JP5152325B2 - 直交周波数分割多重におけるチャネル推定の方法及びそのシステム - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに用いられる方法および当該方法に適応したシステムに関する。特に当該方法は、直交周波数分割多重（以下ＯＦＤＭという。）を用いた無線通信システムにおけるチャネル推定に有用なものである。

本発明の好ましい実施形態を、第３世代携帯電話検討プロジェクト（以下３ＧＰＰという。）で用いられる専門用語と一致した用語で記述すると利便性がある。しかしながら本発明は、３ＧＰＰ基準に適合するネットワークの利用に限定されるものではない。
本出願人は、ここで論ぜられた先行技術が本願の優先日における技術に属する一般的知識の一部を形成するものと認めるものではない。

本明細書では、以下の略称と頭字語を用いる。

ＯＦＤＭシステムにおいて、パイロットシンボルまたは参照信号（ＲＳ）が送信信号の時間周波数（ＴＦ）グリッドに挿入されることで、ユーザ装置（ＵＥ）は、データを伝搬する全てのリソース要素（ＲＥ）のチャネルを推定することができる。参照信号（ＲＳ）に関するオーバヘッドを小さく維持するために、ＲＳ、ＲＥは、図１に示されるように、時間および周波数に関して間隔を置いて配置されている。

図１において、時間方向の１つのスロット中に７個のＯＦＤＭシンボルがあり、周波数方向に１７個のサブキャリアがある。スロット中の第１および第５のＯＦＤＭシンボルは、参照信号（ＲＳ）を伝搬し、斜線および斜交平行線で示されたリソース要素（ＲＥ）は参照信号（ＲＳ）を含む。周波数領域において参照信号（ＲＳ）は６間隔をおいて配置されている。

他のリソース要素（ＲＥ）のチャネル推定（ＣＥ）を実行する方法は、種々存在する。例えば、以下のステップからなる方法を挙げることができる。

第１に、ユーザ装置（ＵＥ）が参照信号（ＲＳ）の送信されるＯＦＤＭシンボル内のサブキャリアごとにチャネル推定（ＣＥ）を得る（下記ブロックＭ１〜Ｍ６を参照）。ここでいうＯＦＤＭシンボルは、例えばスロット内の１番目および５番目のＯＦＤＭシンボルのことである。

そして、ユーザ装置（ＵＥ）が時間補間を用いて参照信号（ＲＳ）の送信されていないスロット内のＯＦＤＭシンボルごとにチャネル推定（ＣＥ）を得る（下記ブロックＭ７を参照）。ここでいうＯＦＤＭシンボルは、例えばスロット内の２、３、４、６、７番目のＯＦＤＭシンボルのことである。

ユーザ装置（ＵＥ）内のチャネル推定（ＣＥ）を実行するための基本システムを図２に示す。ここで、その動作を簡単に記載する。

以下この説明において、Ｎｒｓは、１つのＯＦＤＭシンボル内の参照信号（ＲＳ）のリソース要素（ＲＥ）の数とする。

ブロックＭ１−仮推定のベクトルを作り出すために、Ｎｒｓ個の参照信号（ＲＳ）のリソース要素（ＲＥ）を用いる。当該ベクトルの長さは、Ｎｌｓ＝Ｎｒｓとする。

ブロックＭ２−ブロックＭ１からのベクトルを入力として用いて、Ｎｌｓ以上かつ最小の２のべき乗となるＮの大きさを持つ仮想周波数応答（ＶＣＦＲ）のベクトルを作り出す。入力ベクトルの端部に（Ｎ−Ｎｌｓ個の）０を加えるのが最も単純な方法である。

ブロックＭ３−Ｎ個の点の逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）を実行する。

ブロックＭ４−所定の雑音除去閾値より小さい全てのサンプルをゼロ化して、時間領域信号の雑音の除去を実行する。

ブロックＭ５−Ｎ個の点の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を実行する。

ブロックＭ６−ＯＦＤＭシンボル内の全てのサブキャリア（６Ｎｒｓ個）ごとにチャネル推定（ＣＥ）を得るために、参照信号（ＲＳ）のリソース要素（ＲＥ）間の周波数補間を実行する。

ブロックＭ７−参照信号（ＲＳ）を伝搬していないスロット内のすべてのＯＦＤＭシンボルに対してチャネル推定（ＣＥ）を得るために時間補間を実行する。

かかるシステムをどのように用いても、主にドップラー、遅延広がり、および雑音レベルによって定まる異なるチャネル状態における正確なチャネル推定（ＣＥ）を得ることはできない。

本発明の１つの形態として、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける補間処理を制御する方法であって、
前記信号の信号品質パラメータを閾値と比較し、前記信号品質パラメータが前記閾値未満の場合は、線形補間を用い、前記信号品質パラメータが前記閾値以上の場合は、前記信号の少なくとも一部の受信電力に基づいて少なくとも１つのパラメータを作り出す工程と、
各パラメータをそれぞれの閾値と比較し、前記比較に基づき、用いる補間または補外の種類、前記補間または補外に用いる１以上のパラメータの少なくともいずれかを決定する工程と、を含む方法が提供される。

前記補間の種類は、線形または線形最小平均２乗誤差（以下ＬＭＭＳＥという。）が好ましい。

補間または補外の種類をＬＭＭＳＥにするように決定したら、前記方法は、少なくとも１つのパラメータとそれに対応する閾値との比較に基づいて１以上のＬＭＭＳＥ行列を決定する工程を含むことができる。

