CN101686216B - 用于正交频分复用系统的精符号同步方法与装置 - Google Patents

Abstract

本发明的实施例提供了一种用于正交频分复用系统的精符号同步方法与装置。精符号同步方法自多个径中找出具有最小均方差的径来当作第一径，而且其均方差的公式可以利用简化后的均方差公式来计算。因此，此精符号同步方法的同步时间短，且能够正确地找出第一径，以将快速傅立叶转换窗口的起始位置锁在正确的第一径的符元信号的起始位置。

Description

用于正交频分复用系统的精符号同步方法与装置

技术领域

本发明是有关于一种符号同步(Symbol Timing Synchronization)方法与装置，且特别是有关于一种用于正交频分复用(Orthogonal Frequency-DivisionMultiplexing，OFDM)系统的精符号同步(Fine Symbol Timing Synchronization)方法与装置。

背景技术

正交频分复用(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)系统应用了多载波调变(Multi-Carrier Modulation)技术，并且将信道分成多个正交子信道。因此，OFDM系统可以将高速数据流转换成并行的低速子数据流，并将这些并行的低速子数据调变以在每个子信道上进行传输。其中，上述这些正交信号可以在接收端利用相关的调变技术来分开，因此子信道之间的相互干扰(Inter-Channel-Interference，ICI)可以有效被减少。另外，因为每个子信道上的信号频宽小于整个传输信道的频宽，所以能够减少或消除符号间干扰(Inter-Symbol-Interference，ISI)。

OFDM系统的优点是能够有效对抗多径时间延迟扩展(Multi-Path Time-DelaySpread)、且频谱利用率高，但它也存在对同步误差敏感的缺点。同步误差主要包括载波频率偏差(Offset)、取样时脉(Sampling Clock)偏差以及符号同步偏差，其中，符号同步偏差可能会造成符号间干扰(ISI)和子信道间干扰(ICI)，并给解调系统带来严重的影响。

OFDM技术在数字广播(Digital Broadcasting)系统中被广泛应用，以数字电视地面广播(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，DVB-T)系统为例，请参阅图1所绘示的DVB-T系统100的系统方块图。此DVB-T系统100包括发射器(Transmitter)101与接收器(Receiver)102。发射器101接收符元信号后，会对符元信号进行处理，并将处理后的符元信号通过无线信道17传送至接收器102。接着，接收器102自无线信道17接收符元信号并对接收到的符元信号进行处理，以解出发射器101所传送的符元信号。

发射器101包括导频(Pilot)与传输参数信息(Transmission ParameterSignaling，TPS)插入器11、保护区间(Guard Interval，GI)插入器12、快速傅立叶反转换器(Inversed Fast Fourier Transform，IFFT)13、循环前缀(CyclicPrefix，CP)插入器14、数字模拟转换器15与发射器前端电路(Front-EndCircuit)16。接收器102包括接收器前端电路18、模拟数字转换器19、降频及抗混叠(Down-Conversion and Anti-Aliasing)滤波电路20、插值(Interpolation)器21、频率与相位偏差校正器22、粗符号同步(Coarse Symbol TimingSynchronization)装置23、循环前缀移除器24、快速傅立叶转换器(Fast FourierTransform，FFT)25、传输参数信息撷取电路26、信道估计(Channel Estimation)与等化(Equalization)电路27、精符号同步装置28、载波同步装置29与取样同步装置30。

首先，发射器101接收频域(Frequency Domain)上的符元信号。然后，导频与传输参数信息插入器11会将多个离散导频(Scatter Pilot)和TPS插入至其接收到的符元信号。接着，保护区间插入器12会将GI加入到其接收到的输入信号(将其接收到信号之频带的两端补零)。之后，快速傅立叶反转换器13会对其接收到的输入信号(频域信号)进行快速傅立叶反转换以产生输出信号(时域信号)。

接着，循环前缀插入器14会把CP加到其接收到的输入信号。之后，数字模拟转换器15将其接收的数字信号转换为模拟的输出信号。然后，发射器前端电路16将其接收到的输入信号(基频模拟信号)进行处理以产生输出信号(射频模拟信号)，并通过无线信道17将此输出信号传送至接收器102。

接收器前端电路18自无线信道17上接收发射器101所发射的输出信号，并对此接收到的信号进行处理。接着，此接收到的信号会被送至模拟数字转换器19进行模拟数字的转换。然后，降频及抗混叠滤波电路20对其接收到的输入信号(数字信号)进行降频、抗混叠与滤波的动作。

插值器21接收取样同步装置30所产生的同步取样信号，并根据此同步取样信号对降频及抗混叠滤波电路20的输出信号进行插值的动作。频率与相位偏差校正电路22根据载波同步装置29所产生的同步载波信号对插值器的输出信号进行频率与相位偏差的校正。

然后，粗符号同步装置23会对频率与相位偏差校正器22的输出信号进行粗符号同步，并藉此调整频率与相位偏差校正器22的输出信号的时间延迟偏差，使得频率与相位偏差校正器22的输出信号约略地落于正确的FFT窗口。循环前缀移除器24根据精符号同步装置的输出信号调整粗符号同步装置23的输出信号的时间延迟，并正确地移除粗符号同步装置23的输出信号的循环前缀。然后，快速傅立叶转换器25会将循环前缀移除器23的输出信号(时域信号)进行快速傅立叶转换，以产生频域上的输出信号。

