CN109088712A - 一种变换域信道估计方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种变换域信道估计方法,首先对CMMB前半个符号进行离散导频时域上插值和缩放处理,对插值结果进行补零,做512点的IFFT,求置零门限,映射成2048点,做2048点的FFT,FFT的输出做缩放处理,处理CMMB后半个符号,提取信道估计的结果。本发明实现了变换域信号的估计。
Description
技术领域
本发明涉及一种信道估计方法,特别是一种变换域信道估计方法。
背景技术
信道估计,就是从接收数据中将假定的某个信道模型的模型参数估计出来的过程。如果信道是线性的话,那么信道估计就是对系统冲激响应进行估计。需强调的是信道估计是信道对输入信号影响的一种数学表示,而“好”的信道估计则是使得某种估计误差最小化的估计算法。
在CMMB传输的频域符号中按一定的格式插有离散导频(符号内间隔8,相邻符号离散导频位置错开4,前半符号与后半符号位置一致),离散导频发送的数据已知(都为1),那么接收到信号后离散导频位置的信道频率响应也就知道了,数据和连续导频位置的信道频率响应就可以根据离散导频位置的信道频率响应内插得到。
在CMMB中主要采用两种信道估计算法:
1、Wiener滤波插值算法: Wiener滤波算法是一种基于最小均方误差给出的优化解。对于OFDM系统,多径衰落信道可以看成时间和频率上的二维信号,当进行信道估计时,利用导频信号对信道在时/频空间的不同点上进行采样,然后再采用插值滤波得到整个信道的频率响应值完成信道估计。
2、变换域信道估计算法:首先导频符号要均匀分配在N个子载波上,接收端可以从接收信号的M个导频信号中估计得到M个子信道的信道特性;然后对这M个点的向量进行M点的DFT变换得到变换域M点的向量,再将此向量中间填零补足N点;最后对它进行N点的IDFT变换,得到频域传输函数的估计值。
两种信道估计算法各有不足:
1、二维Wiener滤波,实现复杂度太高。为了降低复杂度,可以将时频二维分开单独考虑。根据CMMB标准中离散导频的分布特点以及芯片硬件设计中预留的资源(存储了三个符号的离散导频) 。在时域方向采用一阶线性插值,频域方向采用Wiener滤波插值的方法进行信道估计。
2、变换域:当多径延迟大于两倍保护间隔的时候,会引起频率混叠。这是因为由2048点做4抽1得512点做IFFT,采样率变为原来的1/4,带宽也变为原来的1/4,原来的带宽是4K,4抽1以后带宽变为1K。当多径延迟大于两倍保护间隔时,即大于1024的就不能表示了。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种变换域信道估计方法。
为解决上述技术问题,本发明所采用的技术方案是:
一种变换域信道估计方法,其特征在于包含以下步骤:
步骤一:首先对CMMB前半个符号进行离散导频时域上插值和缩放处理;
步骤二:对插值结果进行补零;
步骤三:做512点的IFFT;
步骤四:求置零门限;
步骤五:映射成2048点;
步骤六:做2048点的FFT;
步骤七:FFT的输出做缩放处理;
步骤八:按照步骤一至七步骤处理CMMB后半个符号;
步骤九:提取信道估计的结果。
进一步地,所述步骤一具体为首先对CMMB前半个符号进行处理,将所有的导频数据先右移6bit,根据芯片硬件设计中预留的资源,进行时间方向插值,离散导频位置数据即为信道响应,得到384个间隔为4的信道响应,存储下来;另外,第1个和第41个连续导频单独做信道估计,也存储下来;因为第41个连续导频与前一个离散导频的间隔也为4,所以总共可以得到385个间隔为4的信道响应。
进一步地,所述步骤二具体为在步骤一得到的385个信道响应之后补127个零存储下来,得到512个存储向量。
进一步地,所述步骤三具体为对存储向量做512点的逆傅里叶变换,得到512点的时域向量。
进一步地,所述步骤四具体为将所有向量的实部和虚部分别取绝对值相加作为模值,求模值的均值和最大值,将均值的2倍和最大值的1/4进行比较,将较大的值设为门限值。
进一步地,所述步骤五具体为将所求的模值与该门限值比较,小于该门限的置零,大于该门限的保留,接着根据设置截止频率的两个全局变量,对置零处理后的数据进行补零操作,补零个数等于两个全局变量的差,经过补零以后,时域的数据个数变成2048。