前記信号の少なくとも一部の受信電力に基づいて少なくとも１つのパラメータを作り出す前記工程は、受信電力に基づいて定められたパラメータが前記信号の実行遅延広がりよりも長い周期で定められる工程を含むことができる。

別個の前記パラメータは、異なる遅延広がりに対して定めることができ、各パラメータは、異なる閾値と比較することができる。

前記信号品質パラメータは、信号雑音比であることが好ましい。

本発明の他の形態として、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける補間処理を制御する方法であって、前記信号の信号品質パラメータを閾値と比較し、前記信号品質パラメータが前記閾値未満の場合は、線形補間を用い、前記信号品質パラメータが前記閾値以上の場合は、前記信号の少なくとも一部に影響を与えるドップラーシフトを推定する工程と、ドップラー推定値を少なくとも２つの閾値と比較し、前記比較に基づき、用いる補間または補外の種類を決定し、さらに前記補間または補外の少なくとも一方に用いる１つ以上のパラメータを決定する工程と、を含む方法、が提供される。

本発明のさらに他の形態として、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける方法であって、信号内の複数の信号位置のチャネル推定を代表する２^ｎ個の時間領域サンプルを含む時間領域信号を受信する工程と、以下の１以上の方法を用いて時間領域信号の雑音を除去する工程を含み、当該方法は、所定の値を有する閾値以下のすべての信号を置換し、１以上のウィンドウを前記信号に適用して所定の値を有する前記ウィンドウ外ですべてのサンプルを置換し、１以上のウィンドウを前記信号に適用して雑音を除去する第２のアルゴリズムにしたがい前記ウィンドウ外でサンプルを処理する方法、が提供される。

本発明のさらに他の形態として、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムにおいて用いるためのチャネル推定の方法であって、複数の信号位置に関して仮チャネル推定の第１の数の初期設定をする工程と、Ｎｌｓ個のチャネル推定を含むチャネル推定のベクトルを作る工程と（Ｎｌｓは、仮チャネル推定の前記第１の数より大きい）、前記ベクトルを時間領域信号に変換し、前記時間領域信号の雑音を除去し、前記雑音の除去された信号を処理して、複数のチャネル推定値を示す仮チャネル推定の前記第１の数とは等しくない周波数領域信号を作る工程と、少なくともいくつかのチャネル推定値間で補間し、複数の信号位置に対するＣＥ値を決定する工程と、を含む方法が提供される。

本発明のさらに他の形態として、本発明の形態のいずれか１つの実行形態の方法を実行するように構成されている少なくとも１つの処理ブロックを含む電気通信ネットワークの携帯端末で用いられるシステムが提供される。

本発明の実施形態を、図面を参照して説明する。なお、発明は図面のみに限るものではない。
図１は、ＯＦＤＭシステムにおける２つのスロット上の参照信号（ＲＳ）のリソース要素（ＲＥ）の行列を例示する時間−周波数（ＴＦ）グリッドを示す図である。 図２は、無線通信システムにおけるデバイス動作の従来のチャネル推定（ＣＥ）を示すブロックダイヤグラムを示す図である。 図３は、無線通信システムにおいて本発明の実施形態に従った動作をするデバイス動作のチャネル推定（ＣＥ）を示すブロックダイヤグラムを示す図である。 図４は、本発明の実施形態において、仮想チャネル周波数応答（ＶＣＦＲ）を決定しながら補間を実行する方法を示す図である。 図５は、本発明の実施形態におけるチャネルの仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）の例を示す図である。 図６は、本発明のシステムにおいて用いられる周波数補間の第１の例を示す図である。 図７は、本発明の実行形態において、時間方向のチャネル推定（ＣＥ）を完了させる方法の例を示す図である。

図３は、本発明の実施形態にしたがって動作する無線通信システムにおけるデバイス動作のチャネル推定を説明するブロックダイヤグラムである。

図３と図２とのシステムの違いの１つは、ブロックＭ１、Ｍ２、Ｍ４、Ｍ５、…、Ｍ８の動作の制御機能を果たすＭ９ブロックを利用して、異なるチャネル状態でチャネル推定（ＣＥ）動作の最適化をしていることである。他の違いは、以下の記述を読めば明らかになる。

当該システムにおける各ブロックの機能を具体的な例を挙げて説明する。通常のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）を有する１０ＭＨｚの直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムを考える。図１に関連して、１つのＯＦＤＭシンボルにつき、周波数方向には６００個のサブキャリアが存在し、時間方向にはＮｒｓ＝１００個の参照信号（ＲＳ）のリソース要素（ＲＥ）が存在する。

ブロックＭ１−ブロックＭ９により設定されたパラメータにしたがい、Ｎｌｓ＝Ｎｒｓ＝１００またはＮｌｓ＝２Ｎｒｓ＝２００の仮推定のベクトルを作る。

Ｎｌｓ＝１００のとき、１００の仮推定は従来のようになされる。

Ｎｌｓ＝２００のとき、図１は、（上記の１００に）追加された１００の仮推定がどのように作られるかを示している。この図において、本発明の実施形態において、ドットの影の付されたリソース要素（ＲＥ）は、追加された仮推定であり、Ｒ５＝ｆ_ｔ（Ｒ１およびＲ４）およびＲ８＝ｆ_ｔ（Ｒ３およびＲ７）といった時間方向、またはＲ５＝ｆ_ｆ（Ｒ２およびＲ３）およびＲ８＝ｆ_ｆ（Ｒ４およびＲ６）といった周波数方向のいずれかにおける補間により作られている。関数ｆ_ｔおよびｆ_ｆは、単純な線形または線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）補間とすることができる。

