CN101741778A - 一种数据子载波上的信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及正交频分复用通信系统的信道估计方法，尤其涉及一种数据子载波上的信道估计方法，采用FIR低通插值滤波器；包括一个以上具有不同带宽的所述FIR低通插值滤波器；先统计信道响应波形频谱不同分段的能量分布，再根据所述能量分布的大小选择一个具有对应带宽的所述FIR低通插值滤波器。本发明通过同步符号信道响应的频谱的能量分布来选择不同的滤波器系数，算法简单易于实现，可以自适应地根据信道最大多径时延的情况选择不同带宽的插值滤波器，而无需搜索信道的最大多径时延。与现有系统中常用的线性插值算法相比，本发明可以克服更大的多径时延信道，同时对于多径时延较小的信道也能大大降低噪声对信道估计结果的影响。

Description

一种数据子载波上的信道估计方法

技术领域本发明涉及正交频分复用通信系统的信道估计方法，尤其涉及一种数据子载波上的信道估计方法。

背景技术OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplex，正交频分复用)是一种无线环境下的高速传输技术，它通过一组正交的子载波并行传输数据，使得其对多径衰落信道频率选择性的敏感程度大大降低。为了进一步克服多径时延引起的符号间干扰(ISI)的影响，时域的OFDM符号前通常会加入一定长度的循环前缀(CP)，CMMB(China Mobile Multimedia Broadcasting，中国移动多媒体广播)系统中的OFDM符号示意图可参见图1。

OFDM通信系统中一般采用在有效数据子载波中插入导频(Pilot)子载波的方式，导频子载波可以用于接收端的信道估计，以提高OFDM系统的性能。现有的一些通信系统，如DVB、WiMAX和CMMB系统的导频插入方式都是采用时域和频域二维离散插入的方式，这种导频插入方式可以有效地跟踪信道在时间和频率上的变化情况。

OFDM的信道估计一般包括导频子载波的信道估计和数据子载波的信道估计两部分。现有的OFDM系统的导频子载波信道估计方法一般有：最小二乘(Least Square，LS)信道估计、最小均方误差(Minimum Mean Square Error，MMSE)信道估计和线性最小均方误差(Liner Minimum Mean Square Error，LMMSE)信道估计等。数据子载波上的信道估计一般通过插值算法来实现，常用的插值算法有：线性插值、高斯插值、三次样条插值、基于FFT的变换域插值、Wiener滤波插值以及FIR低通滤波插值等。对于导频子载波上的信道估计，MMSE和LMMSE算法的性能要优于LS算法，但是其实现复杂度要远大于LS算法，因此在实际系统中大都采用LS算法对导频子载波进行估计。对于数据子载波上信道估计的插值算法来说，线性插值、高斯插值以及三次样条插值的实现较为简单，但其性能并不理想；FFT以及Wiener滤波插值性能最好，但是其实现复杂度较高。FIR低通滤波插值算法的性能也比较好，且其实现复杂度并不高，因此FIR低通滤波插值算法更适合在实际系统中的应用。

CMMB系统中的导频子载波分为连续导频子载波和离散导频子载波，连续导频子载波为一个时隙内所有OFDM符号上传递同一信息的子载波，连续导频子载波在每个OFDM符号中的位置是固定的。当CMMB系统采用8MHz的物理层带宽时，每个OFDM符号中包括82个连续导频子载波，连续导频子载波上承载的信息采用BPSK调制。离散导频子载波上承载的是已知符号1+0j，对于8MHz的物理层带宽来说，每个OFDM符号中包括384个离散导频，每个时隙第n个OFDM符号中离散导频对应的有效子载波编号m取值规则表示如下：

if mod(n，2)＝＝0

$m=\left\{\begin{array}{c}8p+1,p=\mathrm{0,1,2},...191\\ 8p+3,p=\mathrm{192,193},...383\end{array}\right.$

if mod(n，2)＝＝1

$m=\left\{\begin{array}{c}8p+5,p=\mathrm{0,1,2},...191\\ 8p+7,p=\mathrm{192,193},...383\end{array}\right.$