进一步地,所述步骤六具体为对步骤五的2048个向量进行傅里叶变换操作。
进一步地,所述步骤七具体为FFT的输出结果相应地左移6位;最后,根据连续导频的位置判断FFT的输出是否是连续导频的信道响应,是的话赋值给连续导频信道响应数组,否则赋值给数据信道响应数组。
进一步地,所述步骤八中CMMB后半个符号处理过程在求出385个间隔为4的信道响应后,补零的位置应置于这385个响应之前,其余步骤与前半个符号处理过程相同。
本发明与现有技术相比,具有以下优点和效果:
1、算法复杂度低,运算简单,容易实现。
2、当实际信道和最恶劣信道相差过大时,wiener方法估计误差较大,而变换域的方法可以进一步降低噪声的影响。
附图说明
图1是本发明的一种变换域信道估计方法的流程图。
图2是本发明的CMMB信号分布示意图。
图3是本发明的CMMB子载波映射结构图。
具体实施方式
下面结合附图并通过实施例对本发明作进一步的详细说明,以下实施例是对本发明的解释而本发明并不局限于以下实施例。
如图2所示,CMMB的信号分布后半段与前半段完全相同。阴影方格表示离散导频(共192个),条纹方格表示连续导频(共41个),其余方格表示数据子载波(共1305个)。目前的程序中符号1和53单独处理,这两个符号不作时间方向内插,符号1用符号2的代替,符号53用符号52代替——如蓝色方格。由于连续导频在符号中间不呈周期性分布,并且信道估计分成前后半段分别进行。前后半个符号的第一和最后一个连续导频要单独估计信道频率响应,且最后一个连续导频的信道频道响应要参与频率方向的插值。
如图1所示,本发明的一种变换域信道估计方法,包含以下步骤:
步骤一:首先对CMMB前半个符号进行离散导频时域上插值和缩放处理;
首先对CMMB前半个符号进行处理,将所有的导频数据先右移6bit,根据芯片硬件设计中预留的资源,进行时间方向插值,离散导频位置数据即为信道响应,得到384个间隔为4的信道响应,存储下来;另外,第1个和第41个连续导频单独做信道估计,也存储下来;因为第41个连续导频与前一个离散导频的间隔也为4,所以总共可以得到385个间隔为4的信道响应。
图2中,以中间的三个符号为例:由离散导频A和B可线性内插出1的信道频率响应(黄色所示,即中间时域颜色中等灰色部分),C和D可线性内插出3的信道频率响应(黄色所示),类似可以插出5、7、9……383等处的信道频率响应。时域的线性内插,可得到384个分布均匀(间隔为4)的信道响应,加上第41个连续导频符号(它与第384个导频间隔也为4),共可以得到385个间隔为4的信道响应。
步骤二:对插值结果进行补零;得到的385个信道响应之后补127个零存储下来,得到512个存储向量。因为变换域的方法适用于导频分布均匀的情况,所以第1个连续导频符号就不考虑在内。为了进行快速运算,需要补127个零做512点的IFFT。
步骤三:做512点的IFFT(逆傅里叶变换);对存储向量做512点的逆傅里叶变换,得到512点的时域向量。
步骤四:求置零门限;将所有向量的实部和虚部分别取绝对值相加作为模值,求模值的均值和最大值,将均值的2倍和最大值的1/4进行比较,将较大的值设为门限值。
因为噪声在整个频带范围内是均匀分布的,可以通过置零处理可以滤除噪声的影响——根据IFFT的输出,将实部和虚部分别取绝对值相加作为模值,求模值的均值和最大值。将均值的2倍和最大值的1/4进行比较,较大的值被设为门限值,将所求的模值与该门限值比较,小于该门限的置零,大于该门限的保留。接着根据信道的最大时延特性,设置截止频率,截止频率的选择必须要覆盖所有的多径。
步骤五:映射成2048点;将所求的模值与该门限值比较,小于该门限的置零,大于该门限的保留,接着根据设置截止频率的两个全局变量,对置零处理后的数据进行补零操作,补零个数等于两个全局变量的差,经过补零以后,时域的数据个数变成2048。
步骤六:做2048点的FFT(傅里叶变换);对步骤五的2048个向量进行傅里叶变换操作。
采用一种基于补零的FFT高阶分解插值法来实现——首先,在变换域内根据截止频率将“高频区”补零,使其变为长度是2048的序列。
步骤七:FFT的输出做缩放处理;FFT的输出结果相应地左移6位;最后,根据连续导频的位置判断FFT的输出是否是连续导频的信道响应,是的话赋值给连续导频信道响应数组,否则赋值给数据信道响应数组。
