CN102075481B - Ofdm系统中子载波间干扰消除的方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提出了一种OFDM系统中多普勒频移引起的子载波间干扰消除的方法，包括以下步骤：根据接收到的OFDM信号提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l；根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)；根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI。本发明的实施例提出的干扰消除的算法简单，计算时不需要大量的存储空间，通过利用导频信息构造信道传输矩阵，利用频域均衡消除ICI，本发明的实施例提出的技术方案，能够对抗较大的多普勒频移。

Description

OFDM系统中子载波间干扰消除的方法及装置

技术领域

本发明涉及数字通信领域，具体而言，本发明涉及一种OFDM系统中子载波间干扰消除的方法及装置。

背景技术

移动和宽带成为现代通信技术的发展方向，在诸多的宽带无线通信技术中，OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用)无疑是最具有应用前景的技术之一。在信道的衰落特性中，对宽带无线移动业务影响最大的是多径衰落和多普勒频移。而OFDM不但可以通过插入循环前缀(CP)的方法，有效地抑止多径带来的符号间干扰，还可以通过对信道时变特性的合理估计，灵活地设计系统的符号长度，减轻信道时变特性对系统性能的影响。由于OFDM的这些技术特点，避免了在接收机中采用复杂的时域均衡器和自适应跟踪算法。并且，通过使用快速傅立叶变换(FFT)，可以保证在相对简单的系统硬件结构下，提供可靠、稳定的通信质量。正是因为这些优势，OFDM技术已经被各种无线通信标准所广泛采用。OFDM多载波系统已开始在数字音频广播、高清晰度电视HDTV的地面广播系统以及WIMAX通信系统等领域得到实际应用。而且人们开始集中越来越多的精力开发OFDM技术在高速移动通信领域的应用，OFDM技术已经成为的现代移动通信技术最重要的候选标准。

基于OFDM的数字通信系统中由于发射端与接收端之间的相对运动产生多普勒频移，多普勒频移破坏了OFDM系统中各个子载波间的正交性，从而带来子载波间的干扰(ICI)。虽然系统结构可以消除符号间干扰，OFDM系统仍然需要精确的信道信息来进行信道均衡，从而完全补偿多径衰落。OFDM的信道估计和均衡技术对整个系统的性能具有决定性的影响。OFDM最大的优势之一就是可以进行简单的频域均衡。由于引入了循环前缀，在接收端可以通过简单的除法实现信道均衡。

ICI消除的方法从总体上可以分为均衡滤波的方法和增加冗余的方法，其中均衡滤波包括时域均衡与频域均衡，载波干扰自消除方法即为一种典型的增加冗余的方法，实际上这两种方法可以彼此统一，增加了冗余降低了频谱效率，均衡需要估计时变信道，数据符号当中需要有大量的导频来跟踪时变信道，这样也降低了频谱利用率，不过均衡可以工作在迭代和判决反馈的模式下，这样就省去了很多导频的开销。在OFDM系统中选择ICI干扰消除的方法需要考虑到性能与复杂度之间的折衷。

OFDM系统对ICI尤为敏感，较强的ICI会对OFDM系统性能产生破坏性影响，因此有效地对抗由多普勒频移引起的ICI的方法与装置对OFDM系统非常重要。

发明内容

本发明的目的旨在至少解决上述技术缺陷之一，特别是解决基于OFDM的数字通信系统中由于发射端与接收端之间的相对运动产生多普勒频移，导致子载波间干扰的问题，通过利用导频信息构造信道传输矩阵，利用频域均衡消除ICI。

为了实现本发明之目的，本发明实施例一方面提出了一种OFDM系统中子载波间干扰消除的方法，包括以下步骤：根据接收到的OFDM信号提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l；根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)；根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI。

本发明实施例另一方面还提出了一种OFDM系统中子载波间干扰消除的装置，包括接收模块，信道估计模块以及均衡模块，

所述接收模块，用于接收到的OFDM信号；所述信道估计模块，用于根据接收到的OFDM信号提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l；所述均衡模块，用于根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)，并根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI。

根据本发明的实施例提出的技术方案，解决了由于发射端与接收端之间的相对运动产生多普勒频移，导致子载波间干扰的问题，本发明的实施例提出的干扰消除的算法简单，计算时不需要大量的存储空间，通过利用导频信息构造信道传输矩阵，利用频域均衡消除ICI，本发明的实施例提出的技术方案，能够对抗较大的多普勒频移。本发明的实施例提出的技术方案，合理高效使用系统资源，优化系统性能。此外，本发明的实施例提出的技术方案，对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