精符号同步装置28会对快速傅立叶转换器25的输出信号进行精符号同步，以藉此得到其接收信号的精确的时间延迟，因此精符号同步装置28能让循换前缀移除器23在去除循环前缀时可以选择正确的FFT窗口的起始位置。载波同步装置29会对快速傅立叶转换器25的输出信号进行载波同步，以藉此得到一个正确的同步载波信号。取样同步装置30会对快速傅立叶转换器25的输出信号进行取样同步，以藉此得到一个正确的同步取样信号。

之后，传输参数信息撷取电路26会撷取快速傅立叶转换器25的输出信号中之传输参数信息。最后，信道估计与等化电路27会对其输入信号进行信道估计与等化的动作，并将等化后的输入信号输出至与接收器102连接的后端电路。

为了有效地解决复杂多径效应，OFDM系统加入了循环前缀来减少多径效应的干扰。换言之，就是OFDM系统把符元信号后面的数据复制一份到其前端当作保护区间(Guard Interval)，以减少发射器的输出信号在无线信道因多径抵达所造成的干扰。

符号同步一般分为精符号同步与粗符号同步两个阶段。精符号同步在FFT后执行，用以检测剩余的符元信号的同步偏差，以将FFT窗口的起始位置准确地锁在第一径的符元信号的起始位置。粗符号同步则在FFT前执行，利用循环前缀的相关性判断符元信号的起始位置。当信号噪声比(Signal to Noise Ratio，SNR)较低时，粗符号同步的精确度也较低。

请参照图2A与2B，图2A与2B显示在多径信道下的FFT窗口211、311的起始位置。在图2A与2B中，FFT窗口211、311的起始位置产生了异步的情形，而符号同步技术则是用来估计正确的FFT窗口的起始位置。在多径信道下，正确的FFT窗口的起始位置应该会等于第一径的符元信号的起始位置。因此，循环前缀移除器会因为FFT窗口的起始位置被正确地锁在第一径的符元信号的起始位置，而能正确移除CP。

请继续参照图2A，此例显示在多径信道下，有第一径的符元信号201与第二径的符元信号202，而斜线部份为符元信号的循环前缀203与204。一般而言，传统的符号同步方法多以第一径的符元信号201的起始位置为正确的FFT窗口211的起始位置，而不考虑第二径的符元信号202的起始位置。

请继续参照图2B，图2B的第一径的符元信号301的信号能量小于第二径的符元信号302的能量。在多径衰减的情况下，传统的符号同步方法会将FFT窗口的起始位置锁定在最大径的起始位置。因此，在此例中，FFT窗口311的起始位置会被锁定在第二径的符元信号302的起始位置，而非第一径的符元信号301的起始位置。当FFT窗口311的起始位置会被锁定在错误的起始位置时，将导致后端电路在进行信道估计与等化时会产生较大的错误，而使得接收器的接收效能下降。

接着，请参照图3，图3是DVB-T系统100的精符号同步装置28的系统方块图。精符号同步装置28采用传统精符号同步方法，精符号同步装置28根据接收器102所估计出的信道脉冲响应(Channel Impulse Response)来找出正确的FFT窗口。精符号同步装置28包括离散导频提取电路284、快速傅立叶反转换器286与FFT窗口估计电路288。

请同时参照图1与图3，循环前缀移除器24会根据精符号同步装置28所找到的FFT窗口的起始位置对粗符号同步装置23的输出信号做移除CP的动作。离散导频提取电路284接收快速傅立叶转换器25的输出信号，并从其中提取多个离散导频。接着，离散导频提取电路284根据这些离散导频计算出信道频率响应(ChannelFrequency Response)，并将信道频率响应输出至快速傅立叶反转换器286。快速傅立叶反转换器286对信道频率响应做快速傅立叶反转换，以藉此获得信道脉冲响应。然后，FFT窗口估计电路288从快速傅立叶反转换器286会找出信道脉冲响应中第一个超过门槛值的位置或者具有最大能量值的位置作为符元信号的起始位置，并将FFT窗口的起始位置锁在FFT窗口估计电路288所找出的位置。若FFT窗口能够被正确地锁在第一径的位置，接收器就能减少在多径信道下因为同步误差所产生的干扰，例如：ISI与ICI等。

简单地说，传统的精符号同步方法会将信道脉冲响应中第一个过门槛值的径或具有最大能量值的最大径当作第一径来进行精符号同步。另外，传统的符号同步方法更有找出信道脉冲响应中的对应噪声功率最小的径来当作第一径的精符号同步方法，而此种找第一径的方法称为噪声功率法。

利用信道脉冲响应中第一个过门槛值的径或最大径来当作第一径的精符号同步方法的同步时间较短，但是当第一径的符元信号的能量小于第二径的符元信号的能量时，则此传统精符号同步方法可能会将第二径误判为第一径，并因此影响整个接收器的效能。

