CN102195906A - Ofdm系统中导频信号的设计方法及系统 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种OFDM系统中导频信号的设计方法及系统。该方法首先根据信道的最大多径时延和最大多普勒频移来确定导频符号的时域和频域间隔，并利用穷举法列举所有可能的导频图样，最终根据估计信道和实际信道的均方误差(Mean Square Error，MSE)结果得到最优的导频图样。利用仿真曲线验证最优导频的优越性，仿真结果表明应用本发明所设计的最优导频图样的OFDM系统，在相同系统开销的情况下，具有最好的误码率(Bit Error Rate，BER)性能，这一点在高速移动场景中更为明显。

Description

OFDM系统中导频信号的设计方法及系统

技术领域

本发明涉及无线通信领域，尤其涉及一种OFDM系统中导频信号的设计方法及系统。

背景技术

正交频分复用(OFDM)技术是一种多载波调制技术。在OFDM系统中，数据被分配到多个带宽很小且正交的子载波上同时并行传送，每个子载波上传送的数据量都很小，且可使用不同的调制方式。OFDM技术能够有效减小由于信道时间色散引起的符号间干扰。由于每个子载波带宽都很小，远小于信道的相关带宽，因此每个子载波上的频率响应是平坦的，这样就大大降低了接收均衡器的复杂度。OFDM技术目前已经被广泛用于各种宽带无线接入系统，如IEEE802.11系列标准，IEEE 802.16系列标准，3GPP LTE标准等。

在无线通信系统中，发送端的自适应编码调制，接收端的相干检测和译码都需要知道收发天线间的信道信息，因此信道估计成为无线通信系统的关键技术之一。为了获得无线信道的频率响应，最常用的方法是导频辅助的信道估计算法，即利用导频信号对信道在时频空间的不同点上进行采样，然后再采用插值滤波得到整个信道的频率响应值完成信道估计。因此，为了获得最优的信道估计性能，导频设计就变得至关重要，导频的时频域间隔和导频位置都成为影响整个系统性能的重要因素。

发明内容

本发明的目的在于提供一种OFDM系统中导频信号的设计方法及系统，基于本发明，可以使收发端能更好地跟踪信道函数，更好地适应信道特性，从而提高系统吞吐量。

一方面，本发明公开了一种OFDM系统中导频信号的设计方法，包括如下步骤：相干时间和相关带宽计算步骤，确定OFDM系统的无线信道模型，计算该无线信道模型的相干时间和相关带宽；时频域密度确定步骤，确定表征所述导频信号时、频域密度的时、频域间隔；其中，导频信号频域间隔小于所述相关带宽，导频信号时域间隔小于所述相干时间；时、频域导频信号数量确定步骤，根据所述导频信号时域间隔，确定帧结构内时域导频信号数量为m个；根据所述导频信号频域间隔，确定帧结构内的频域导频信号数量为n个；其中，m和n为自然数；一维时域导频位置组合确定步骤，将时域上的第一个导频信号设置在第一个OFDM符号，将其余(m-1)个导频信号均匀地分布在整个时域内，列举出所有可能的一维时域导频位置组合；一维频域导频位置组合确定步骤，在频域上列举所有满足所述导频信号频域间隔要求的一维频域导频位置组合，要求n个导频信号均匀分布在整个频域内；二维导频图样确定步骤，基于所述一维时域导频位置组合和一维频域导频位置组合，通过穷举法，确定排列组合而成的所有二维导频图样；信道估计步骤，对于每一个二维导频图样，基于二维维纳滤波器作信道估计；最优导频图样确定步骤，对于排列组合而成的所有二维导频图样，计算每一个二维导频图样的信道估计值与实际信道的均方误差；将均方差最小的导频图样确定为最优导频图样。