ブロックＭ１は、ブロックＭ９の制御下、次のように動作することができる。

Ｎｌｓ＝１００は、前および／または次のＯＦＤＭシンボルのどの参照信号（ＲＳ）も利用できないとき、またはチャネルが高ドップラーおよび大遅延広がりを有するとき、利用される。

Ｎｌｓ＝２００は、上記以外のとき用いられる。

ｆ_ｔは、チャネルが低ドップラーを有するときに用いられ、ｆ_ｆは、チャネルが高ドップラーおよび小遅延広がりを有するときに用いられる。

低ドップラーおよび低信号雑音比（低ＳＮ比）の場合、先のＯＦＤＭの１つ以上から得る参照信号（ＲＳ）が用いられ（例えば、加重平均を用いる）、現在のＯＦＤＭシンボルの仮推定を得ることで、チャネル推定（ＣＥ）の性能を向上させる。

他の実施形態において、ブロックＭ１は、ブロックＭ８またはブロックＭ１０のいずれかの出力により指示される方法で線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）または線形補間を利用して動作することができる。

ブロックＭ２−Ｎｌｓ＝１００または２００であるかによって、それぞれＮ＝１２８または２５６のベクトルを作る。図４は、Ｎ＝１２８におけるこの実施方法の例を示す。

Ｔ１、Ｔ２、…Ｔ１００は、入力サンプルすなわち仮推定であり、Ｅ１０１およびＥ１０２は、Ｔ９９およびＴ１００を用いる補外されたサンプルであり、Ｅ１２７およびＥ１２８は、Ｔ１およびＴ２を用いる補外されたサンプルである。

Ｅ１０１、Ｅ１０２、Ｅ１２７およびＥ１２８を得るための補外は、線形または線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）とすることができる。

Ｅ１０３からＥ１２６は、Ｅ１０２およびＥ１２７の間を線形補間することで作成される。これらの中で、２Ｌ個のサンプルのみ維持され、残りは０に設定される。ただし、Ｌは、制御ブロックＭ９により設定されるパラメータである。

ブロックＭ２は、ブロックＭ９の制御下、次のように動作することができる。

線形補外は、小遅延広がりにおいて利用される。

線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）補外は、大遅延広がりにおいて利用される。

Ｌは、低ＳＮ比において０に設定される。

ブロックＭ４−Ｍ４は、仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）の雑音の除去を実行する。ＶＣＩＲの例を図５に示す。この図において、Ｎ＝１２８（時間領域）と、１、３０および５４に３つのパスがあり、第２および第３のパスは、第１のパスより、１０ｄＢ低い。

ブロックＭ４は、雑音除去の以下の３タイプを実行するように構成され、ブロックＭ９からの制御入力に基づいて、以下の雑音除去の組み合わせの１つ以上を選択的に実行するように適応化されている。

タイプ１：Ｍ４において実行される雑音除去の第１のタイプは、仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）の閾値Ｔ以下の大きさをもつすべてのサンプルをある選択された基準に設定するものである。選択された基準は、例えば０である。Ｔは、３つのピークおよびそれを囲む複数のサンプルを維持するように選ぶことができる。ここでの例では、Ｔは、約０．０３とする。もちろん、他の閾値を選択することもできる。閾値Ｔは、ＳＮ比に基づいて動的に設定することができる。

タイプ２：Ｍ４において実行される雑音除去の第２のタイプは、ウィンドウ（Ｗ）の外側の仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）のすべてのサンプルを、その大きさにかかわらず、０とするものである。上述した図において、ウィンドウは、１番目から６０番目および１２０番目から１２８番目のサンプルを含むように作成される。ウィンドウの長さは、ＯＦＤＭ信号のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）長に基づいて定めることができる。ウィンドウ内のサンプルは、さらなる処理にしたがい、例えば上記タイプ１の雑音除去に用いられる。

タイプ３：Ｍ４において実行される雑音除去の第３のタイプは、仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）のある領域を覆って、タイプ１による雑音除去が当該覆われたウィンドウの外側で実行されるときに、当該覆われた部分内のサンプルを、そのレベルにかかわりなく、保持することである。

当該覆われたウィンドウは、通常、検出可能なパスの位置を中心とする小さなウィンドウである。パスの位置、とくにサンプルのない空間のパスを検出するために、Ｙ＝ＡＢＳ（ＶＣＩＲ）は、連続する２つのサンプルの間に２個または５個の０を挿入し、その後シンクフィルタまたは単純な有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタによってフィルタリングすることで、抽出される。これにより、パス（特にサンプルのない空間のパス）に対応する位置のピークを高めることができ、その位置を簡単に検出することができる。

パスに対応していない仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）のサンプルは、広帯域雑音分散を推定するのに用いられる。