本发明附加的方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明上述的和/或附加的方面和优点从下面结合附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明实施例OFDM系统中子载波间干扰消除的方法流程图；

图2为本发明实施例信号处理示意图；

图3为本发明实施例OFDM系统中子载波间干扰消除的装置100的结构示意图；

图4为CMMB系统的时隙结构图；

图5为CMMB系统中导频的配置方案图样；

图6为本发明实施例CMMB系统中应用本发明的信号处理示意图；

图7为CMMB系统中使用相邻符号的示意图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能解释为对本发明的限制。

为了实现本发明之目的，本发明实施例提出了一种OFDM系统中子载波间干扰消除的方法，包括以下步骤：根据接收到的OFDM信号提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l；根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)；根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI。

如图1所示，为本发明实施例OFDM系统中子载波间干扰消除的方法流程图，包括以下步骤：

步骤S101：确定无线信道的信道特征。

在步骤S101中，为了子载波间干扰消除，首先需要根据接收到的OFDM信号提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l。

如图2所示，为本发明实施例信号处理示意图，为了便于理解本发明，下面结合图2对本发明的实施例进行阐述。

例如，接收到OFDM数据后，根据OFDM系统中系统帧结构中包含的同步序列或利用导频信息提取OFDM的信道特征信息，从而确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l。除了可以利用同步序列和导频信息获得信道中径的个数L及其对应的延迟量τ_l外，接收设备也可以通过其它途径获得以上信道特征。

步骤S102：计算每个OFDM符号对应的传输矩阵。

在步骤S102中，根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)。

具体而言，计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)包括以下步骤：

若求一帧中某个OFDM符号处的信道传输矩阵，需要用到包括该符号在内的相邻N_c个OFDM符号，因此首先根据式(1)生成并存储辅助矩阵M_(n，d)矩阵，其中

${\left[M_{(n,d)}\right]}_{k,m}=\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(q+\mathrm{nv})}^d{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{m-k}{N}q}$

0≤k，m＜N    (1)

0≤n，d＜N_c

M_(n，d)为N×N矩阵，k，m分别为矩阵M_(n，d)的行序号和列序号，OFDM符号长度为N，保护间隔长度为N_g，v＝N+N_g，q为取样点的序号。

接下来，利用导频进行信道估计，得到N_c个OFDM符号中第d个符号导频位置处的频域信道响应H_d，p，当系统有P＞L个导频，H_d，p为有P个元素的列向量。

之后，根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算OFDM符号对应的信道传输矩阵。根据式(2)求得一N×L的傅立叶矩阵F。

${\left[F\right]}_{k,l}=e^{-j2\mathrm{\π}(\frac{k}{N}-\frac{1}{2}){\mathrm{\τ}}_l},$ 0≤l＜L    (2)

并根据F得到与导频对应的矩阵F_p，且 ${\left[F_p\right]}_{k,l}={\left[F\right]}_{p_k,l},$ 其中p_k指F阵中与导频位置对应的行号。再根据式(3)得到具有L个元素的系数向量α_d＝[α_d，0，…，α_d，L-1]^T。

H_d，p＝F_pα_d    (3)

获得系数向量α_d后根据式(4)得到一N_c×L阵λ，其中T为线性变换阵，当N_c＝3时，则如式(5)所示。

$\mathrm{\λ}=T^{-1}\mathrm{\α}=T^{-1}{[{\mathrm{\α}}_0,...,{\mathrm{\α}}_{N_c-1}]}^T$

$\mathrm{\λ}={[{\mathrm{\λ}}_0,...,{\mathrm{\λ}}_{N_c-1}]}^T$

${\mathrm{\λ}}_d={[c_{d,0},...,c_{d,L-1}]}^T---\left(4\right)$

$T=\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{N-1}{2}& \frac{(N-1)(2N-1)}{6}\\ 1& \frac{N-1}{2}+v& \frac{(N-1)(2N-1)}{6}+(N-1)v+v^2\\ 1& \frac{N-1}{2}+2v& \frac{(N-1)(2N-1)}{6}+2(N-1)v+4v^2\end{array}\right]---\left(5\right)$

再由式(6)得到N_c个符号中每个符号对应的信道传输矩阵H_(n)。

$H_{\left(n\right)}=\frac{1}{N}\underset{d=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{B}_{(n,d)}$

B_(n，d)＝M_(n，d)diag{Fλ_d}    (6)