上述OFDM系统中导频信号的设计方法中，所述相干时间和相关带宽计算步骤中，所述相干时间为最大多普勒频移的倒数，所述相关带宽为最大多径时延的倒数。

上述OFDM系统中导频信号的设计方法中，所述时频域密度确定步骤中，所述导频信号的时域密度是由下式确定：

$N_t\≤\frac{1}{4}\frac{1}{f_d{T}_s};$

其中，N_t代表时域导频间隔，f_d为最大多普勒频移，T_s为OFDM符号周期；以及，所述导频信号的频域密度是由下式确定：

$N_f\≤\frac{1}{4}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\Δf}};$

其中，N_f代表频域导频间隔，Δf为子载波间隔，τ_max为最大多径时延。

上述OFDM系统中导频信号的设计方法中，所述信道估计步骤中，基于最小均方误差的准则设计二维维纳滤波器。

另一方面，本发明还公开了一种OFDM系统中导频信号的设计系统，包括：相干时间和相关带宽计算模块、时频域密度确定模块、时、频域导频信号数量确定模块、一维时域导频位置组合确定模块、一维频域导频位置组合确定模块、二维导频图样确定模块、信道估计模块和最优导频图样确定模块。其中：

相干时间和相关带宽计算模块用于确定OFDM系统的无线信道模型，计算该无线信道模型的相干时间和相关带宽。时频域密度确定模块用于确定表征所述导频信号时、频域密度的时、频域间隔；其中，导频信号频域间隔小于所述相关带宽，导频信号时域间隔小于所述相干时间。时、频域导频信号数量确定模块用于根据所述导频信号时域间隔，确定帧结构内时域导频信号数量为m个；根据所述导频信号频域间隔，确定帧结构内的频域导频信号数量为n个；其中，m和n为自然数。一维时域导频位置组合确定模块用于将时域上的第一个导频信号设置在第一个OFDM符号，将其余(m-1)个导频信号均匀地分布在整个时域内，列举出所有可能的一维时域导频位置组合。一维频域导频位置组合确定模块用于在频域上列举所有满足所述导频信号频域间隔要求的一维频域导频位置组合，要求n个导频信号均匀分布在整个频域内。二维导频图样确定模块用于基于所述一维时域导频位置组合和一维频域导频位置组合，通过穷举法，确定排列组合而成的所有二维导频图样。信道估计模块用于对于每一个二维导频图样，基于二维维纳滤波器作信道估计。最优导频图样确定模块用于对于排列组合而成的所有二维导频图样，计算每一个二维导频图样的信道估计值与实际信道的均方误差；将均方差最小的导频图样确定为最优导频图样。

上述OFDM系统中导频信号的设计系统中，所述相干时间和相关带宽计算模块中，所述相干时间为最大多普勒频移的倒数，所述相关带宽为最大多径时延的倒数。

上述OFDM系统中导频信号的设计系统中，所述时频域密度确定模块中，所述导频信号的时域密度是由下式确定：

$N_t\≤\frac{1}{4}\frac{1}{f_d{T}_s};$

其中，N_t代表时域导频间隔，f_d为最大多普勒频移，T_s为OFDM符号周期；以及，所述导频信号的频域密度是由下式确定：

$N_f\≤\frac{1}{4}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\Δf}};$

其中，N_f代表频域导频间隔，Δf为子载波间隔，τ_max为最大多径时延。

上述OFDM系统中导频信号的设计系统中，所述信道估计模块中，基于最小均方误差的准则设计二维维纳滤波器。

相对于现有技术而言，本发明具有如下优点：

(1)采用本发明的导频信号设计方法可以在不增加OFDM通信系统开销的情况下有效地减小信道频率响应估计值与实际信道频率响应的最小均方误差，提高系统的误码率(Bit Error Rate，BER)，从而提高了系统吞吐量。尤其在高速移动通信环境下性能提高更为明显。

(2)本发明针对OFDM无线通信系统，考虑了实际系统限制进行二维时频域导频图样的最优设计。而现存信道估计方法大都是针对一维信道进行的最优导频设计，而且很少结合实际系统。