以信道脉冲响应中的对应噪声功率最小的径来当作第一径的精符号同步方法虽然可以解决第一径的符元信号的能量小于第二径的符元信号的能量的问题，但是计算噪声功率所需的反馈电路的复杂度较高，所以所需的同步时间较长。一般而言，在DVB-T系统中的8K模式下，同步时间大约需要数十个毫秒。另外，在多径信道中，会有其中一些径的符元信号的能量相对于最大径的符元信号的能量很小(一般是指差18dB以上)且SNR值很低的情况，而导致此种传统精符号同方法变的不准确，并导致误判的发生。

综上所述，在SNR值比较低的情况下，若符元信号在多径衰减的无线信道传输，则使用传统的精符号同步方法的接收器不易稳定地检测出正确的符元信号的同步位置。

发明内容

本发明之实施例提出了一种用于正交频分复用系统的精符号同步方法与装置，用以找出将FFT窗口的起始位置锁在第一径的符元信号的起始位置。

本发明的实施例提供一种正交频分复用系统的精符号同步方法，包括：(1)接收多个第一时域符元信号；(2)对此多个第一时域符元信号进行快速傅立叶转换以产生多个第一频域符元信号；(3)提取此多个第一频域符元信号的多个离散导频，并根据此多个离散导频计算出多个第一信道频率响应；(4)对此多个第一信道频率响应进行插值以计算出第二信道频率响应；(5)储存此多个第一频域符元信号的其中之一，其中，所储存的第一频域符元信号对应于此第二信道频率响应；(6)对第二信道频率响应进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以得到第一信道脉冲响应；(7)设定门槛值，并根据第一信道脉冲响应与门槛值找出第一信道脉冲响应中的多个径；(8)计算第一信道脉冲响应中每一个径当作第一径时的均方差(Mean Square Error，MSE)，并将此多个径中具有最小均方差的径设为第一径。

根据本发明之实施例，上述的“计算该第一信道脉冲响应中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径”的步骤还包括：(a)计算第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置，其中，当i＝1时，第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置为其左移到起点的距离，当i≠1时，第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置为其右移到起点的距离；(b)根据第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置与第二信道频率响应计算出第三信道频率响应；(c)自所储存的第一频域符元信号中挑选符合一定条件的子载波来计算其与第三信道频率响应的均方差；(d)检查是否计算完每一条径被当作第一径时的均方差；(e)比较每一条径的均方差，并将此多个径中具有最小均方差的径设为第一径。

本发明的实施例提供一种正交频分复用系统的精符号同步装置，此精符号同步装置包括信道频率响应计算电路、储存电路、快速傅立叶反转换器、信道脉冲响应计算电路与均方差计算比较电路。其中，信道频率响应计算电路的输入端耦接于精符号同步装置的输入端，储存电路的输入端耦接于信道频率响应计算电路的输出端，快速傅立叶反转换器的输入端耦接于储存电路的输出端，信道脉冲响应计算电路的输入端耦接于快速傅立叶反转换器的输出端，均方差计算比较电路的输入端耦接于信道脉冲响应计算电路的输出端。信道频率响应计算电路接收多个第一频域符元信号，并提取此多个第一频域符元信号的多个离散导频，并根据此多个离散导频计算出多个第一信道频率响应，对此多个第一信道频率响应进行插值以计算出第二信道频率响应。储存电路储存该些第一频域符元信号的其中之一，其中，所储存的第一频域符元信号对应于第二信道频率响应。快速傅立叶反转换器对第二信道频率响应进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以得到第一信道脉冲响应。信道脉冲响应计算电路设定门槛值，并根据第一信道脉冲响应与门槛值找出第一信道脉冲响应中的多个径。均方差计算比较电路计算第一信道脉冲响应中每一个径当作第一径时的均方差，并将此多个径中具有最小均方差的径设为第一径。

本发明的实施例所提供的精符号同步方法自多个径中找出具有最小均方差(Minimum Mean Square Error，MMSE)的径来当作第一径，而且其MSE的公式可以利用简化后的均方差公式来计算。因此，本发明的实施例所提供的精符号同步方法、装置及其通讯收发机的同步时间短，且能够正确地找出第一径，以将FFT窗口的起始位置锁在正确的第一径的符元信号的起始位置。