步骤S103：利用传输矩阵对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡。

在步骤S103中，根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI。

具体而言，例如，频域均衡可以采用‘q-tap’信道均衡。对于第m个子载波，此处要求消除其两边相邻tap个子载波造成的ICI，则q＝2tap+1，通常tap较小。第m个子载波的均衡器系数为

${\stackrel{\→}{g}}_m={[g_{-q,m},g_{-q+1,m},...,g_{0,m},...,g_{q,m}]}^T,$ 0≤m＜N    (7)

若接收到的某个符号中第m个子载波数据位Y_m，则需要用到该子载波数据两边相邻的q个子载波数据对第m个子载波数据按式(8)进行均衡操作，得到去除掉大部分ICI的均衡输出数据

${\hat{X}}_m={\left({\stackrel{\→}{g}}_m\right)}^H{\stackrel{\→}{Y}}_m$

${\stackrel{\→}{Y}}_m={[Y_{{(m-q)}_N}{,Y}_{{(m-q+1)}_N},...,Y_{{\left(m\right)}_N},...,Y_{{(m+q)}_N}]}^T---\left(8\right)$

从已获得的OFDM符号处的信道传输矩阵H_(n)，按式(9)可以得到与第m个子载波对应的一个信道矩阵矩阵中元素为信道传输矩阵H_(n)的元素，此处(·)_N简化为(·)。

而后根据(10)式得到均衡器系数，其中σ_w ²为高斯噪声的功率，σ_X ²为子载波信号的平均功率。

${\stackrel{\→}{g}}_m={({\hat{H}}_m{\left({\hat{H}}_m\right)}^H+\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{{\mathrm{\σ}}_X^2}{I}_{q\×q})}^{-1}\·{\stackrel{\→}{v}}_m$

${\stackrel{\→}{v}}_m={[H_{{(m-\mathrm{tap})}_N,m},H_{{(m-\mathrm{tap}+1)}_N,m},...,H_{m,m},...,H_{{(m+\mathrm{tap})}_N,m}]}^T---\left(10\right)$

可以将上述OFDM系统中子载波间干扰消除的方法应用于CMMB系统，CMMB系统一个帧包含40个相同结构的时隙，时隙结构包括发射机标识序列(TXID)、两个长度为2048点的同步序列以及53长度为4096点的OFDM符号，OFDM符号的保护间隔长度为536，每个OFDM符号有384个离散导频。例如，在本实施例中取N_c＝2时，CMMB系统求每个符号对应的信道传输矩阵时所用到的相邻N_c个符号，当求第0个OFDM符号对应的传输矩阵时要用到第0个和第1个OFDM符号，以此类推，但当求第52个符号对应的信道传输矩阵时则需要用到第51和第52个符号信息。

本发明提出的上述方法，解决了由于发射端与接收端之间的相对运动产生多普勒频移，导致子载波间干扰的问题，本发明的实施例提出的干扰消除的算法简单，计算时不需要大量的存储空间，通过利用导频信息构造信道传输矩阵，利用频域均衡消除ICI，本发明的实施例提出的技术方案，能够对抗较大的多普勒频移。本发明的实施例提出的技术方案，合理高效使用系统资源，优化系统性能。此外，本发明的实施例提出的技术方案，对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

如图3所示，为OFDM系统中子载波间干扰消除装置100的结构示意图，包括接收模块110，信道估计模块120以及均衡模块130。

其中，接收模块110用于接收到的OFDM信号。信道估计模块120用于根据接收到的OFDM信号提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l。

具体而言，信道估计模块120根据接收到的OFDM信号提取OFDM的信道特征信息包括：

信道估计模块120根据OFDM系统中系统帧结构中包含的同步序列或利用导频信息提取OFDM的信道特征信息，从而确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l。除了可以利用同步序列和导频信息获得信道中径的个数L及其对应的延迟量τ_l外，信道估计模块120也可以通过其它途径获得以上信道特征。

均衡模块130用于根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)，并根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI。

具体而言，均衡模块130计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)包括以下步骤：

生成并存储N×N辅助矩阵M_(n，d)矩阵，其中 ${\left[M_{(n,d)}\right]}_{k,m}=\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{(q+\mathrm{nv})}^d{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{m-k}{N}q},$ 0≤k，m＜N，0≤n，d＜N_c，0＜N_c≤3，M_(n，d)为N×N矩阵，k，m分别为矩阵M_(n，d)的行序号和列序号，OFDM符号长度为N，保护间隔长度为N_g，v＝N+N_g，q为取样点的序号；

利用导频进行信道估计，得到N_c个OFDM符号中第d个符号导频位置处的频域信道响应H_d，p，其中，系统中的导频个数P大于信道多径个数L，H_d，p为有P个元素的列向量；