上述した雑音除去アルゴリズムについて、以下の組み合わせを実行するように、当該システムを適合させるのが好ましい。

タイプ１のみ、
タイプ２およびタイプ１、
タイプ３およびタイプ１、
タイプ２およびタイプ３ならびにタイプ１。

このブロックは、ブロックＭ９の制御の下、以下のように操作される。

雑音除去タイプ１、２または３は異なる組み合わせで用いることができ、
Ｔは、高および／または低ＳＮ比それぞれに対して、小さくおよび／または大きく、
ウィンドウ（Ｗ）は、小および／または大遅延広がりそれぞれに対して小さくおよび／または大きく、Ｎは大きくして、セクタ間干渉を消去することができるようになる。

ブロックＭ８
ブロックＭ８は、線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列の選択を実行し、Ｍ６における周波数補間および／または補外に用いられる。特別な場合、Ｍ８、は線形補間を用いるものを選択することができる。

Ｍ８は、ブロックＭ４による雑音除去後に仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）サンプルの電力を入力として受信する。Ｍ８は、以下のデータを受信する。

ＳＮ比推定：現在のＴ無線フレーム周期のＳＮ比推定
Ｔ：遅延プロファイル計算の平均周期
Ｋ：平均のための段階数
ＳＮ比閾値：遅延推定が必要になった場合に定めるもの
Ｍ：タイミング許容誤差
Ｌ：遅延広がり範囲−サイクリックプレフィックス（ＣＰ）長および２Ｍを効率的に覆う
Ｐ：第１のパスの位置を同定するための電力閾値
Ｑ：低レベルのサンプルをゼロ化するための電力閾値、ただし、Ｑ≧Ｐ
Ｐ０、Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３：線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列選択の閾値
ＬＭＳＥ１、ＬＭＳＥ２、ＬＭＳＥ３、ＬＭＳＥ４−ＬＭＭＳＥ行列
Ｗ０、Ｗ１、Ｗ２、Ｗ３、Ｗ４：ＬＭＭＳＥ行列選択のためのウィンドウ

上述したように、Ｍ８の出力は、Ｔ無線フレームごとのブロックＭ６に対する（特別な場合、線形補間を有する）ＬＭＭＳＥ行列の選択である。ブロックＭ６は、次のＴ無線フレームの周期中、その行列を用いて、周波数方向の補間および／または補外を実行する。

Ｍ８は、以下の方法を用いて、線形補間および／または補外を用いるか、またどの線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）（例えば、ＬＭＳＥ１、ＬＭＳＥ２、ＬＭＳＥ３、ＬＭＳＥ４）を用いるのか、選択する。

ステップ１
ＳＮ比推定＜ＳＮ比閾値のとき、線形補間が用いられる。そうでない場合、以下のステップに移る。

ステップ２
以下のように、Ｋ段階を用いて周期Ｔにわたって、雑音除去された仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）の平均電力を得る。

初期設定：ｋ＝０のとき、すなわち周期Ｔの第１の段階のとき、

とする。

タイミングオフセット補正：続く段階ｋ＜Ｋにおいて、段階ｋ−１と比較して実行ノンゼロタイミングオフセットＯがある場合、［ｈ_ｋ、０、ｈ_ｋ、１、…、ｈ_{ｋ，Ｎ−１}］を次のように置換する必要がある。

すなわち、ｋ段階のタイミングがｋ−１のタイミングよりも遅いとき、

とする。

ｋ段階のタイミングがｋ−１のタイミングよりも早いとき、

とする。

実行ノンゼロタイミングオフセットＯは、次のように定義される。ＯＯを復調（ＤＥＭ）モジュールの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）入力におけるサンプルの数で測定されるタイミングオフセットとして示すと、Ｏは最大値となり、ＯＯ×Ｎ_Ｔ／Ｎより小さい。ただし、Ｎは、逆高速フ−リエ変換（ＩＦＦＴ）の大きさ（すなわち、Ｍ２の出力の大きさ）であり、Ｎ_Ｔは、仮推定の数（すなわち、Ｍ２の入力の大きさ）である。Ｎ_Ｔ＜Ｎに留意する。

蓄積：

作成：

とする。

する。

ステップ３

を以下の式を満たす最小指標として示す。

（通常または拡張サイクリックプレフィックス（ＣＰ）については、例えば４または５個）に割って、実行遅延広がりＷ０、Ｗ１、Ｗ２、…秒をカバーする。

次のようにＬＭＭＳＥ行列を選択する。

のとき、線形補間を選択する。

のとき、ＬＭＳＥ１を選択する。

のとき、ＬＭＳＥ２を選択する。

のとき、ＬＭＳＥ３を選択する。

それ以外の場合、ＬＭＳＥ４を選択する。

同じ出力が仮推定Ｍ１によって実行される仮チャネル推定（仮ＣＥ）生成の線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列を選択するのに用いられる。

ブロックＭ５
Ｍ５は、大きさＮの高速フーリエ変換（ＦＦＴ）ブロックである。

ブロックＭ６
ブロックＭ６は、サブキャリアごとのチャネル推定（ＣＥ）に達する高速フーリエ変換（ＦＦＴ）段階からの周波数領域出力の補間を実行する。線形または線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）補間および／または補外を用いるかは、遅延プロファイル推定ブロックＭ８の出力によって定まる。ＬＭＭＳＥが用いられる場合、行列は、Ｍ８の出力によって定まる。図６は、周波数補間ブロックＭ６で実行される補間および／または補外を図式的に示している。