图2是CMMB系统中有效子载波上的信号分布图案，其中橫向代表不同的子载波，纵向代表不同的OFDM符号，1个时隙包括53个OFDM符号。在一个OFDM符号中相邻两个离散导频间隔8个子载波；在同一个频点上相邻两个离散导频间隔两个OFDM符号。

对于CMMB中数据子载波上的信道响应值的计算通常采用时频二维的信道插值算法：首先进行时域的插值，将得到信道响应值的数据子载波当成离散导频来看待，这样一个符号中的离散导频间隔就缩小为4个子载波；然后将数据子载波位置的信道响应值补零后通过FIR低通滤波器进行插值运算得到整个OFDM符号中所有子载波上的信道响应值。

对于导频子载波间隔为4的情况，传统的FIR低通波器的通带宽度一般设为总带宽的1/4，这样可以完全抑制由于序列中补零带来的三个频谱镜像和带外的噪声谱分量，同时又不影响带内的频谱分量。但是在实际的信道环境中，并非所有的信道响应值的谱分量会占满整个1/4通带，这样，如果只采用固定系数的1/4带宽的低通滤波器，带内的噪声分量便会影响信道估计值的准确性，特别是在最大多径时延较小的信道环境下，系统性能会受到严重影响。

发明内容本发明的目的是提供一种数据子载波上的信道估计方法，用来自适应地跟踪信道最大多径时延的变化，以解决现有技术中存在的在最大多径时延较小的信道条件下信道估计性能受噪声影响较大的问题。

本发明公开了一种数据子载波上的信道估计方法，采用FIR低通插值滤波器；包括一个以上具有不同带宽的所述FIR低通插值滤波器；先统计信道响应波形频谱不同分段的能量分布，再根据所述能量分布的大小选择一个具有对应带宽的所述FIR低通插值滤波器。

本发明公开的数据子载波上的信道估计方法，进一步包括如下步骤：第一步，提取2048点的时域同步信号，通过FFT变换获得频域的同步符号；第二步，对同步符号做信道估计，得到同步符号上各子载波的信道响应值，然后对信道响应值做FFT得到信道响应波形的频谱；第三步，统计信道响应波形频谱的总能量以及频谱上不同分段的能量和，并根据所述不同分段的能量与总能量的比值选择所述FIR低通插值滤波器。

本发明公开的数据子载波上的信道估计方法，还包括如下从属技术特征：

设定门限值a，所述第三步中进一步包括：所述不同分段的能量与总能量的比值与所设定的门限值a进行比较选择所述FIR低通插值滤波器。

所述第一步中：在系统完成精细同步之后，截取两个连续同步符号的后2048点时域同步符号，再将所述2048点的时域同步符号通过FFT运算得到2048点的频域同步符号。

所述第二步中：根据存储的已知同步符号发送PN序列，进行同步符号上的LS信道估计，得到同步符号上的信道响应值，再将得到的同步符号上的信道响应值做FFT变换，得到同步符号上信道响应波形的频谱。

所述第二步中：所述FFT变换后输出的频域同步符号的数值再与本地存储的同步符号PN序列相除，得到同步符号上的频域信道响应值。

本发明通过同步符号信道响应的频谱的能量分布来选择不同的滤波器系数，算法简单易于实现，使得信道估计可以自适应地根据信道最大多径时延的情况选择不同带宽的插值滤波器，而无需搜索信道的最大多径时延。本发明所述的信道估计插值滤波器系数选择方法与现有系统中常用的线性插值算法相比，可以克服更大的多径时延信道，同时对于多径时延较小的信道也能大大降低噪声对信道估计结果的影响。