计算N×L的傅立叶矩阵F， ${\left[F\right]}_{k,l}=e^{-j2\mathrm{\π}(\frac{k}{N}-\frac{1}{2}){\mathrm{\τ}}_l},$ 0≤l＜L，并根据F得到与导频对应的矩阵F_p，且 ${\left[F_p\right]}_{k,l}={\left[F\right]}_{p_k,l},$ 其中p_k为F阵中与导频位置对应的行号，计算L个元素的系数向量α_d＝[α_d，0，…，α_d，L-1]^T，其中H_d，p＝F_pα_d，计算N_c×L阵λ， $\mathrm{\λ}={[{\mathrm{\λ}}_0,...,{\mathrm{\λ}}_{N_c-1}]}^T,$ 具体为 $\mathrm{\λ}=T^{-1}\mathrm{\α}=T^{-1}{[{\mathrm{\α}}_0,...,{\mathrm{\α}}_{N_c-1}]}^T,$ 第d个符号值为λ_d＝[c_d，0，…，c_d，L-1]^T，其中T为线性变换阵；

计算N_c个符号中每个符号对应的信道传输矩阵H_(n)， $H_{\left(n\right)}=\frac{1}{N}\underset{d=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\Σ}}}{B}_{(n,d)},B_{(n,d)}=M_{(n,d)}\mathrm{diag}\left\{{\mathrm{F\λ}}_d\right\}.$

更进一步而言，均衡模块130采用频域‘q-tap’信道均衡，对于第m个子载波，消除其两边相邻tap个子载波造成的ICI，第m个子载波的均衡器系数为

${\stackrel{\→}{g}}_m={[g_{-q,m},g_{-q+1,m},...,g_{0,m},...,g_{q,m}]}^T,$ 0≤m＜N，当接收到的一个符号中第m个子载波数据位Y_m，用该子载波数据两边相邻的q个子载波数据对第m个子载波数据按以下公式进行均衡操作，得到去除掉大部分ICI的均衡输出数据 ${\hat{X}}_m:{\hat{X}}_m={\left({\stackrel{\→}{g}}_m\right)}^H{\stackrel{\→}{Y}}_m,{\stackrel{\→}{Y}}_m={[Y_{{(m-q)}_N},Y_{{(m-q+1)}_N},...,Y_{{\left(m\right)}_N},...,Y_{{(m+q)}_N}]}^T,$ 其中

${\stackrel{\→}{g}}_m={({\hat{H}}_m{\left({\hat{H}}_m\right)}^H+\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{{\mathrm{\σ}}_X^2}{I}_{q\×q})}^{-1}\·{\stackrel{\→}{v}}_m,{\stackrel{\→}{v}}_m={[H_{{(m-\mathrm{tap})}_N,m},H_{{(m-\mathrm{tap}+1)}_N,m},...,H_{m,m},...,H_{{(m+\mathrm{tap})}_N,m}]}^T,$ 从已获得的OFDM符号的信道传输矩阵H_(n)，得到与第m个子载波对应的一个信道矩阵矩阵中元素为信道传输矩阵H_(n)的元素：

σ_w ²为高斯噪声的功率，σ_X ²为子载波信号的平均功率。

本发明提出的上述装置，解决了由于发射端与接收端之间的相对运动产生多普勒频移，导致子载波间干扰的问题，本发明的实施例提出的干扰消除的算法简单，计算时不需要大量的存储空间，通过利用导频信息构造信道传输矩阵，利用频域均衡消除ICI，本发明的实施例提出的技术方案，能够对抗较大的多普勒频移。本发明的实施例提出的技术方案，合理高效使用系统资源，优化系统性能。此外，本发明的实施例提出的技术方案，对现有系统的改动很小，不会影响系统的兼容性，而且实现简单、高效。

为了便于理解本发明，下面结合CMMB系统，对上述技术方案作进一步阐述。

CMMB系统中一个帧包含40个相同结构的时隙，时隙结构如图4所示，包括一个发射机标识序列(TXID)、两个长度为2048点的同步序列以及53长度为4096点的OFDM符号。OFDM符号的保护间隔长度为536，每个OFDM符号有384个离散导频，离散导频配置方案如图5所示，每个时隙中第n个OFDM符号中离散导频对应的有效子载波编号m取值规则见式(EXA-1)。

if mod(n，2)＝＝0

$m=\left\{\begin{array}{c}8p+1,p=\mathrm{0,1,2},...,191\\ 8p+3,p=\mathrm{192,193,194},...,383\end{array}\right.$

if mod(n，2)＝＝1

$m=\left\{\begin{array}{c}8p+5,p=\mathrm{0,1,2},...,191\\ 8p+7,p=\mathrm{192,193,194},...,383\end{array}\right.$ (EXA-1)