(3)最优导频图样的验证标准为最小MSE，比传统的最小BER验证方法所需的计算量小得多。

附图说明

图1A为典型的OFDM基带通信系统模型图；

图1B为本发明OFDM系统中导频信号的设计方法的步骤流程图；

图2为LTE系统常规CP物理资源块结构，其中N_t和N_f分别代表时域和频域导频间隔；

图3为穷举法导频图样的MSE性能与SNR之间仿真关系曲线的比较图；

图4A为设计的单天线导频图样中，最优导频图样；

图4B为设计的单天线导频图样中，最差导频图样；

图5为单天线LTE系统导频映射图；

图6为低速环境下不同导频图案的BER性能与SNR之间仿真关系曲线的比较图；

图7为高速环境下不同导频图案的BER性能与SNR之间仿真关系曲线的比较图；

图8为本发明OFDM系统中导频信号的设计系统实施例的结构框图。

具体实施方式

为使本发明的上述目的、特征和优点能够更加明显易懂，下面结合附图和具体实施方式对本发明作进一步详细的说明。

以下对本发明的方法加以论述：

OFDM系统模型：

一个典型的OFDM通信系统模型如图1A所示。接收端的信号y_cp(n)可以表示为：

$y_{\mathrm{cp}}\left(n\right)=x_{\mathrm{cp}}\left(n\right)\⊗h\left(n\right)+\mathrm{\ω}\left(n\right)---\left(1\right)$

其中h(n)为信道冲激响应，x_cp(n)是插入循环前缀(CP)后的OFDM信号，ω(n)是加性高斯白噪声。h(n)可以表示为：

$h\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}\sqrt{p_l}{g}_l\left(n\right)\mathrm{\δ}(\mathrm{\λ}-{\mathrm{\τ}}_l),0\≤n\≤N-1---\left(2\right)$

其中l是多径信道的径数，p_l是第l个时延的功率，g_l(n)为第l个时延分量，是复高斯过程，它的功率谱就是第l个路径的多普勒频谱，它控制第l个路径的衰落率，τ_l为对应第l径时延。

在OFDM系统中，信道估计器的设计主要涉及两个问题：一是低复杂度高性能信道估计算法的设计，二是导频图样的选择，分别对应于图1的虚线框模块。

信道模型：

采用信道环境恶劣的ITU-R M.1225中定义的Vehicular Test A信道模型，最大多径时延为2510ns。要求系统在2GHz频段中支持350km/h的移动速度，则相应的最大多普勒频移为684Hz。

OFDM系统帧结构：

为了便于对本发明所设计的最优导频进行性能评估，本发明参照一种典型的OFDM系统帧结构——LTE系统的常规CP物理资源块(Physical Resource Block，PRB)结构，如图2所示。一个PRB中包含了两个0.5ms的时隙，每个时隙在时域上包含7个连续的OFDM符号，在频域上包含12个连续的子载波，子载波间隔15kHz，其中N_t和N_f分别代表时域和频域导频间隔。

参照图1B，图1B为本发明OFDM系统中导频信号的设计方法的步骤流程图，包括如下步骤：

相干时间和相关带宽计算步骤S110，确定OFDM系统的无线信道模型，计算该无线信道模型的相干时间和相关带宽。

时频域密度确定步骤S120，确定表征所述导频信号时、频域密度的时、频域间隔；其中，导频信号频域间隔小于所述相关带宽，导频信号时域间隔小于所述相干时间。

时、频域导频信号数量确定步骤S130，根据所述导频信号时域间隔，确定帧结构内时域导频信号数量为m个；根据所述导频信号频域间隔，确定帧结构内的频域导频信号数量为n个；其中，m和n为自然数。

一维时域导频位置组合确定步骤S140，将时域上的第一个导频信号设置在第一个OFDM符号，将其余(m-1)个导频信号均匀地分布在整个时域内，列举出所有可能的一维时域导频位置组合。