附图说明

图1是中国移动多媒体广播系统中的OFDM符号示意图。

图2是中国移动多媒体广播系统中的信号分布图案。

图3是CMMB系统中同步符号在帧结构中的位置。

图4是CMMB系统中同步信号伪随机序列生成器示意图。

图5是本发明的CMMB制式手机电视的信道估计插值滤波器系数选择方案的程序流程图。

图6是本发明的滤波器系数选择模块中分段能量统计和门限判决的流程示意图。

具体实施方式下面结合附图和具体实施方式对本发明做进一步详细说明。

本发明所述的信道估计插值滤波器系数选择方法包括：同步符号提取模块，用于提取2048点的时域同步信号；FFT模块，用来得到频域的同步符号以及得到同步符号上信道响应波形的频谱；同步符号信道估计模块，用于求解同步符号上各子载波的信道响应值；能量统计模块，用于统计信道响应波形频谱不同分段的能量和；滤波器系数选择模块，根据各分段的能量设定门限来选择不同的插值滤波器系数。

其中，上述的同步符号提取模块工作于系统的精细同步完成之后，用于得到两个连续同步符号的后2048点的时域同步信号。

其中，上述的FFT模块有两种用途，一种是与同步符号提取模块相连，用于得到频域的同步符号；一种是与同步符号信道估计模块相连，用于得到同步符号上信道响应波形的频谱。

其中，上述的同步符号信道估计模块，用于将FFT模块输出的频域同步符号的数值与本地存储的同步符号PN序列相除，得到同步符号上的频域信道响应值。

其中，上述的能量统计模块与信道估计之后的FFT模块相连，用于统计信道响应波形频谱不同分段的能量和。

本发明所述的信道估计插值滤波器系数选择方法如下：

第一步：在系统完成精细同步之后，截取两个连续同步符号的后2048点时域同步符号。

第二步：将2048点的时域同步符号通过FFT运算得到2048点的频域同步符号。

第三步：根据存储的已知同步符号发送PN序列，进行同步符号上的LS信道估计，得到同步符号上的信道响应值。

第四步：将得到的同步符号上的信道响应值做FFT变换，得到同步符号上信道响应波形的频谱。

第五步：统计频谱的总能量，以及频谱两端不同分段长度的能量。

第六步：通过计算各分段能量与总能量的比值与所设定的滤波器选择的门限值进行比较，以选择不同的插值滤波器系数。

如图3所示是CMMB系统中同步符号在帧结构中的位置示意图，TxID和2个同步符号位于新标与53个PFDM符号之间(OFDM符号1，...，OFDM符号52)；上述信标和OFDM符号等的组合又位于时隙0与时隙1之间。

如图4所示是本发明使用的CMMB系统中同步信号伪随机序列生成器示意图，包括一组线性反馈移位寄存器，倒数第一个寄存器和倒数第三个寄存器的输出值相加后反馈给第一个移位寄存器。

本发明实施例一提供一种应用于CMMB制式手机电视系统的信道估计插值滤波器系数选择的方法，如图5所示是CMMB制式手机电视的信道估计插值滤波器系数选择方案的程序流程，包括以下步骤：

步骤501：获取两个连续同步符号的后2048点时域同步符号。

步骤502：对步骤501得到的2048点的时域同步符号做FFT运算，得到频域的同步符号。

步骤503：对步骤502得到的频域同步符号做LS信道估计，得到2048点的频域信道响应值。

设步骤502得到的第k个子载波上的频域同步符号数据为Y_k，第k个子载波上发送的原始PN序列值为X_k，X_k由图4所示的线性反馈移位寄存器产生，生成多项式为：x¹¹+x⁹+1，则同步符号第k个子载波上的信道响应值为：