本发明应用于CMMB系统中对应的信号处理示意图如图6所示。在本实施例中N_c＝2，如图7所示，给出了求每个符号对应的信道传输矩阵时所用到的相邻N_c个符号，当求第0个OFDM符号对应的传输矩阵时要用到第0个和第1个OFDM符号，以此类推，但当求第52个符号对应的信道传输矩阵时则需要用到第51和第52个符号信息。

若使用N_c＝2各OFDM符号来生成信道传输矩阵，则需要根据式(EXA-2)生成4个矩阵分别为M_(0，0)、M_(0，1)、M_(1，0)和M_(1，1)，由于M_(0，0)＝M_(1，0)，只需要生成其中3个阵。由于每个阵的首行通过循环移位都可以得到其对应的其它行，所以只需生成3个矩阵的首行并进行存储即可。

${\left[M_{(n,d)}\right]}_{k,m}=\underset{q=0}{\overset{4095}{\mathrm{\Σ}}}{(q+n\·4632)}^d{e}^{j2\mathrm{\π}\frac{m-k}{4096}q}$

0≤k，m＜4096    (EXA-2)

CMMB系统中有两个2048点的同步序列以方便系统进行时间同步，此处可以使用该同步序列来获得当前时隙所经信道的径个数及其延迟量。在系统时隙已经精确同步时若接收的频域同步序列为 $\hat{S}=\{{\hat{S}}_0,{\hat{S}}_1,...,{\hat{S}}_{2047}\},$ 本地频域同步序列为S＝{S₀，S₁，…，S₂₀₄₇}，使得 $Q=\hat{S}\·S^{*}=\{{\left|S_0\right|}^2{H}_0,{\left|S_1\right|}^2{H}_1,...,{\left|S_{2047}\right|}^2{H}_{2047},\},$ 其中|S_i|²＝1，0≤i＜2047。再对序列Q做IFFT变换得到该同步序列位置处的时域信道响应，检测该信道响应的峰个数及其位置可以得到此时信道径的个数L及其对应的延迟量τ_l，并认为该时隙中各个OFDM符号对应的信道响应也具有同样的径个数和延迟量。

得到信道多径个数及其延迟量后根据式(EXA-3)可以得到一个4096行L列的傅里叶矩阵F。

${\left[F\right]}_{k,l}=e^{-j2\mathrm{\π}(\frac{k}{4096}-\frac{1}{2}){\mathrm{\τ}}_l}$

0≤k＜4096

0≤l＜L    (EXA-3)

由图5可知，CMMB系统中离散导频成菱形配置，所以需要在该时隙中生成两个F_p阵，一个对应于第偶数个OFDM符号，一个对应于第奇数个OFDM符号。式(EXA-1)给出了离散导频在OFDM符号中的位置，在F矩阵中抽取与离散导频位置对应的行数据便可得到两个384行L列的矩阵，也可以使用部分离散导频，只需保证离散导频个数大于信道径的个数，比如可以使用其中192个离散导频，从而只需生成两个192×L的F_p矩阵。

在相邻N_c＝2符号中分别求每个符号对应离散导频位置处的频域信道响应H_d，p，d＝0，1，p表示离散导频位置。首先从频域OFDM符号中抽取其离散导频数据D_p＝{D_p，0，D_p，1，…，D_p，383}，在D_p的中间位置插入128个0，得到D′_p＝{D_p，0，D_p，1，…，D_p，191，0，…，0，D_p，192，…，D_p，383}。对D′_p做512点的IFFT得到其对应的时域响应d′_p，把序列d′_p中小于某一门限值的数据置为0，便实现了对d′_p的降噪处理。对经过降噪处理后的d′_p进行FFT变换后可以得到离散导频对应位置处的较为‘干净’频域信道响应H_d，p。

得到N_c＝2个符号对应的F_p矩阵和离散导频对应的信道响应H_d，p后，根据式(EXA-4)和式(EXA-5)可以得到λ阵。

H_d，p＝F_pα_d  (EXA-4)

λ＝T^-1α＝T^-1[α₀，α₁]^T

λ＝[λ₀，λ₁]^T

λ_d＝[c_d，0，…，c_d，L-1]^T

d＝0，1    (EXA-5)