一维频域导频位置组合确定步骤S150，在频域上列举所有满足所述导频信号频域间隔要求的一维频域导频位置组合，要求n个导频信号均匀分布在整个频域内。

二维导频图样确定步骤S160，基于所述一维时域导频位置组合和一维频域导频位置组合，通过穷举法，确定排列组合而成的所有二维导频图样。

信道估计步骤S170，对于每一个二维导频图样，基于二维维纳滤波器作信道估计。

最优导频图样确定步骤S180，对于所有穷举的导频图样，分别计算信道估计值与实际信道的均方误差；将均方差最小的导频图样确定为最优导频图样。

下面，通过一个具体的实施例，对本发明的实现步骤进行更加详细的描述：

步骤一、根据所选择无线信道的相干时间和相关带宽确定导频信号的时频域密度。工程上一般认为：时域的相干时间约等于最大多普勒频移的倒数，在频域的相关带宽约等于最大多径时延的倒数。而导频信号在频域上的间隔应小于信道的相关带宽，在时间上的间隔应小于信道的相干时间。但在实际通信系统中，为了更好的保证信道估计的性能，通常采用二倍过采样技术。因此该系统频域和时域的导频信号间隔为：

$N_f\≤\frac{1}{4}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\Δf}}---\left(3\right)$

$N_t\≤\frac{1}{4}\frac{1}{f_d{T}_s}---\left(4\right)$

式中，Δf为系统子载波间隔，T_s为OFDM符号周期，f_d为最大多普勒频移，τ_max为最大多径时延。考虑信道较恶劣的情况，系统在2GHz频段中支持350km/h的移动速度，则相应的最大多普勒频移为684Hz，同时采用ITU-R M.1225中定义的Vehicular Test A信道模型，最大多径时延为2510ns。则该实施例中频域和时域导频信号间隔应该满足：

$N_f\≤\frac{1}{4}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\Δf}}=6.64---\left(5\right)$

$N_t\≤\frac{1}{4}\frac{1}{f_d{T}_{\mathrm{FFT}}}=5.78---\left(6\right)$

这样，在确定了时频域导频间隔后，就可以大大的缩小穷举法导频设计的搜索空间。

步骤二、根据步骤一所述时频域导频信号密度，穷举出所有符合要求的导频图样。

列举出所有可能的一维时域导频位置组合。根据式(6)，时域导频间隔应小于等于5，一个PRB中共有两个时隙，即14个OFDM符号。在一个时隙中需要插入至少两列的导频信号，而且为了时域导频更均匀的分布于整个时域内，因此选择插入四列导频。为了让下行控制信号被尽早解调出来，就需要让第一个导频符号尽量靠前，即第一列导频信号需要位于第一个OFDM符号，则剩下的三列导频平均分配于剩下的13列，平均每两列的间隔为4.333，取整后时域导频间隔分别为4或5。若第四列导频位于第13个OFDM符号，则满足条件的导频共有3种，如表1所示；若第四列导频位于第12个OFDM符号，则满足条件的导频共有一种。因此，最优的时域导频共有四种可能性。为了做出对比，再选择一种非均匀分布的导频，即四列导频分别位于第0、3、6、10个OFDM符号。

表1

列举出所有可能的一维频域导频位置组合。根据式(5)，频域导频间隔应小于等于6。为了最大程度的降低频域导频开销，频域导频间隔选择最大值6，则一个OFDM符号周期中有两个导频，导频的起点位置共有六种，即分别为第0、1、2、3、4、5个子载波，如图2所示。从图中可以看出，当导频的起点位置放在第0个子载波，和放在第5个子载波，系统都需要外插五个子载波，得到最终估计结果，实际上二者是对等的，其他对称位置也有相似结果。因此，在设计导频时只需考虑放在第0、1、2个子载波这三种情况。总共有四列导频，则频域导频共有3⁴＝81种。

综合考虑上述全部一维时域导频位置和一维频域导频位置，将它们排列组合成二维导频图样，则在此实施例中共有5×81＝405种导频图样。

步骤三、利用二维时频信道估计算法进行信道估计，具体做法为：当给定接收数据和发送的导频符号，导频子载波处的信道频率响应用LS算法估计可得：

H_LS＝X^-1y                (7)

其中，H_LS为导频子载波处的信道频率响应，X为导频子载波处的导频矩阵，y为与导频子载波对应处的接收端信号矩阵。

假设w＝[w₀，w₁，…，w_N-1]是一个维纳滤波器，共有N个抽头。现在希望设计该滤波器，使其输出逼近期望输出H，H为真实的信道频域响应。采用最小均方误差(MMSE)的准则：

minJ(n)＝min{|H-w^HH_LS|²}                            (8)