步骤504：对步骤503得到的2048点的频域信道响应值做FFT运算，得到频域信道响应波形的频谱。

步骤505：对步骤504得到的频谱值进行分段能量统计。

若要使用N组不同带宽的低通滤波器，所要计算的能量段数就为N。设不同分段的能量分别为P1，P2，P3，…，P[N-1]，Ptotal，其中Ptotal为整个频谱的能量。由于CMMB系统中同步符号子载波间隔为OFDM符号子载波间隔的2倍，所以计算不同能量分段的宽度也应该为所对应的不同插值滤波器通带宽度的2倍。

在图6(a)中以设置4个滤波器系数为例说明了不同能量统计区间的划分情况。图中Ptotal代表了总能量，P1代表区间两端的能量，P2是区间两端的比p1大的统计区间的能量；p3是区间两端的比p2大的统计区间的能量。

步骤506：将步骤505得到的分段能量P1，P2，P3，…，P[N-1]除以总能量Ptotal并与设定的门限值进行比较，然后选择相应的插值滤波器。

由于P1，P2，P3，…，P[N-1]所代表的能量求解区间按由小到大排列，则有P1＜P2＜P3＜…＜P[N-1]，因此其所对应的滤波器带宽也有如下关系：

B_filter1＜B_filter2＜B_filter3＜…＜B_filter[N-1]

设定a为判决门限，如果P1/Ptotal＞a，则选择滤波器系数为filter1；如果P1/Ptotal＜a，则判断P2/Ptotal与门限a的大小关系；如果P2/Ptotal＞a，则选择滤波器系数为filter2；如果P2/Ptotal＜a，则判断P3/Ptotal与门限a的大小关系。以此类推，若直到P[N-1]/Ptotal仍然小于门限a，则选择所设定的带宽最宽的滤波器filterN。

在图6(b)中以设置4个滤波器系数为例说明了根据门限选择滤波器系数的流程图。图中，P1/Ptotal＞a成立则选择filter1；P2/Ptotal＞a成立则选择filter2；P3/Ptotal＞a成立则选择filter3；否则选择filter4。

综上所述，本发明所述的信道估计插值滤波器系数选择方法能以较小的实现复杂度自适应地根据信道多径时延的变化选择一组较合适的滤波器系数；能够有效克服传统的线性插值以及固定系数的低通滤波插值算法在多径时延较小的信道环境下受噪声影响较大的缺点，并且在多径时延较大的信道环境下也能取得较好的信道估计性能。

Claims (6)

1.一种数据子载波上的信道估计方法，采用FIR低通插值滤波器；其特征在于，包括一个以上具有不同带宽的所述FIR低通插值滤波器；先统计信道响应波形频谱不同分段的能量分布，再根据所述能量分布的大小选择一个具有对应带宽的所述FIR低通插值滤波器。

2.根据权利要求1所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，进一步包括如下步骤：第一步，提取2048点的时域同步信号，通过FFT变换获得频域的同步符号；第二步，对同步符号做信道估计，得到同步符号上各子载波的信道响应值，然后对信道响应值做FFT得到信道响应波形的频谱；第三步，统计信道响应波形频谱的总能量以及频谱上不同分段的能量和，并根据所述不同分段的能量与总能量的比值选择所述FIR低通插值滤波器。

3.根据权利要求2所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，设定门限值a，所述第三步中进一步包括：所述不同分段的能量与总能量的比值与所设定的门限值a进行比较选择所述FIR低通插值滤波器。

4.根据权利要求3所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，所述第一步中：在系统完成精细同步之后，截取两个连续同步符号的后2048点时域同步符号，再将所述2048点的时域同步符号通过FFT运算得到2048点的频域同步符号。

5.根据权利要求4所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，所述第二步中：根据存储的已知同步符号发送PN序列，进行同步符号上的LS信道估计，得到同步符号上的信道响应值，再将得到的同步符号上的信道响应值做FFT变换，得到同步符号上信道响应波形的频谱。

6.根据权利要求4所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，所述第二步中：所述FFT变换后输出的频域同步符号的数值再与本地存储的同步符号PN序列相除，得到同步符号上的频域信道响应值。

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