为让本发明的上述特征和优点能更明显易懂，下文特举实施例，并配合附图，作详细说明如下。

附图说明

图1是DVB-T系统100的系统方块图。

图2A是多径信道下的FFT窗口211的位置的示意图。

图2B是多径信道下的FFT窗口311的位置的示意图。

图3是DVB-T系统100的精符号同步装置28的系统方块图。

图4A是DVB-T系统中的符元信号结构的示意图。

图4B是DVB-T系统中对多个符元信号的离散导频进行线性插值的方法示意图。

图5A是第一径的符元信号的能量大于第二径的符元信号的能量时的信道脉冲响应示意图。

图5B是图5A的信道脉冲响应的频率响应示意图。

图5C是第二径的符元信号的能量大于第一径的符元信号的能量时的信道脉冲响应示意图。

图5D是图5C的信道脉冲响应的频率响应示意图。

图6A是本发明的实施例所提供的精符号同步方法的流程图。

图6B是图6A的步骤S67的流程图。

图7A是本发明的实施例所提供的通讯收发器用于DVB-T系统700的系统方块图。

图7B是精符号同步装置78的系统方块图。

图8是使用本发明的实施例所提供的精符号同步方法与传统的精符号同步方法的效能曲线图。

具体实施方式

为了解决传统精符号同步方法在判断第一径会发生误判的问题，本发明的实施例提出了一种用于正交频分复用系统的精符号同步方法与装置。

在介绍本发明的实施例所提供的精符号同步方法之前，先对DVB-T系统中的符元信号结构或相关的原理进行说明。请参照图4A，图4A是DVB-T系统中的符元信号结构的示意图。在DVB-T系统的标准中，离散导频的插入位置会具有一定的规律性。除了开头和结尾两个子载波(K_min与K_max处的两个子载波，其中，K_max在8K与2K模式下分别为1704与6816)都会被插入离散导频之外，一般而言，每隔12个子载波会插入一个离散导频。另外，每一个符元信号之间，插入离散导频的起始位置会依次差3个子载波，换言之，每隔4个符号其离散导频的位置会重复一次。举例来说，第2至第5个符元信号中，其离散导频的起始位置501～504彼此之间皆差距3个子载波，而第1个符元信号的离散导频的起始位置会等于第5个符元信号的离散导频的起始位置。

离散导频的信息定义于DVB-T系统的标准，所以对于接收器而言，这些离散导频皆是已知的信息。因为，插入的位置具有规律性，所以，接收器可以根据这些离散导频求出信道频率响应

信道频率响应

由多个子信道频率响应所组成，子信道频率响应

表示第l个符元信号中第k个子载波所估计出的子信道频率响应。子信道频率响应

的求法如下：

${\hat{H}}_{l,k}=Y_{l,k}\·\frac{{P^{*}}_{l,k}}{{\left|P_{l,k}\right|}^2},$

{k＝K_min+3×(l_mod4-1)+12p |p＝0，1，2，...，N_p-1，k∈[K_min，K_max]}

，其中，Y_l，k表示经FFT后接收到的第l个符元信号中k个子信道的离散导频数据，P_l，k表示第l个符元信号中k个子信道上已知的离散导频数据，P^* _l，k表示第l个符元信号中k个子信道上已知的共轭离散导频数据，N_p表示每个符元信号内离散导频的个数，l_mod4表示l除于4的余数，p是从0到N_p-1的整数，而k的值大于等于K_min且小于等于K_max。

一般而言，FFT与IFFT一次所能处理的数据个数为2的幂次方。因此，一般会对信道频率响应

进行补0的动作，使得补0之后的信道频率响应

具有N/2点的数据，以让一般的FFT或IFFT可以对补0之后的信道频率响应

进行运算。其中，N表示一个符元信号去掉循环前缀后的数据个数，N本身是一个2的幂次方的数值。

补0之后的信道频率响应

再经过IFFT运算后，便可以求出的信道脉冲响应

信道脉冲响应

包括了与多点时间延迟n对应的响应值

而响应值

的可以表示如下：

${\hat{h}}_{l,n}=\mathrm{IFFT}\left({\hat{H}}_{l,k}\right),n=\mathrm{0,1,2},...,(N/2)-1$

，其中，时间延迟n表示量化的延迟时间，其值为从0到(N/2)-1的整数，时间延迟n的真实时间等于一个符元信号的周期除以K_max后再乘以n的时间。在时域上，信道脉冲响应

可以反应出信道的多径信息，例如：径的数目、各径的位置、能量以及信道最大延迟时间等。

在得到信道脉冲响应

后，可以通过比较信道脉冲响应

的响应值

与门槛值TH来决定每一径的位置。门槛值TH的计算公式定义如下：

$\mathrm{TH}=r\·\mathrm{avg}\_\mathrm{CIR};\mathrm{avg}\_\mathrm{CIR}=\frac{2}{N}{\mathrm{\Σ}}_{n=0}^{(N/2)-1}\left|{\hat{h}}_{l,n}\right|$

，其中，avg_CIR为信道脉冲响应

的响应值

的绝对平均值，r为比例因子。比例因子r可以根据实际应用与需求来设定，或者根据信道脉冲响应

的统计特性来设定。例如，在DVB-T系统中，比例因子r可以设置为5。门槛值TH与信道脉冲响应

的响应值

的绝对平均值avg_CIR成比例，因此超过门槛值TH的响应值

的那点即为一个径，而没有超过门槛值TH的响应值

的那点即为噪声。通过找出上述多个径中的第一径便可以得到正确的FFT窗口的起始位置与最大时间延迟的信息。

在多径信道下，粗符号同步装置会将符元信号的起始位置锁在具有最大能量的最大径的位置。然而，当第一径的符元信号的能量小于第二径符元信号的信号能量时(如同图5C的情况)，FFT窗口的起始位置会锁在第二径的符元信号的起始位置附近。此时，如果直接根据求得的信道脉冲响应的结果，把第一个过门槛值的径当作第一径，则会导致误判的情况发生。