ブロックＭ７
時間補間ブロックＭ７は、時間方向のチャネル推定（ＣＥ）補間の実行の制御を行う。補間は、線形または線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）を用いることができる。

このブロックは、ブロックＭ９の制御の下、次のような動作をする。
高ドップラーの場合、線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）補間を用いる。
低ドップラーの場合、線形補間を用いる。
図７は、この線形最小平均２乗誤差の（ＬＭＭＳＥ）／線形・補間の概要を示している。

ブロックＭ９
このブロックは、他のブロック全体の制御および調整を行い、異なるチャネル状態に対してチャネル推定（ＣＥ）の実行の最適化をし、上述したような制御をする（例えば、前のおよび／または次のＯＦＤＭシンボルの参照信号（ＲＳ）の利用可能性等）。以下に、前のおよび／または次のＯＦＤＭシンボルのＲＳが利用可能と考えられる制御パラメータの設定の要約を示す。

高ドップラーまたは大遅延広がりに対する線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）フィルターの係数は最適化可能である。

ブロックＭ１０
ブロックＭ１０は、ブロックＭ７により実行される時間補間および／または補外のための線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列の選択を実行する。

ブロックＭ１０は、入力として、
参照信号（ＲＳ）のリソース要素（ＲＥ）に対する最小自乗（ＬＳ）推定または雑音除去結果、
ＳＮ比推定：現在のＴ無線フレーム周期のＳＮ比推定
Ｔ：ドップラー推定のための平均周期
Ｋ：平均化のための段階数
ＳＮ比閾値：ドップラー推定が必要かを決定する
ｆ０、ｆ１、ｆ２：線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列選択のための閾値
ＬＭＳＥ１、ＬＭＳＥ２、ＬＭＳＥ３−ＬＭＭＳＥ行列
をとる。

出力として、ドップラー推定ブロックＭ１０は、次のＴ無線フレームで時間推定ブロックＭ７が用いる（特別な場合、線形補間と共に）線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列をＴ無線フレーム毎にＭ７へ提供する。

線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列を選択し、ブロックＭ７に進むため、ブロックＭ１０は、以下の動作を実行する。

ステップ１
ＳＮ比推定＜ＳＮ比閾値のとき、線形補間が用いられる。

それ以外の場合、以下のステップがとられる。

ステップ２
周期Ｔにわたって、以下のようにＫ段階を用いて、ドップラー推定の平均を得る。

ドップラー推定＜ｆ０のとき、線形補間を選択する。非常に遅い速さで最適化するのが好ましい。

ドップラー推定＜ｆ１のとき、ＬＭＳＥ１を選択する。ＬＭＳＥ１は、遅い速さから中間の速さで最適化されている。

ドップラー推定＜ｆ２のとき、ＬＭＳＥ２を選択する。ＬＭＳＥ２は、速い速さで最適化されている。

それ以外のとき、ＬＭＳＥ３を選択する。ＬＭＳＥ３は、非常に速い速さで最適化されている。

他の実行形態として、上記アルゴリズムを用いて、Ｍ１の仮推定生成の線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）行列の選択をすることができる。

周波数方向で線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）補間を用いることで、従来の線形補間方法を超えた著しいチャネル推定（ＣＥ）の利得を得る。例えば、３０ｄＢのＳＮ比のＴＵ６チャネルにおいて、管理できる範囲の複雑さの増加で利得は約５ｄＢとなる。

単純な線形および／または線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）・補外を用いることで、仮想チャネル周波数応答（ＶＣＦＲ）のエッジにおける臨時のサンプルを得て、受信機が、高ＳＮ比状態においてピークスループットを得ることができる。そして複雑さの増加は無視できる。

現存する複雑なものに代わって、仮想チャネル周波数応答（ＶＣＦＲ）生成の際に単純な線形補間を用いることで、これに匹敵するまたはそれ以上の性能が提供される。

実際の参照信号（ＲＳ）スペーシングにおいてはＤＣサブキャリアを考慮することで、チャネル推定（ＣＥ）におけるわずかな進展を得ることができる。

単純な線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）補外を用いて、大遅延広がりチャネル状態において帯域端のサブキャリアのチャネル推定（ＣＥ）を向上させる。

単純な線形最小平均２乗誤差（ＬＭＭＳＥ）補間を用いて、高ドップラーチャネル状態において参照信号（ＲＳ）を運ばないＯＦＤＭシンボルのサブキャリアのチャネル推定（ＣＥ）を向上させる。

シンク関数補間及び／または有限パルス応答（ＦＩＲ）補間を用いて、サンプルのない位置のパスの大きさを改善することで、雑音除去過程にてパスが取り除かれる可能性を減少させることができる。

仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）のサイクリックプレフィックス（ＣＰ）ウインドウ処理を用いることで、チャネル推定（ＣＥ）性能が向上する。

適応する雑音除去閾値を用いて、異なる状態でチャネル推定（ＣＥ）性能を最適化する。

広帯域雑音分散推定のための仮想チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）を用いることで、推定精度を向上できる。