设计最优滤波器。其中，w^H是矩阵w的共轭转置。

由 $\∂J\left(n\right)/\∂w^H=0$ 可得最优滤波器为：

$w_{\mathrm{opt}}=R_{\mathrm{pp}}^{-1}{R}_{\mathrm{hp}}---\left(9\right)$

式中R_hp是数据与导频子载波间的互相关矩阵，该互相关矩阵中，[R_hp]_i，j表示第i个数据子载波和第j个导频子载波间的相关系数。R_pp是导频子载波间的自相关矩阵，该自相关矩阵中，、元素[R_pp]_i，j表示第i个和第j个导频子载波间的相关系数。最优维纳滤波的输出结果为：

$\hat{H}=w_{\mathrm{opt}}^{-1}{H}_{\mathrm{LS}}=R_{\mathrm{hp}}{(R_{\mathrm{pp}}+{\mathrm{\σ}}^{2}I)}^{-1}{H}_{\mathrm{LS}}---\left(10\right)$

式中，σ²是AWGN信道的噪声方差，

是利用维纳滤波算法估计得到的信道频率响应，I是单位矩阵。，譬如矩阵的维数是4×4，则 $I=\left[\begin{array}{cccc}1& 0& 0& 0\\ 0& 1& 0& 0\\ 0& 0& 1& 0\\ 0& 0& 0& 1\end{array}\right]$

步骤四、对于每一种导频图样，计算实际信道频率响应和估计的信道频率响应之间的MSE，把信道MSE最小的导频图样作为最佳的导频图样。MSE可用下式计算得到：

$\mathrm{MSE}=E{\left|\right|\hat{H}-H\left|\right|}^2---\left(11\right)$

MSE最小的导频图案即为最优导频图案。

下面通过仿真结果评估上述设计的不同导频图案的系统信道估计性能。仿真设置如：采用如图1所示的典型OFDM系统，并根据3GPP TR25.814中5MHz带宽情况下的参数设置各模块的仿真参数。系统的子载波总数为512，采样频率为30.72MHz，资源块数N_RB为25。采用Turbo信道编码方式。调制方式为QPSK。信道模型采用ITU-R M.1225中定义的Vehicular Test A信道模型。

最优和最差的导频图案的MSE性能曲线如图3所示。图3中，曲线3a表示最差导频图样的MSE性能与SNR之间关系曲线，曲线3b表示最优导频图样的MSE性能与SNR之间关系曲线。

从图3可以看出，当MSE＝10^-1.8时，最优和最差导频结构的MSE性能相差4dB。因此，把信道MSE最小的导频图案作为最佳的导频图案。分析MSE性能可以看出，当时域导频位置固定时，四列导频的起点位置处于菱形交错图样的MSE性能最好，这主要是由于交错结构可以更好的追踪频域的变化，增加了不同频域点的导频数；当频域位置固定时，导频均匀分布于整个时域且位于时域区域边缘的导频图样的MSE性能最好。根据上述MSE结果，得出如图4所示的两种典型导频结构，分别为具有最小MSE的最优导频和具有最大MSE的最差导频。

参照图4A、图4B与图5。图4A为最优导频图样，图4B为最差导频图样，图5为LTE系统参考信号。

图6是低速环境下本发明所提出的导频图案与LTE导频图案的BER性能比较。曲线6a表示时速30km/h情况下最差导频设计的误码率曲线，曲线6b表示时速30km/h情况下LTE标准导频的误码率曲线，曲线6c表示时速30km/h情况下最优导频设计的误码率曲线。

从图6中可以看出，在低速环境中，LTE导频图案和新的两种导频图案的BER性能没有显著差别。这主要是由于在低速环境下，多普勒频移比较小，导频的时频间隔远远满足二倍采样定理，导频信号放在不同的时频域位置对信道估计性能影响较小。

