CN100596127C - 在符号定时误差下的时域信道估计方法 - Google Patents

Abstract

一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，用第二个信道提取窗的前若干个符号替换第一个信道提取窗的前相应数目个符号。本发明的时域信道估计方法简单，易于实现，而且能有效的提高信道估计在符号定时误差下的性能。

Description

在符号定时误差下的时域信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信领域，特别是有关于一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，本发明可应用于采用循环前缀的单载波系统中，也可以扩展到正交频分复用系统和其他循环前缀码分多址系统中。

背景技术

信道估计的实现是依靠数据符号中插入的训练序列完成的。发送数据的帧结构包括传输的有效数据、导频训练序列、保护边带和循环前缀。鉴于唯一字(Unique Word，UW)序列具有完好的自相关特性，导频训练序列一般是由数个具有一定长度的UW序列组成，设该序列长度为P，例如4个长16的UW序列级连成长度为64的发送训练导频。信道估计采用了单载波通信系统中时域估计的传统方法，即利用接收到的导频训练序列分别和本地产生的2个长度为P的UW序列进行循环互相关，得到一个具有周期性的互相关序列，从这个序列中可以得到连续的信道冲击响应区域。当定时完全正确时，信道提取窗正好落在信道冲击响应区间，只要通过设定门限，去除高斯白噪声，就可以提取信道的时域冲击响应，也就是估计出来的信道。为了更好的降低高斯白噪声带来的影响，可以将得到的连续的信道冲击响应取平均，每次的平均可以降噪3DB。

请参见图1，图1为一个理想的相关序列的示意图，给出了在没有高斯噪声下的信道估计相关序列，其中，横坐标为相关指数，纵坐标为增益。图1中可以得到两个完整的信道冲击响应提取区间P1和P2，箭头所指处为相关后的固有噪声。

前述的时域信道估计方法在没有符号定时误差的时候鲁棒特性是很好的，但在实际系统中，即使在经过细符号定时之后，仍然存在±m个符号偏移误差。-m表示信道提取窗提取窗在互相关序列上向前边移了m个符号，+m表示向后边移了m个符号。向后的定时偏移会给时域的信道估计造成较大的影响，信道的径发生了旋转，经过离散傅立叶变换(Discrete Fourier Transform，DFT)后的频域响应误差很大，无法用于频域的均衡。因此，在做细同步定时的时候，往往将符号定时控制在向前边偏移。而向前的定时偏移通常会带来一些由相关序列产生的固有噪声影响，当依据估计的信噪比设定去噪门限时，这部分固有噪声难以去除，而当成信道的小径，造成较大的信道估计误差。图2为在向前定时误差下的相关序列的示意图，如图2所示，不考虑高斯噪声，当存在向前4个符号的定时误差时，引入的固有噪声和信道小径难以区分。

发明内容

本发明的目的在于提供一种在符号定时误差下利用周期序列进行时域信道估计时的方法。用于消除或减小符号定时误差给系统带来的固有噪声。

为实现上述目的，本发明提供一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特点是用第二个信道提取窗的前若干个符号替换第一个信道提取窗的前相应数目个符号。

其中，所述的第二信道提取窗的前若干个符号是低于一定门限的符号。所述的门限是测得的信噪比或信干燥比。所述的前若干个符号的数目还可以是导频训练序列长度的一半。

本发明所述的在符号定时误差下的时域信道估计方法还包括在对得到的信道冲击响应进行平均降噪后，再设定一个门限滤掉大部分的高斯噪声。该门限的设置是通过对高斯噪声方差估计得到的。该高斯噪声方差的估计可以通过得到的自相关序列中的两个信道冲击响应区进行相减来估算。