ドップラー推定のためにノイズが抑制されたチャネル推定の使用は推定精度を向上させる。

高ドップラー（および大遅延広がり）において、減少したＲＳスペーシングおよび高速フーリエ変換（ＦＦＴ）補間を用いることで、チャネル推定（ＣＥ）性能を向上させる。

異なる方法の使用を制御する制御装置の使用により、さまざまなチャネル状態におけるチャネル推定（ＣＥ）実行の最適化がなされる。

低ドップラーで、周波数ホッピング（ＦＨ）がなく、低ＳＮ比の場合、チャネル推定の性能が向上するように、現在のＯＦＤＭシンボルの仮推定を得る為に、現在および１つ前のＯＦＤＭからの参照信号（ＲＳ）を（加重平均で）使用できる。

低ドップラーで、周波数ホッピング（ＦＨ）が有り、低ＳＮ比の場合、チャネル推定（ＣＥ）の性能が向上するように、現在のＯＦＤＭシンボルのチャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）を得る為に、現在および以前のＯＦＤＭ前からの（雑音除去前の）チャネルインパルス応答（ＶＣＩＲ）を（加重平均で）使用できる。

本明細書で開示され定義された発明は、言及された個々の特徴の２以上の全ての組み合わせまたは記載から明らかなものまたは図面に及ぶ。これら異なる組み合わせ全ては、本発明のいろいろな代替えの形態を構成する。

（付記１）本発明の第１の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける補間処理を制御する方法であって、前記信号の信号品質パラメータを閾値と比較する工程と、前記信号品質パラメータが前記閾値未満の場合は、線形補間を用い、前記信号品質パラメータが前記閾値以上の場合は、前記信号の少なくとも一部の受信電力に基づいて少なくとも１つのパラメータを作り出す工程と、各パラメータをそれぞれの閾値と比較する工程と、前記比較に基づき、用いる補間または補外の種類、および前記補間または補外に用いる１つ以上のパラメータの少なくともいずれかを決定する工程と、を含むことを特徴とする。

（付記２）また、本発明に係る方法は、前記補間の種類が、線形またはＬＭＭＳＥであってもよい。

（付記３）また、本発明に係る方法は、前記補間または補外の種類を、ＬＭＭＳＥとした場合、前記方法が、少なくとも１つのパラメータとそれに対応する閾値との比較に基づいて１つ以上のＬＭＭＳＥ行列を決定する工程を含むようにしても良い。

（付記４）また、本発明に係る方法は、前記信号の少なくとも一部の受信電力に基づいて少なくとも１つのパラメータを作り出す前記工程が、受信電力に基づいて決定されたパラメータを前記信号の実効遅延広がりよりも長い周期で定める工程を含むようにしても良い。

（付記５）また、本発明に係る方法は、別々の前記パラメータが、異なる遅延広がりごとに定め、前記各パラメータを、異なる閾値と比較しても良い。

（付記６）また、本発明に係る方法は、前記信号品質パラメータが、信号雑音比であっても良い。

（付記７）本発明の第２の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける補間処理を制御する方法であって、前記信号の信号品質パラメータを閾値と比較し、前記信号品質パラメータが前記閾値未満の場合は、線形補間を用い、前記信号品質パラメータが前記閾値以上の場合は、前記信号の少なくとも一部に影響を与えるドップラーシフトを推定する工程と、ドップラー推定値を少なくとも２つの閾値と比較し、前記比較に基づき、用いる補間または補外の少なくとも一方の種類を決定し、さらに前記補間または補外の少なくとも一方に用いる１つ以上のパラメータを決定する工程と、を含むことを特徴とする。

（付記８）本発明に係る方法は、前記ドップラー推定値が第１の閾値未満の場合、線形補間または補外を用いても良い。

（付記９）本発明に係る方法は、前記ドップラー推定値が前記第１の閾値以上の場合、ＬＭＭＳＥ補間または補外を用いても良い。

（付記１０）本発明に係る方法は、前記ドップラー推定値が第２の閾値未満の場合、対応するパラメータの設定を用いてＬＭＭＳＥを実行しても良い。

（付記１１）本発明に係る方法は、前記ドップラー推定値が第３の閾値未満の場合、対応する第２のパラメータの設定を用いてＬＭＭＳＥを実行しても良い。

（付記１２）本発明の第３の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける方法であって、参照信号の第１の数を含む信号を受信する工程と、前記参照信号の第１の数に基づいて仮チャネル推定の第２の数を作り出す工程と、を含み、前記チャネル推定の第２の数は、受信した参照信号の前記第１の数より大きいことを特徴とする。

（付記１３）本発明に係る方法は、前記受信した参照信号に対するチャネル推定を行い、２以上の隣接する参照信号間を補間することで前記受信した参照信号間の１つ以上の信号位置に対する仮チャネル推定を行う工程を含むようにしても良い。

（付記１４）本発明に係る方法は、前記補間が、線形補間またはＬＭＭＳＥ補間のいずれかを選択しても良い。

（付記１５）本発明に係る方法は、前記補間を、時間領域または周波数領域のいずれかの隣接する参照信号の組の間で実行しても良い。

（付記１６）本発明に係る方法は、仮チャネル推定の１以上の数およびこれに用いる前記補間の種類を、信号パラメータまたは状態に基づいて定めても良い。

（付記１７）本発明に係る方法は、前記信号位置それぞれにおける前記補間値が、前記信号位置の側の複数の信号位置に対するチャネル推定に基づいても良い。

（付記１８）本発明に係る方法は、それぞれの信号位置における前記補間値が、前記信号位置の両側の複数の信号位置に対するチャネル推定の加重された値に基づいてもよい。

（付記１９）本発明に係る方法は、前記補間に用いられる補間および／またはパラメータの種類を、本発明の第１の形態または第２の形態のいずれかの方法を用いて決定しても良い。