该序列在物理意义上讲是信道估计函数经过IFFT变换后得到的结果,所以经过FFT,信道的传输函数就可以得到。由于FFT输出的是半个OFDM子载波的信道频率响应,所以要根据子载波和连续导频在该序列中的位置进行判断,分别赋值给数据信道响应数组和连续导频信道响应数组。
步骤八:按照步骤一至七步骤处理CMMB后半个符号;CMMB后半个符号处理过程在求出385个间隔为4的信道响应后,补零的位置应置于这385个响应之前,其余步骤与前半个符号处理过程相同。如图3所示,根据CMMB的子载波映射特点,前半段的补零是在385个信道响应之后进行,后半段的补零在385个信道响应之前进行。
步骤九:提取信道估计的结果。
注意边界的特殊情况:目前的程序中符号1和53单独处理,这两个符号不作时间方向内插,符号1用符号2的代替,符号53用符号52代替。连续导频只有第41和第82个参与变换域信道估计,第1和第42个连续导频要根据LS算法单独处理,其余连续导频由变换域的方法估计得到。
本说明书中所描述的以上内容仅仅是对本发明所作的举例说明。本发明所属技术领域的技术人员可以对所描述的具体实施例做各种修改或补充或采用类似的方式替代,只要不偏离本发明说明书的内容或者超越本权利要求书所定义的范围,均应属于本发明的保护范围。
Claims (9)
1.一种变换域信道估计方法,其特征在于包含以下步骤:
步骤一:首先对CMMB前半个符号进行离散导频时域上插值和缩放处理;
步骤二:对插值结果进行补零;
步骤三:做512点的IFFT;
步骤四:求置零门限;
步骤五:映射成2048点;
步骤六:做2048点的FFT;
步骤七:FFT的输出做缩放处理;
步骤八:按照步骤一至七步骤处理CMMB后半个符号;
步骤九:提取信道估计的结果。
2.按照权利要求1所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤一具体为首先对CMMB前半个符号进行处理,将所有的导频数据先右移6bit,根据芯片硬件设计中预留的资源,进行时间方向插值,离散导频位置数据即为信道响应,得到384个间隔为4的信道响应,存储下来;另外,第1个和第41个连续导频单独做信道估计,也存储下来;因为第41个连续导频与前一个离散导频的间隔也为4,所以总共可以得到385个间隔为4的信道响应。
3.按照权利要求2所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤二具体为在步骤一得到的385个信道响应之后补127个零存储下来,得到512个存储向量。
4.按照权利要求3所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤三具体为对存储向量做512点的逆傅里叶变换,得到512点的时域向量。
5.按照权利要求4所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤四具体为将所有向量的实部和虚部分别取绝对值相加作为模值,求模值的均值和最大值,将均值的2倍和最大值的1/4进行比较,将较大的值设为门限值。
6.按照权利要求5所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤五具体为将所求的模值与该门限值比较,小于该门限的置零,大于该门限的保留,接着根据设置截止频率的两个全局变量,对置零处理后的数据进行补零操作,补零个数等于两个全局变量的差,经过补零以后,时域的数据个数变成2048。
7.按照权利要求6所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤六具体为对步骤五的2048个向量进行傅里叶变换操作。
8.按照权利要求7所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤七具体为FFT的输出结果相应地左移6位;最后,根据连续导频的位置判断FFT的输出是否是连续导频的信道响应,是的话赋值给连续导频信道响应数组,否则赋值给数据信道响应数组。
9.按照权利要求7所述的一种变换域信道估计方法,其特征在于:所述步骤八中CMMB后半个符号处理过程在求出385个间隔为4的信道响应后,补零的位置应置于这385个响应之前,其余步骤与前半个符号处理过程相同。
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