其中 $T=\left[\begin{array}{cc}1& 2047.5\\ 1& 6679.5\end{array}\right].$

由M_(n，d)矩阵、F傅里叶矩阵和λ矩阵(EXA-6)可以N_c＝2个符号中每个符号对应的信道传输矩阵。此处不必要把信道传输矩阵事先存储起来，可以在求频域均衡器系数时实时生成所需的信道传输矩阵中对应元素。

$H_{\left(n\right)}=\frac{1}{4096}(B_{(n,0)}+B_{(n,1)})$

B_(n，0)＝M_(n，0)diag{Fλ₀}

B_(n，1)＝M_(n，1)diag{Fλ₁}    (EXA-6)

在CMMB系统中使用‘q-tap’频域均衡器，在计算复杂度及去除ICI的有效性之间综合考虑可以选定一个合适的′tap′值(如tap＝2，3等，以使矩阵求逆过程简单化)，q＝2·tap+1。

若对OFDM符号中第m个子载波数据进行均衡，需要从该符号对应的信道传输矩阵中获得对应元素，得到矩阵如式(EXA-7)，(·)₄₀₉₆简化为(·)。

(EXA-7)

再由根据式(EXA-8)得到对应于当前子载波的均衡器系数

${\stackrel{\→}{g}}_m={({\hat{H}}_m{\left({\hat{H}}_m\right)}^H+\frac{{\mathrm{\σ}}_w^2}{{\mathrm{\σ}}_X^2}{I}_{q\×q})}^{-1}\·{\stackrel{\→}{v}}_m$

${\stackrel{\→}{v}}_m={[H_{{(m-\mathrm{tap})}_N,m},H_{{(m-\mathrm{tap}+1)}_N,m},...,H_{m,m},...,H_{{(m+\mathrm{tap})}_N,m}]}^T$ (EXA-8)

得到对应于第m个子载波的均衡器系数后根据式(EXA-9)对该子载波进行均衡处理，即可得到消除ICI后的子载波数据。

${\hat{X}}_m={\left({\stackrel{\→}{g}}_m\right)}^H{\stackrel{\→}{Y}}_m$ (EXA-9)

本领域普通技术人员可以理解实现上述实施例方法携带的全部或部分步骤是可以通过程序来指令相关的硬件完成，所述的程序可以存储于一种计算机可读存储介质中，该程序在执行时，包括方法实施例的步骤之一或其组合。

另外，在本发明各个实施例中的各功能单元可以集成在一个处理模块中，也可以是各个单元单独物理存在，也可以两个或两个以上单元集成在一个模块中。上述集成的模块既可以采用硬件的形式实现，也可以采用软件功能模块的形式实现。所述集成的模块如果以软件功能模块的形式实现并作为独立的产品销售或使用时，也可以存储在一个计算机可读取存储介质中。

上述提到的存储介质可以是只读存储器，磁盘或光盘等。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (7)

1.一种OFDM(正交频分复用)系统中子载波间干扰消除的方法，其特征在于，包括以下步骤：

根据OFDM系统中系统帧结构中包含的同步序列或利用导频信息提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l；

根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)，包括：

生成并存储N×N辅助矩阵M_(n,d)矩阵，其中 ${\left[M_{(n,d)}\right]}_{k,m}=\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(q+\mathrm{nv})}^d{e}^{2\mathrm{\&pi;}\frac{m-k}{N}q},0\&le;k,m<N,0\&le;n,d<N_c,0<N_c\&le;3,$ M_(n,d)为N×N矩阵，k,m分别为矩阵M_(n,d)的行序号和列序号，OFDM符号长度为N，保护间隔长度为N_g，v＝N+N_g，q为取样点的序号；

利用导频进行信道估计，得到N_c个OFDM符号中第d个符号导频位置处的频域信道响应H_d,p，其中，系统中的导频个数P大于信道多径个数L，H_d,p为有P个元素的列向量；

计算N×L的傅立叶矩阵F， ${\left[F\right]}_{k,l}=e^{-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{k}{N}-\frac{1}{2}){\mathrm{\&tau;}}_l},0\&le;l<L,0\&le;k<N,$ 并根据F得到与导频对应的矩阵F_p，且其中p_k为F阵中与导频位置对应的行号，计算L个元素的系数向量α_d＝[α_d,0,…,α_d,L-1]^T，其中H_d,p＝F_pα_d，计算N_c×L阵λ， $\mathrm{\&lambda;}={[{\mathrm{\&lambda;}}_0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\mathrm{\&lambda;}}_{N_c-1}]}^T,$ 具体为 $\mathrm{\&lambda;}=T^{-1}\mathrm{\&alpha;}=T^{-1}{[{\mathrm{\&alpha;}}_0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\mathrm{\&alpha;}}_{N_c-1}]}^T,$ 第d个符号对应的λ值为λ_d＝[c_d,0,…,c_d,L-1]^T，其中T为线性变换阵；