在之后的实施例中，将介绍本发明的精符号同步方法如何正确地找出第一径。然而，在介绍本发明的精符号同步方法前，在此先介绍一些插值的方法。

由于前述的一个符元信号中的离散导频的位置间隔是12个子载波，所以计算上述的多个离散导频所得到的信道频率响应实际上是相当于对真实的信道频率响应进行了1/12的取样。反映到时域上的信道脉冲响应，此信道脉冲响应相当于对真实的信道脉冲响应进行了1/12的取样。如果最大时间延迟超过T_u/12(T_u为一个符元信号的周期)，则可能会产生混叠(Aliasing)的现象。因此，上述的最大时间延迟的容许范围并无法满足在单频网络(Single Frequency Network，SFN)中的应用。为了提高最大时间延迟的容许范围，就必须在时轴上对相邻的多个符元信号的频率响应进行插值的动作，以减少频率响应之间的间隔。

进行插值的方法大致上可以分为三种，第一种进行插值的方法为直接插值法。直接插值法是直接把连续的4个符元信号的离散导频所计算出的频率响应提取合并成间隔为3的频率响应。

第二种进行插值的方法为线性插值法，线性插值法对由前后7个符元信号的离散导频所计算出的频率响应进行线性插值，以得到间隔为3的频率响应。

请参照图4B，图4B是DVB-T系统中对多个符元信号的频率响应进行线性插值的方法示意图。图4B中，纵方向表示第l个符元信号，横方向表示每个符元信号内的第k个子载波。为了得到图4B中离散导频间隔为3的第4个频率响应，就得计算插值结果H_4，3+3p与H_4，6+3p(p为大于0的整数)。插值结果H_4，3+3p与H_4，6+3p的计算公式如下：

H_4，3+3p＝0.5H_2，3+3p+0.5H_6，3+3p；H_4，6+3p＝0.75H_3，6+3p+0.25H_7，6+3p。

第三种进行插值的方法为滤波插值法，滤波插值法将前后多个符元信号(通常符元信号的数目大于7)的离散导频所计算出的频率响应输入一个有限脉冲响应(Finite Impulse Response，FIR)滤波器来进行滤波，并藉此得到间隔为3的频率响应。

上述的三种插值方法都可以使最大时间延迟的容许范围扩大到Tu/3，其实现的复杂度依次递增，而对抗时变(Time Varying)信道的性能也依次递增。本发明实施例所提供的精符号同步方法为了降低复杂度，所以采用线性插值法。虽然，发明实施例所提供的精符号同步方法采用线性插值法，但是线性插值法并非用以限定本发明。换言之，此领域具有通常知识者亦可以根据本发明实施例所提供的例子将线性插值法改为直接插值法或滤波插值法。

接着，请参照图5A～5D。图5A是第一径的符元信号的能量大于第二径的符元信号的能量时的信道脉冲响应示意图，图5B是图5A的信道脉冲响应的频率响应示意图。图5C是第二径的符元信号的能量大于第一径的符元信号的能量时的信道脉冲响应示意图，图5D是图5C的信道脉冲响应的频率响应示意图。如图5A～5D所示，当第一径的符元信号的起始位置与能量不同时，其对应的信道频率响应将完全不同，因此可以通过计算实际上接收到的数据与经过等化及硬性决策后所估测的接收数据之间的均方差来判断第一径的符元信号的起始位置。

当第i条径被当成第一径时，所得到的实际上接收到与估测的接收数据之间的均方差可以表示为：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}{(Y_{i,m}-{\hat{H}}_{i,m}\·X_{i,m})}^2$

，其中，子信道频率响应表示第i个符元信号中第m个子载波所估计出的子信道频率响应，Y_i，m表示经FFT后接收到的第i个符元信号中第m个子信道的数据，X_i，m表示频域上经过等化及硬性决策后的第i个符元信号中第m个子信道的数据。接着，在这些径中找出一条径的均方差最小者，而此均方差最小的径即为第一径。

简单地说，找出第一径的问题就会变成找出具有MSE最小的径。上述的计算MSE的方法虽然最准确，但求平方的计算会比较复杂，因此，可以用绝对值来简化，把上面式子改写如下：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}|Y_{i,m}-{\hat{H}}_{i,m}\·X_{i,m}|$

假设经过上述的线性插值与经过频域滤波后得到的信道频率响应的子信道频率响应为其所对应接收到的频域上的数据为Y_0，m，而经过等化和硬性决策(Hard Decision)后得到的数据为X_0，m。反映在时域上，将第i条径作为第一径相当于将信道脉冲响应上的第i条径移到起点位置，也就是移动了距离θ_i。另外，根据FFT的时移特性，将第i条径作为第一径所得到的频域上的数据Y_i，m可以表示如下：

$Y_{i,m}=Y_{0,m}\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_{i}m}{N}}$

，其中，N为FFT的窗口长度。为了再简化上述MSE的计算，可以改由单纯地对数据X_i，m、Y_0，m与子信道频率响应

的模数(Norm)进行计算，并省略数据X_i，m、Y_0，k与子信道频率响应的相位。因此，MSE的计算公式可以再简化成为：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}\left|\right|Y_{0,m}|-|{\hat{H}}_{i,m}|\·|X_{i,m}\left|\right|$