图7是高速环境下本发明所提最优导频结图案与LTE导频图案的BER性能比较。曲线7a表示时速350km/h情况下最差导频设计的误码率曲线，曲线7b表示时速350km/h情况下LTE标准导频的误码率曲线，曲线7c表示时速350km/h情况下最优导频设计的误码率曲线。

在350km/h的高速环境时，多普勒频移较大。从图7可以看出，图4(a)最优导频的BER性能优于LTE导频结构，图4(b)最差导频的BER性能要比LTE导频结构差。主要是由于在VA信道、350km/h的情况下，时域OFDM外推的误差占据了主要估计错误，使得PRB中最右侧的OFDM估计错误大量增加，相比与LTE导频结构和最差需要外推3个OFDM符号，最优结构图4(a)只需利用内插进行估计，而且交错的导频结构可以更好的追踪频域的变化，使得性能优于后者。因此，对于高速移动环境，本发明所提导频交错放置且位于时域区域边缘的导频结构图4(a)要比只分布于PRB部分区域的导频结构好。

另一方面，本发明还公开了一种OFDM系统中导频信号的设计系统的实施例，参照图8，该设计系统包括：相干时间和相关带宽计算模块80、时频域密度确定模块81、时、频域导频信号数量确定模块82、一维时域导频位置组合确定模块83、一维频域导频位置组合确定模块84、二维导频图样确定模块85、信道估计模块86和最优导频图样确定模块87。其中：

相干时间和相关带宽计算模块80，用于确定OFDM系统的无线信道模型，计算该无线信道模型的相干时间和相关带宽；时频域密度确定模块81，用于确定表征所述导频信号时、频域密度的时、频域间隔；其中，导频信号频域间隔小于所述相关带宽，导频信号时域间隔小于所述相干时间；时、频域导频信号数量确定模块82，用于根据所述导频信号时域间隔，确定帧结构内时域导频信号数量为m个；根据所述导频信号频域间隔，确定帧结构内的频域导频信号数量为n个；其中，m和n为自然数；一维时域导频位置组合确定模块83，用于将时域上的第一个导频信号设置在第一个OFDM符号，将其余(m-1)个导频信号均匀地分布在整个时域内，列举出所有可能的一维时域导频位置组合；一维频域导频位置组合确定模块84，用于在频域上列举所有满足所述导频信号频域间隔要求的一维频域导频位置组合，要求n个导频信号均匀分布在整个频域内；二维导频图样确定模块85，用于基于所述一维时域导频位置组合和一维频域导频位置组合，通过穷举法，确定排列组合而成的所有二维导频图样；信道估计模块86，用于对于每一个二维导频图样，基于二维维纳滤波器作信道估计；最优导频图样确定模块87，用于对于所有穷举的导频图样，计算信道估计值与实际信道的均方误差；将均方差最小的导频图样确定为最优导频图样。

需要说明的是，OFDM系统中导频信号的设计系统与设计方法原理相同，参照方法实施例部分的描述即可，相关之处在此不再赘述。

以上对本发明所提供的一种OFDM系统中导频信号的设计方法及系统进行详细介绍，本文中应用了具体实施例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处。综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (8)

1.一种OFDM系统中导频信号的设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

相干时间和相关带宽计算步骤，确定OFDM系统的无线信道模型，计算该无线信道模型的相干时间和相关带宽；

时频域密度确定步骤，确定表征所述导频信号时、频域密度的时、频域间隔；其中，导频信号频域间隔小于所述相关带宽，导频信号时域间隔小于所述相干时间；

时、频域导频信号数量确定步骤，根据所述导频信号时域间隔，确定帧结构内时域导频信号数量为m个；根据所述导频信号频域间隔，确定帧结构内的频域导频信号数量为n个；其中，m和n为自然数；

一维时域导频位置组合确定步骤，将时域上的第一个导频信号设置在第一个OFDM符号，将其余(m-1)个导频信号均匀地分布在整个时域内，列举出所有可能的一维时域导频位置组合；