计算N_c个符号中每个符号对应的信道传输矩阵H_(n)， $H_{\left(n\right)}=\frac{1}{N}\underset{d=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{B}_{(n,d)},B_{(n,d)}=M_{(n,d)}\mathrm{diag}\left\{{\mathrm{F\&lambda;}}_d\right\};$

根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI，所述ICI是指子载波间的干扰。

2.如权利要求1所述的OFDM系统中子载波间干扰消除的方法，其特征在于，所述N_c＝3时，T具体为

$T=\left[\begin{array}{ccc}1& \frac{N-1}{2}& \frac{(N-1)(2N-1)}{6}\\ 1& \frac{N-1}{2}+v& \frac{(N-1)(2N-1)}{6}+(N-1)v+v^2\\ 1& \frac{N-1}{2}+2v& \frac{(N-1)(2N-1)}{6}+2(N-1)v+4v^2\end{array}\right]$

3.如权利要求1所述的OFDM系统中子载波间干扰消除的方法，其特征在于，所述频域均衡采用‘q-tap’信道均衡，对于第m个子载波，消除其两边相邻tap个子载波造成的ICI，第m个子载波的均衡器系数为

${\stackrel{\&RightArrow;}{g}}_m={[g_{-q,m},g_{-g+1,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,g_{0,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,g_{q,m}]}^T,0\&le;m<N,$ ，当接收到的一个符号中第m个子载波数据位Y_m，用该子载波数据两边相邻的q个子载波数据对第m个子载波数据按以下公式进行均衡操作，得到去除掉大部分ICI的均衡输出数据 ${\hat{X}}_{m:}{\hat{X}}_m={\left({\stackrel{\&RightArrow;}{g}}_m\right)}^H{\stackrel{\&RightArrow;}{Y}}_m,={\stackrel{\&RightArrow;}{Y}}_m{[Y_{(m-q)N},Y_{(m-q+1)N},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,Y_{{\left(m\right)}_N},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,Y_{(m+q)N}]}^T,$ 其中

${\stackrel{\&RightArrow;}{g}}_m={({\hat{H}}_m{\left({\hat{H}}_m\right)}^H+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_w^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_X^2}{I}_{q\&times;q})}^{-1}\&CenterDot;{\stackrel{\&RightArrow;}{v}}_m,{\stackrel{\&RightArrow;}{v}}_m={[H_{(m-\mathrm{tap})N,m},H_{(m-\mathrm{tap}+1)N,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,H_{m,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,H_{(m+\mathrm{tap})N,m}]}^T,$ 从已获得的OFDM符号的信道传输矩阵H_(n)，得到与第m个子载波对应的一个信道矩阵矩阵中元素为信道传输矩阵H_(n)的元素：

为高斯噪声的功率，为子载波信号的平均功率。

4.如权利要求3所述的OFDM系统中子载波间干扰消除的方法，其特征在于，所述的OFDM系统中子载波间干扰消除的方法应用于CMMB(中国移动多媒体广播)系统，所述CMMB系统一个帧包含40个相同结构的时隙，所述时隙的结构包括发射机标识序列(TXID)、两个长度为2048点的同步序列以及53个长度为4096点的OFDM符号，所述OFDM符号的保护间隔长度为536，每个OFDM符号有384个离散导频。

5.如权利要求4所述的OFDM系统中子载波间干扰消除的方法，其特征在于，所述N_c＝2，所述CMMB系统求每个符号对应的信道传输矩阵时所用到的相邻N_c个符号，当求第0个OFDM符号对应的传输矩阵时要用到第0个和第1个OFDM符号信息，以此类推，当求第52个符号对应的信道传输矩阵时则需要用到第51和第52个符号信息。

6.一种OFDM(正交频分复用)系统中子载波间干扰消除的装置，其特征在于，包括接收模块，信道估计模块以及均衡模块，

所述接收模块，用于接收到的OFDM信号；

所述信道估计模块，用于根据OFDM系统中系统帧结构中包含的同步序列或利用导频信息提取OFDM的信道特征信息，确定信道中多径的个数L及其对应的延迟量τ_l；

所述均衡模块，用于根据信道多径个数L及其对应的延迟量τ_l，以及导频位置处的信道响应计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)，并根据获得的每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)对OFDM符号中的数据子载波进行频域均衡，消除由于多普勒频移引起的ICI，所述ICI是指子载波间的干扰；

