N_FFT-1，在时域内进行降噪。

通过下式计算时域噪声功率：

${\mathrm{\σ}}^2=\frac{1}{N_{\mathrm{FFT}}-N_{\mathrm{back}}-N_{\mathrm{front}}}\underset{n=N_{\mathrm{front}}}{\overset{N_{\mathrm{FFT}}-N_{\mathrm{back}}-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|h_{\mathrm{NOISE}}(n,l)\right|}^2$

其中N_Front＝L_CPβ_front表示前窗长度，N_back＝L_CPβ_back表示后窗长度。设l_CP与CP的模式有关，常规CP时为144，扩展CP时为512。β_back和β_front根据下表1确定：

表1

调制方式	βback	βfront
			QPSK	1.5	0.5
16QAM	1.5	0.75
			64QAM	2	1

降噪处理具体为：

将h_NOISE(n,l)位于区间N_front≤n≤N_FFT-N_back-1的数据置零；当h_NOISE(n,l)位于区间0≤n≤N_front-1和N_FFT-N_back≤n≤N_FFT-1的数据小于mσ²的时候，对应的数据置零。令经过上述处理之后的h_NOISE(n,l)为h(n,l)。m可以根据调制方式按下表2进行选择：

表2

调制方式	载波个数大于72	载波个数小于72
			QPSK	5	0
16QAM	5	0
			64QAM	0	0

降噪处理之后，通过FFT变换将时域滤波之后的时域信道响应h(n,l)变换到频域，得到频域信道响应H(k,l)。

综上可知，通过本发明的实施，至少存在以下有益效果：

根据导频信号的信噪比对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果，实现了对现有信道估计算法的扩展，使得可以根据不同的信噪比对现有LS信道估计算法执行不同的扩展，可在低信噪比及高信噪比时都具备较高性能，解决了现有信道估计方法在低信噪比或高信噪比时性能较差的问题。

以上仅是本发明的具体实施方式而已，并非对本发明做任何形式上的限制，凡是依据本发明的技术实质对以上实施方式所做的任意简单修改、等同变化、结合或修饰，均仍属于本发明技术方案的保护范围。

Claims (10)

1.一种信道估计方法，其特征在于，包括：

接收导频信号；

根据所述导频信号的信噪比，对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果。

2.如权利要求1所述的信道估计方法，其特征在于，根据所述导频信号的信噪比对第一LS信道估计结果进行扩展包括：计算所述导频信号的信噪比，将所述信噪比与预设值进行大小比较，根据比较结果确定所述第一LS信道估计结果的扩展方式，根据确定的扩张方式对所述第一LS信道估计结果进行扩展。

3.如权利要求2所述的信道估计方法，其特征在于，根据所述比较结果确定所述第一LS信道估计结果的扩展方式包括：当所述信噪比小于所述预设值时，采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展；当所述信噪比大于所述预设值时，采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

4.如权利要求3所述的信道估计方法，其特征在于，

所述第一LS信道估计结果为：

H_LS(k,l)＝Y(k,l)X^*(k,l)；

采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ 0,L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$

采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)+\frac{k-L+1}{N_{\mathrm{FFT}}-L}(H_{\mathrm{LS}}(0,l)-H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)),L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$

其中，Y(k,l)为导频位置的接收信号，X(k,l)为本地导频序列，X^*(k,l)为X(k,l)的共轭转置，N_FFT为FFT/IFFT的点数，L为LS导频信道估计序列长度。

5.如权利要求1至4任一项所述的信道估计方法，其特征在于，在获取到所述第二LS信道估计结果之后，还包括：对所述第二LS信道估计结果进行降噪处理。

6.一种信道估计装置，其特征在于，包括：

接收模块，用于接收导频信号；

处理模块，用于根据所述导频信号的信噪比，对导频位置的第一LS信道估计结果进行扩展，生成第二LS信道估计结果。

7.如权利要求6所述的信道估计装置，其特征在于，处理模块用于计算所述导频信号的信噪比，将所述信噪比与预设值进行大小比较，根据比较结果确定所述第一LS信道估计结果的扩展方式，根据确定的扩张方式对所述第一LS信道估计结果进行扩展。

8.如权利要求7所述的信道估计装置，其特征在于，处理模块用于当所述信噪比小于所述预设值时，采用尾部补零方式对第一LS信道估计结果进行扩展；当所述信噪比大于所述预设值时，采用线性衔接方式对第一LS信道估计结果进行扩展。

9.如权利要求8所述的信道估计装置，其特征在于，

所述第一LS信道估计结果为：

H_LS(k,l)＝Y(k,l)X^*(k,l)；

所述处理模块采用尾部补零方式对所属第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ 0,L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$

所述处理模块采用线性衔接方式对所述第一LS信道估计结果进行扩展时，得到的第二LS信道估计结果为：

$\hat{H}(k,l)=\left\{\begin{array}{c}{H}_{\mathrm{LS}}(k,l),0\≤k\≤L-1\\ H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)+\frac{k-L+1}{N_{\mathrm{FFT}}-L}(H_{\mathrm{LS}}(0,l)-H_{\mathrm{LS}}(L-1,l)),L\≤k\≤N_{\mathrm{FFT}}-1\end{array}\right.;$

其中，Y(k,l)为导频位置的接收信号，X(k,l)为本地导频序列，X^*(k,l)为X(k,l)的共轭转置，N_FFT为FFT/IFFT的点数，L为LS导频信道估计序列长度。

10.如权利要求6至9任一项所述的信道估计装置，其特征在于，还包括降噪模块，用于对所述第二LS信道估计结果进行降噪处理。