（付記２０）本発明の第４の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける方法であって、複数の信号位置に対するチャネル推定に対応する第１のベクトルを作る工程と、増加した複数の信号位置に対するチャネル推定の第２のベクトルを作る工程と、を含み、前記増加した複数の信号位置は、前記第１のベクトルの一端からの複数のチャネル推定に基づいて補外により前記第１のベクトルから続く加算された信号位置、Ｘの値を定め、前記第１のベクトルの他端からの複数のチャネル推定に基づいて加算された信号位置、Ｘから離間して加算されたＹの値を定めることを特徴とする。

（付記２１）本発明に係る方法は、前記ＸおよびＹが加算された信号位置の間で補間し、少なくともこの間のベクトルの信号位置のいくつかを加える工程を、さらに含んでもよい。

（付記２２）本発明に係る方法は、前記補外が、線形補外またはＬＭＭＳＥ補外のいずれかから選択されても良い。

（付記２３）本発明に係る方法は、前記補間が、線形であっても良い。

（付記２４）本発明に係る方法は、補間のなされていないＸおよびＹが加算された信号位置の間の前記信号位置は、０で満たされていても良い。

（付記２５）本発明に係る方法は、前記補外または補間のいずれかの前記パラメータを、信号パラメータまたは状態に基づいて定めても良い。

（付記２６）本発明に係る方法は、前記第２のベクトルが、前記第１のベクトルの長さよりも大きい数で２のべき乗の長さに等しくても良い。

（付記２７）本発明の第５の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける方法であって、前記信号内の複数の信号位置のチャネル推定を代表する２ ^ｎ 個の時間領域サンプルを含む時間領域信号を受信し、以下の１つ以上の方法を用いて時間領域信号の雑音を除去し、当該方法が、所定の値を有する閾値以下のすべての信号を置換し、１つ以上のウィンドウを前記信号に適用して所定の値を有する前記ウィンドウ外ですべてのサンプルを置換し、１つ以上のウィンドウを前記信号に適用して雑音を除去する第２のアルゴリズムに従い前記ウィンドウ外でサンプルを処理することを特徴とする。

（付記２８）本発明に係る方法は、１以上の前記ウィンドウのパラメータが、前記信号の遅延広がりまたは前記時間領域信号で検出される１以上のピークの位置に基づいて定められても良い。

（付記２９）本発明に係る方法は、前記時間領域信号のピーク位置を、前記時間領域信号をアップサンプリングし、予想されるピークの大きさを向上させるフィルタを適用し、検出しても良い。

（付記３０）本発明に係る方法は、前記所定の値が、０であっても良い。

（付記３１）本発明に係る方法は、前記閾値を、適応設定しても良い。

（付記３２）本発明に係る方法は、前記選択された雑音除去方法および／または前記選択された雑音除去方法の前記パラメータを、信号パラメータまたは状態に基づいて定めても良い。

（付記３３）本発明の第６の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける方法であって、複数の不連続の信号位置のＣＥデータを表す信号を受信する工程と、ＣＥデータ間を補間し、少なくとも１つの追加された周波数サブキャリアの信号位置に対してＣＥデータを得る工程と、を含むことを特徴とする。

（付記３４）本発明に係る方法は、前記補間が、線形またはＬＭＭＳＥであっても良い。

（付記３５）本発明に係る方法は、補間および／または前記補間に用いられるパラメータの種類を、本発明の第１の形態の方法を用いて決定しても良い。

（付記３６）本発明に係る方法は、前記処理後、少なくとも２個の知られた信号位置の前記ＣＥに基づいて補外をして帯域端における信号位置のＣＥを決定することを、さらに含んでいても良い。

（付記３７）本発明に係る方法は、補間および／または前記補間に用いられるパラメータの種類を、本発明の第１の形態の方法を用いて決定しても良い。

（付記３８）本発明に係る方法は、前記選択された方法の少なくとも１つのパラメータを、信号パラメータまたは状態に基づいて定めても良い。

（付記３９）本発明の第７の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける方法であって、第１の時間位置におけるすべてのサブキャリアに対するＣＥを得る工程と、第２の時間位置におけるすべてのサブキャリアに対するＣＥを得る工程と、周波数サブキャリアに対する前記得られたＣＥ値間を補外して、信号位置の中間に対するＣＥ値を得る工程と、を含むことを特徴とする。