。除此之外，由于频域发送的数据X_i，m是一个在1附近的数值，因此可以省略等化与硬性决策的影响，将MSE计算公式简化为：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}\left|\right|Y_{0,m}|-|{\hat{H}}_{i,m}\left|\right|$

。最后，对于接收器而言，数据Y_0，m是接收到的频域上的数据，所以，只要计算出子信道频率响应

的数值，便可以求得每一条路径被设为第一径时的MSE。

接着，下面将介绍如何计算子信道频率响应的数值。上述的多个符元信号可以经由线性插值或其它插值法得到间隔为3的子信道频率响应的数值(w＝0，3，6，......，K_max)。根据FFT的时移特性，可以得到将第i条径移到起点时所对应的离散间隔为3的符元信号的子信道频率响应

而子信道频率响应

表示如下：

${\hat{H}}_{i,w}^{s3}={\hat{H}}_{0,w}^{s3}\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_{i}w}{N}},w=\mathrm{0,3,6},......,K_{\max }$

。之后，将信道频率响应具有每一个子信道频率响应

通过低通滤波器得到所有的子信道频率响应

由于，接收器无法知道信道的多径时间延迟的大小，因此，这里的低通滤波器可以根据系统所支持的最大信道的时间延迟来设定为低通滤波器的截止频宽。

另外，在计算信道频率响应时，由于相位旋转的周期性，与

的结果是相等的，所以将径往左移或往右移到起点算出的信道频率响应是相同的。在计算信道频率响应

前必须先规定径的移动方向，在信道脉冲响应中，正确的第一径通常不是在左边第一条径就是被镜像到右边。因此，可以规定在信道脉冲响应中从左开始找到的第一径往左移，其余各径都往右移。

除此之外，在计算MSE时，可以不取所有子载波的数据来计算MSE。由于子信道频率响应

是由离散导频间隔为3的符元信号的子信道频率响应

经过低通滤波后所得到的，所以子信道频率响应的模数会等于子信道频率响应

的模数。因此，子信道频率响应

在m＝0，3，6，......的值是维持不变的，故可以不需要计算它们的MSE。除去这些子载波后，在计算MSE时，还可以只选用SNR值比较大的子载波来计算MSE，也就是当数据Y_0，m超过某门槛值时才计算MSE。

通过上述的介绍，可以知道本发明实施例所提供的精符号同步方法会选择具有最小的MSE所对应的径来当作第一径，并藉此来调整FFT窗口的起始位置。其中，计算MSE的公式可以选择上述简化后的MSE公式或未简化的MSE公式。

接着，请参照图6A，图6A是本发明实施例所提供的精符号同步方法的流程图。首先，于步骤S60，接收多个符元信号。接着，在步骤S61，将接收的多个符元信号依序作FFT。在步骤S62，自这些进行FFT后的多个符元信号中，提取其多个离散导频计算多个信道频率响应。其中，计算信道频率响应的方法已经如上所述，在此便不多赘述。

接着，在步骤S63，通过线性插值计算间隔为3的符元信号的信道频率响应

其中，在步骤S63中，线性插值的实施与计算方式如同前面所述(图4B的相关说明)。另外，在步骤S63中，亦可以将线性插值法改成滤波插值法或者直接插值法。之后，在步骤S64，储存对应的频域上的子载波的数据Y_0，m，其中，不同的插值方法所对应的Y_0，m也有所不同。在直接插值法中，Y_0，m可以等于用于插值的任意一个符元信号；在线性插值法中，Y_0，m等于用于插值的第四个符元信号；在滤波插值法中，如果滤波器的阶数为L(必须是偶数)，则Y_0，m等于用于插值的第(L+2)/2个符元信号。接着，在步骤S65中，对信道频率响应进行补0的动作与对补0后的信道频率响应进行IFFT以得到信道脉冲响应

(信道脉冲响应

具有多个点的响应值

在步骤S66，设定门槛值TH并找出径的位置与个数，其中，设定门槛值TH的方法，已经如同前面所述，在此便不多赘述。另外，超过门槛值TH的响应值

的那点即为一个径，而没有超过门槛值TH的响应值

的那点则视为噪声。

最后，在步骤S67，计算每条径当作第一径时的MSE，并从这些径所算出的MSE中找出一个具有最小MSE的径来当作第一径。其中，计算MSE的公式与方法，已经在前面有介绍，在此便不多赘述。但为了让本发明实施例所提供的精符号同步方法可以更轻易地被了解，图6B说明了步骤S67的子流程，但是，图6B的实施方式并非用以限定本发明。

请参照图6B，图6B是图6A的步骤S67的流程图。在步骤S670，计算脉冲响应中左起第一条径左移到起点的距离θ₁。在步骤S671，利用FFT时移特性计算对应离散导频间隔为3的符元信号的信道频率响应而信道频率响应

的子信道频率响应

的计算方式如下：

${\hat{H}}_{i,w}^{s3}={\hat{H}}_{0,w}^{s3}\·e^{\frac{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\θ}}_{i}w}{N}}$