其中，所述均衡模块计算每个OFDM符号对应的传输矩阵H_(n)包括以下步骤：

生成并存储N×N辅助矩阵M_(n,d)矩阵，其中 ${\left[M_{(n,d)}\right]}_{k,m}=\underset{q=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{(q+\mathrm{nv})}^d{e}^{2\mathrm{\&pi;}\frac{m-k}{N}q},0\&le;k,m<N,0\&le;n,d<N_c,0<N_c\&le;3,$ M_(n,d)为N×N矩阵，k，m分别为矩阵M_(n,d)的行序号和列序号，OFDM符号长度为N，保护间隔长度为N_g，v＝N+N_g，q为取样点的序号；

利用导频进行信道估计，得到N_c个OFDM符号中第d个符号导频位置处的频域信道响应H_d,p，其中，系统中的导频个数P大于信道多径个数L，H_d,p为有P个元素的列向量；

计算N×L的傅立叶矩阵F， ${\left[F\right]}_{k,l}=e^{-j2\mathrm{\&pi;}(\frac{k}{N}-\frac{1}{2}){\mathrm{\&tau;}}_l},0\&le;l<L,$ 并根据F得到与导频对应的矩阵F_p，且其中p_k为F阵中与导频位置对应的行号，计算L个元素的系数向量α_d＝[α_d,0,…,α_d,L-1]^T，其中H_d,p＝F_pα_d，计算N_c×L阵λ， $\mathrm{\&lambda;}={[{\mathrm{\&lambda;}}_0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\mathrm{\&lambda;}}_{N_c-1}]}^T,$ 具体为 $\mathrm{\&lambda;}=T^{-1}\mathrm{\&alpha;}=T^{-1}{[{\mathrm{\&alpha;}}_0,\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,{\mathrm{\&alpha;}}_{N_c-1}]}^T,$ 第d个符号值为λ_d＝[c_d,0,…,c_d,L-1]^T，其中T为线性变换阵；

计算N_c个符号中每个符号对应的信道传输矩阵H_(n)， $H_{\left(n\right)}=\frac{1}{N}\underset{d=0}{\overset{N_c-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{B}_{(n,d)},B_{(n,d)}=M_{(n,d)}\mathrm{diag}\left\{{\mathrm{F\&lambda;}}_d\right\}.$

7.如权利要求6所述的OFDM系统中子载波间干扰消除的装置，其特征在于，所述均衡模块采用频域‘q-tap’信道均衡，对于第m个子载波，消除其两边相邻tap个子载波造成的ICI，第m个子载波的均衡器系数为

${\stackrel{\&RightArrow;}{g}}_m={[g_{-q,m},g_{-g+1,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,g_{0,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,g_{q,m}]}^T,0\&le;m<N,$ 当接收到的一个符号中第m个子载波数据位Y_m，用该子载波数据两边相邻的q个子载波数据对第m个子载波数据按以下公式进行均衡操作，得到去除掉大部分ICI的均衡输出数据 ${\hat{X}}_{m:}{\hat{X}}_m={\left({\stackrel{\&RightArrow;}{g}}_m\right)}^H{\stackrel{\&RightArrow;}{Y}}_m,={\stackrel{\&RightArrow;}{Y}}_m{[Y_{(m-q)N},Y_{(m-q+1)N},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,Y_{{\left(m\right)}_N},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,Y_{(m+q)N}]}^T,$ 其中

${\stackrel{\&RightArrow;}{g}}_m={({\hat{H}}_m{\left({\hat{H}}_m\right)}^H+\frac{{\mathrm{\&sigma;}}_w^2}{{\mathrm{\&sigma;}}_X^2}{I}_{q\&times;q})}^{-1}\&CenterDot;{\stackrel{\&RightArrow;}{v}}_m,{\stackrel{\&RightArrow;}{v}}_m={[H_{(m-\mathrm{tap})N,m},H_{(m-\mathrm{tap}+1)N,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,H_{m,m},\&CenterDot;\&CenterDot;\&CenterDot;,H_{(m+\mathrm{tap})N,m}]}^T,$ 从已获得的OFDM符号的信道传输矩阵H_(n)，得到与第m个子载波对应的一个信道矩阵矩阵中元素为信道传输矩阵H_(n)的元素：

_为高斯噪声的功率，为子载波信号的平均功率。