（付記４０）本発明に係る方法は、前記補間は、線形またはＬＭＭＳＥ補間のいずれかであっても良い。

（付記４１）本発明に係る方法は、少なくとも１つの信号パラメータまたは状態に基づいて線形またはＬＭＭＳＥ補間のいずれかを選択する工程をさらに含んでいても良い。

（付記４２）本発明に係る方法は、補間および／または前記補間に用いられるパラメータの種類を、第２の形態による方法を用いて決定しても良い。

（付記４３）本発明に係る方法は、前記信号パラメータまたは状態が、信号遅延広がり、信号ドップラー周波数、信号雑音比、ＣＰ長を含んでいても良い。

（付記４４）本発明の第８の形態に係る方法は、時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムにおいて用いるためのチャネル推定の方法であって、複数の信号位置に関して仮チャネル推定の第１の数の初期設定をする工程と、仮チャネル推定の前記第１の数より大きいＮｌｓ個のチャネル推定を含むチャネル推定のベクトルを作る工程と、前記ベクトルを時間領域信号に変換する工程と、前記時間領域信号の雑音を除去し、前記雑音の除去された信号を処理して、複数のＣＥ値を示す仮チャネル推定の前記第１の数とは等しくない周波数領域信号を作る工程と、少なくともいくつかのＣＥ値間で補間し、複数の信号位置に対するＣＥ値を決定する工程と、を含むことを特徴とする。

（付記４５）本発明に係る方法は、仮チャネル推定の第１の数の初期設定をする前記工程を、本発明の第３の形態を用いて実行しても良い。

（付記４６）本発明に係る方法は、チャネル推定のベクトルを作る前記工程を、本発明の第４の形態を用いて実行しても良い。

（付記４７）本発明に係る方法は、前記時間領域信号の雑音を除去する前記工程を、本発明の第５の形態を用いて実行しても良い。

（付記４８）本発明に係る方法は、前記雑音の除去された信号を処理して、周波数領域信号を作る前記工程を、本発明の第６の形態を用いて実行しても良い。

（付記４９）本発明に係る方法は、少なくともいくつかのＣＥ値間で補間し、複数の信号位置に対するＣＥ値を決定する前記工程を、本発明の第７の形態を用いて実行しても良い。

（付記５０）本発明に係る方法は、前記信号が、ＯＦＤＭ信号であっても良い。

（付記５１）本発明の第９の形態に係るシステムは、本発明の形態のいずれか１つの実行形態の方法を実行するように構成されている少なくとも１つの処理ブロックを含む電気通信ネットワークの携帯端末で用いられることを特徴とする。

（付記５２）本発明に係るシステムは、前記方法の複数を実行するように構成されている複数の処理ブロックを含んでいても良い。

（付記５３）本発明に係るシステムは、信号パラメータまたは伝送状態に基づいて前記処理ブロックの少なくとも１つを制御するように構成されている制御手段をさらに含んでいても良い。

（付記５４）本発明に係るシステムは、前記制御手段が、以下の１つ以上の事柄に基づいて少なくとも１つの前記処理ブロックを制御し、当該事柄は、信号遅延広がり、信号ドップラー周波数、信号雑音比、ＣＰ長であっても良い。

（付記５５）本発明に係るシステムは、前記制御手段が、以下の表にしたがい１つ以上の処理ブロックを制御するように適応されていても良い。

（付記５６）本発明に係るシステムは、前記受信信号が、ＯＦＤＭであっても良い。

Claims (7)

1. 時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける補間処理を制御する方法であって、
   前記信号の信号品質パラメータを閾値と比較する工程と、
   前記信号品質パラメータが前記閾値未満の場合は、線形補間を用い、前記信号品質パラメータが前記閾値以上の場合は、前記信号の少なくとも一部の受信電力に基づいて少なくとも１つのパラメータを作り出す工程と、
   各パラメータをそれぞれの閾値と比較する工程と、
   前記比較に基づき、補間または補外に用いるＬＭＭＳＥへ適用する１つ以上のパラメータの少なくともいずれかを決定し、決定した前記パラメータを適用したＬＭＭＳＥを用いて補間処理又は補外処理を行う工程と、
   を含む方法。
2. 請求項１記載の方法において、
   前記補間または補外の種類を、ＬＭＭＳＥとした場合、少なくとも１つの前記パラメータに関して、該パラメータの値の範囲とＬＭＭＳＥ行列との対応づけを複数取得し、該パラメータの値に対応する前記ＬＭＭＳＥ行列を選択する工程を含む方法。
3. 請求項１又は２に記載の方法において、
   前記信号の少なくとも一部の受信電力に基づく少なくとも１つのパラメータを作り出す前記工程は、受信電力に基づいて決定されたパラメータを前記信号の実効遅延広がりよりも長い周期で定める工程を含む方法。
4. 請求項３に記載の方法において、別々の前記パラメータを、異なる遅延広がりごとに定め、前記各パラメータを、異なる閾値と比較する方法。
5. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の方法において、
   前記信号品質パラメータは、信号雑音比である方法。
6. 時間位置およびサブキャリア周波数により定めることができる複数の信号位置を含んだ信号を受信するように構成されている無線通信システムのデバイスにおける補間処理を制御する方法であって、
   前記信号の信号品質パラメータを閾値と比較し、前記信号品質パラメータが前記閾値未満の場合は、線形補間を用い、前記信号品質パラメータが前記閾値以上の場合は、前記信号の少なくとも一部に影響を与えるドップラーシフトを推定する工程と、
   ドップラー推定値を少なくとも２つの閾値と比較し、前記比較に基づき、補間または補外に用いるＬＭＭＳＥへ適用する１つ以上のパラメータを決定し、決定した前記パラメータを適用したＬＭＭＳＥを用いて補間処理又は補外処理を行う工程と、
   を含む方法。
7. 請求項１乃至６のいずれか１項に記載の方法を実行するように構成されている少なくとも１つの処理ブロックを含む電気通信ネットワークの携帯端末で用いられるシステム。

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