。在此请注意，步骤S671第一次是根据θ₁先算出信道频率响应

但是，之后在步骤S674被执行后，是根据信道脉冲响应中第i条径(i代入2以上的整数)右移到起点的距离θ_i来计算子信道频率响应

在步骤S672，将信道频率响应送至低通滤波器进行低通滤波，并得到信道频率响应

的所有子信道频率响应

其中，低通滤波器可以根据系统所支持的最大信道的时间延迟来设定低通滤波器的截止频宽，但是低通滤波器的截止频宽大小可以根据不同的情况来设定。简言之，低通滤波器的截止频宽，并非用以限定本发明。

在步骤S673，挑选一定条件的子载波来计算径所对应的MSE，例如：大于门槛值的子载波的数据与索引值为非3的倍数的子载波的数据。在此实施例中，MSE的计算公式如下：

${\mathrm{MSE}}_i=\mathrm{\Σ}\left|Y_{0,m}\right|-\left|{\hat{H}}_{i,m}\right|,\mathrm{msatisfiesthepresetcondition}$

，而m≠0，36，......K_max，且对于每一个m而言，|Y_0，m|必须大于门槛值TH。至于上述条件与计算MSE的公式仅是本发明的一种实施方式，若在不考虑复杂度的情况下，可以对每一各子载波做运算，且MSE的公式可以使用没有简化前的公式。简单地说，上述的条件与计算MSE的公式并非用以限定本发明。

在步骤S674，计算信号脉冲响应中左起其它的径右移到起点的距离θ_i(i为大于1的整数)，也就是计算信号脉冲响应中左起第二条以上的径右移到起点的距离θ_i。接着，在步骤S675判断是否每一条径的MSE皆被计算，若否，则回到步骤S671，若是，则执行步骤S676。最后，在步骤S676比较所有径的MSE，并将具有最小MSE的径设为第一径。在找到第一径后，便可以将FFT窗口的起始位置设在第一径之符元信号的起始位置，而完成整个精符号同步方法。

接着，请参照图7A，图7A是本发明实施例所提供的通讯收发器用于DVB-T系统700的系统方块图。通讯收发器包括了发射器101与接收器702。其中，图7A的发射器101与图1的发射器101完全相同，而图7A的接收器702与图1的接收器102只有精符号同步装置78与28不同，其它的部分皆完全相同。因此，在此仅介绍精符号同步装置78，而其它的部分便不再赘述。

请参照图7B，图7B是精符号同步装置78的系统方块图。精符号同步装置78包括信道频率响应计算电路780、储存电路781、快速傅立叶反转换器782、信道脉冲响应计算电路783与MSE计算比较电路784。其中，信道频率响应电路780耦接于快速傅立叶转换器25，储存电路781耦接于信道频率响应电路780，快速傅立叶反转换器782耦接于储存电路781，信道脉冲响应计算电路783耦接于快速傅立叶反转换器782，而MSE计算比较电路784则耦接于信道脉冲响应计算电路783与循环前缀移除器24。

信道频率响应计算电路780会先对进行FFT后的多个符元信号提取多个离散导频并计算出相对应的多个信道频率响应。接着，信道频率响应计算电路780对计算出的多个信道频率响应进行线性插值，以产生间隔为3的符元信号的信道频率响应储存电路781则用以储存对应频域上的子载波的数据Y_0，m，而快速傅立叶反转换器782则用以对信道频率响应

进行补0的动作与对补0后的信道频率响应进行IFFT以得到信道脉冲响应

接着，信道脉冲响应计算电路783，设定门槛值TH并找出径的位置与个数。其中，超过门槛值TH的响应值

的那点即为一个径，而没有超过门槛值TH的响应值

的那点则视为噪声。最后，MSE计算比较电路784计算每条径当作第一径时的MSE，并从这些径所算出的MSE中找出一个具有最小MSE的径来当作第一径。其中，MSE计算比较电路784找出正确的第一径的实施方式可以是执行如同图6B的步骤S670～S676，但是，上述的MSE计算比较电路784的实施方式并非用以限定本发明。

最后，请参照图8，图8是使用本发明实施例所提供的精符号同步方法与传统的精符号同方法的效能曲线图。图8是在SNR值较低的信道下进行50次仿真的结果，曲线curve_1表示本发明实施例所提供的精符号同步方法的效能曲线，曲线curve_2表示传统使用噪声功率法的精符号同步方法的效能曲线。横轴的数字x表示第x次的仿真，纵轴的数字表示保护比(Protect Ratio)。保护比表示正确的第一径与错误的第一径所算出的MSE或者其噪声功率之比，保护比如果大于1，表示不会误判，保护比如果小于1，则出现误判的情形。

由图8可见，本发明实施例所提供的精符号同步方法会比使用功率噪声法的精符号同步方法的效能来得好。另外，因为本发明实施例所提供的精符号同步方法不需要复杂的反馈电路，因此不像噪声功率法的精符号同步方法需要几十毫秒才能找出第一径。相反的，本发明实施例所提供的精符号同步方法的同步时间可控制在十毫秒以内。