一维频域导频位置组合确定步骤，在频域上列举所有满足所述导频信号频域间隔要求的一维频域导频位置组合，要求n个导频信号均匀分布在整个频域内；

二维导频图样确定步骤，基于所述一维时域导频位置组合和一维频域导频位置组合，通过穷举法，确定排列组合而成的所有二维导频图样；

信道估计步骤，对于每一个二维导频图样，基于二维维纳滤波器作信道估计；

最优导频图样确定步骤，对于排列组合而成的所有二维导频图样，计算每一个二维导频图样的信道估计值与实际信道的均方误差；将均方差最小的导频图样确定为最优导频图样。

2.根据权利要求1所述的OFDM系统中导频信号的设计方法，其特征在于，所述相干时间和相关带宽计算步骤中，

所述相干时间为最大多普勒频移的倒数，所述相关带宽为最大多径时延的倒数。

3.根据权利要求2所述的OFDM系统中导频信号的设计方法，其特征在于，所述时频域密度确定步骤中，

所述导频信号的时域密度是由下式确定：

$N_t\≤\frac{1}{4}\frac{1}{f_d{T}_s};$

其中，N_t代表时域导频间隔，f_d为最大多普勒频移，T_s为OFDM符号周期；以及

所述导频信号的频域密度是由下式确定：

$N_f\≤\frac{1}{4}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\Δf}};$

其中，N_f代表频域导频间隔，Δf为子载波间隔，τ_max为最大多径时延。

4.根据权利要求1所述的OFDM系统中导频信号的设计方法，其特征在于，所述信道估计步骤中，基于最小均方误差的准则设计二维维纳滤波器。

5.一种OFDM系统中导频信号的设计系统，其特征在于，包括：

相干时间和相关带宽计算模块，用于确定OFDM系统的无线信道模型，计算该无线信道模型的相干时间和相关带宽；

时频域密度确定模块，用于确定表征所述导频信号时、频域密度的时、频域间隔；其中，导频信号频域间隔小于所述相关带宽，导频信号时域间隔小于所述相干时间；

时、频域导频信号数量确定模块，用于根据所述导频信号时域间隔，确定帧结构内时域导频信号数量为m个；根据所述导频信号频域间隔，确定帧结构内的频域导频信号数量为n个；其中，m和n为自然数；

一维时域导频位置组合确定模块，用于将时域上的第一个导频信号设置在第一个OFDM符号，将其余(m-1)个导频信号均匀地分布在整个时域内，列举出所有可能的一维时域导频位置组合；

一维频域导频位置组合确定模块，用于在频域上列举所有满足所述导频信号频域间隔要求的一维频域导频位置组合，要求n个导频信号均匀分布在整个频域内；

二维导频图样确定模块，用于基于所述一维时域导频位置组合和一维频域导频位置组合，通过穷举法，确定排列组合而成的所有二维导频图样；

信道估计模块，用于对于每一个二维导频图样，基于二维维纳滤波器作信道估计；

最优导频图样确定模块，用于对于排列组合而成的所有二维导频图样，计算每一个二维导频图样的信道估计值与实际信道的均方误差；将均方差最小的导频图样确定为最优导频图样。

6.根据权利要求5所述的OFDM系统中导频信号的设计系统，其特征在于，所述相干时间和相关带宽计算模块中，

所述相干时间为最大多普勒频移的倒数，所述相关带宽为最大多径时延的倒数。

7.根据权利要求5所述的OFDM系统中导频信号的设计系统，其特征在于，所述时频域密度确定模块中，

所述导频信号的时域密度是由下式确定：

$N_t\≤\frac{1}{4}\frac{1}{f_d{T}_s};$

其中，N_t代表时域导频间隔，f_d为最大多普勒频移，T_s为OFDM符号周期；以及

所述导频信号的频域密度是由下式确定：

$N_f\≤\frac{1}{4}\frac{1}{{\mathrm{\τ}}_{\max }\mathrm{\Δf}};$

其中，N_f代表频域导频间隔，Δf为子载波间隔，τ_max为最大多径时延。

8.根据权利要求5所述的OFDM系统中导频信号的设计系统，其特征在于，所述信道估计模块中，基于最小均方误差的准则设计二维维纳滤波器。

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