综上所述，本发明实施例所提供的精符号同步方法自多个径中找出具有最小均方差的径来当作第一径，而且其MSE的公式可以利用简化后的MSE公式来计算。因此，本发明实施例所提供的精符号同步方法、装置及其通讯收发机的同步时间短，且能够正确地找出第一径，以将FFT窗口的起始位置锁在正确的第一径的符元信号的起始位置。

虽然本发明已以实施例揭示如上，然其并非用以限定本发明，任何所属技术领域中具有通常知识者，在不脱离本发明的精神和范围内，当可作些许更动与润饰，因此本发明的保护范围当以权利要求所界定的为准。

Claims (11)

1.一种正交频分复用系统的精符号同步方法，包括：

接收多个第一时域符元信号；

对该些第一时域符元信号进行快速傅立叶转换以产生多个第一频域符元信号；

提取该些第一频域符元信号的多个离散导频，并根据该些离散导频计算出多个第一信道频率响应；

对该些第一信道频率响应进行插值以产生一第二信道频率响应；

储存该些第一频域符元信号的其中之一，其中，所储存的该第一频域符元信号对应于该第二信道频率响应；

对该第二信道频率响应进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以得到一第一信道脉冲响应；

设定一门槛值，并根据该第一信道脉冲响应与该门槛值找出该第一信道脉冲响应中的多个径；以及

计算该第一信道脉冲响应中每一个径当作一第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

2.如权利要求1所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，当该精符号同步方法应用在数字电视广播系统时，该第二信道频率响应中相邻两个离散导频的间隔为3。

3.如权利要求1所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，该第一信道脉冲响应的响应值大于该门槛值的位置即为该些径的位置。

4.如权利要求1所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，计算该第一信道脉冲响应中第i条径当作该第一径时的均方差MSE_i的公式表示如下：

${\mathrm{MSE}}_i={\mathrm{\Σ}}_{m=0}^{K_{\max }}\left|\right|Y_{0,m}|-|{\hat{H}}_{i,m}\left|\right|$

，其中，Y_0，m表示为与该第二信道频率响应对应的第一频域符元信号中的第m个子信道的数据，

表示为第i条径当作该第一径时所对应的一第三信道频率响应中的第m个子信道的响应值，K_max为最大子信道个数。

5.如权利要求1所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，“计算该第一信道脉冲响应中每一个径当作该第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径”的步骤还包括：

计算该第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置，其中，当i＝1时，第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置为其左移到起点的距离，当i≠1时，第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置为其右移到起点的距离；

根据第一信道脉冲响应中左起第i条径到起点的位置与该第二信道频率响应计算出一第三信道频率响应；

自所储存的该第一频域符元信号中挑选符合一定条件的子载波来计算其与该第三信道频率响应的均方差；

检查是否计算完每一条径被当作第一径时的均方差；以及

比较每一条径的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

6.如权利要求5所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，计算该第一信道脉冲响应中第i条径当作该第一径时的均方差MSE_i的公式表示如下：

${\mathrm{MSE}}_i=\mathrm{\Σ}\left|\right|Y_{0,m}|-|{\hat{H}}_{i,m}\left|\right|$

，其中，Y_0，m表示为与该第二信道频率响应对应的第一频域符元信号中的第m个子信道的数据，

表示为第i条径当作该第一径时所对应的一第三信道频率响应中的第m个子信道的响应值，而m为满足该一定条件的子载波的索引值。

7.如权利要求5所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，该一定条件包括所储存的该第一频域符元信号的子载波的幅值大于该门槛值。

8.如权利要求7所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，当该精符号同步方法用于数字电视广播系统时，该一定条件还包括所储存的该第一频域符元信号的子载波的索引值不为0与3的倍数。

9.如权利要求1所述的正交频分复用系统的精符号同步方法，其特征在于，该门槛值是该第一信道脉冲响应中的各响应值的平均值与一比例因子的乘积。

10.一种正交频分复用系统的精符号同步装置，包括：

一信道频率响应计算电路，其输入端耦接于该精符号同步装置的输入端，接收多个第一频域符元信号，并提取该些第一频域符元信号的多个离散导频，根据该些离散导频计算出多个第一信道频率响应，以对该些第一信道频率响应进行插值以计算出一第二信道频率响应；

一储存电路，其输入端耦接于该信道频率响应计算电路的输出端，储存该些第一频域符元信号的其中之一，其中，所储存的该第一频域符元信号对应于该第二信道频率响应；

一快速傅立叶反转换器，其输入端耦接于该储存电路的输出端，对该第二信道频率响应进行补0的动作，并将补0后的结果作快速傅立叶反转换，以得到一第一信道脉冲响应；

一信道脉冲响应计算电路，其输入端耦接于该快速傅立叶反转换器的输出端，设定一门槛值，并根据该第一信道脉冲响应与该门槛值找出该第一信道脉冲响应中的多个径；以及

一均方差计算比较电路，其输入端耦接于该信道脉冲响应计算电路，其输出端耦接该精符号同步装置的输出端，计算该第一信道脉冲响应中每一个径当作一第一径时的均方差，并将该些径中具有最小均方差的径设为该第一径。

11.如权利要求10所述的正交频分复用系统的精符号同步装置，其特征在于，该第一信道脉冲响应的响应值大于该门槛值的位置即为该些径的位置。

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