本发明的在符号定时误差下的时域信道估计方法应用于采用循环前缀的单载波系统中。如正交频分复用系统或循环前缀码分多址系统。

本发明大大减少符号误差对信道估计的影响，且本发明的时域信道估计方法简单，易于实现，而且能有效的提高信道估计在符号定时误差下的性能。

以下结合附图与实施例对本发明作进一步的说明。

附图说明

图1为一个理想的相关序列的示意图。

图2为在向前定时误差下的相关序列的示意图。

图3为时域信道估计系统框图。

图4为时域信道估计流程框图。

图5为在定时误差下的信道相关窗的滑动范围示意图。

图6为本发明的一个实施例的示意图。

图7为本发明的另一实施例的示意图。

图8为采用本发明方法的一个实施例的BER性能比较。

图9为采用本发明方法的一个实施例的信道均方误差比较。

图10为采用本发明方法的另一个实施例的BER性能比较。

图11为采用本发明方法的另一个实施例的信道均方误差比较。

具体实施方式

现有的时域信道估计是通过在时域里插入重复的训练序列来完成的。本发明研究开发了在符号定时误差下的一种利用周期序列进行时域信道估计时的改进方法。在系统做完细同步定时后，仍然会存在±m个符号定时的误差，这里±m表示定时向前或向后偏移了m个符号。向后的定时偏移会给时域的信道估计造成较大的影响，信道的径发生了旋转，产生严重的码间干扰(InterSystem Interface，ISI)。而向前的定时偏移通常只会带来一些噪声影响，造成无法区分噪声分量和信道的小径，这个噪声是由周期序列做自相关时产生的。因此，在做细同步定时的时候，往往将符号定时控制在向前边偏移，即保证符号定时能够落在循环前缀的保护区域内。

为了消除符号向前边偏移带来的这个固定噪声，提出一种改进的方法，采用几个重复的周期为P的序列做为发送的训练序列，用接收的训练序列与本地序列做互相关后，从相关后的序列中得到连续的可以提取出信道的冲击响应的区域，当符号定时落在左边时，信道提取窗的起始点向左移出了信道提取区域，引入了相关序列产生的固定噪声分量，利用信道的循环特性，可以采取将第二个信道提取窗的前m个符号替换掉第一个信道提取窗的引入固有噪声的前m个符号的方法大大减少符号误差对信道估计的影响。这个m的值可以根据门限检测来获得。为了进一步简化算法，电可以直接用第二个信道提取窗的前P/2个符号替换掉第一个信道提取窗的引入固有噪声的前P/2个符号。数据结果证明这种方法也能有效的提高信道估计的性能。这两种改进的时域信道估计方法简单，易于实现，而且有效的提高信道估计在符号定时误差下的性能。

下面结合本发明在正交频分复用系统(Orthogonal FrequencyDivision Multiplex，OFDM)中的一个实施例来进一步说明本发明的具体实施细节。

请参阅图3，图3是一个时域信道估计系统框图，在这个过程中，在正交频分复用系统中的发送端，经过逆快速傅立叶变换(Inverse FastFourier Transform，IFFT)之后，将导频序列插入发送的数据中，进行并串转换后加上循环前缀(Circular Prefix，CP)，采样经过成形滤波器和信道之后，再去循环前缀并进行串并转换。利用接收到的导频数据对信道时域冲击响应h(t)进行估计，再通过快速傅立叶变换(Fast FourierTransform，FFT)变换将估计的时域信道h(t)转变为频域信道H(f)，最后对数据进行频域的信道均衡。

在OFDM系统的信道估计中采用的导频是UW序列，因为该序列具有完好的循环自相关的性能，利用UW序列的自相关特性可以进行时域的信道估计。要确保估计出信道的每一根径，则UW的长度P必须大于信道的长度L，P-L为留给定时误差的余量。

在本实施例中，考虑到定时误差，采用长为P＝16的UW序列进行信道估计。另外，需要利用UW序列的循环自相关特性，在发送端的导频序列中我们采用4个长度为16的UW序列级连作为导频序列，在接收端，再利用接收到的导频序列与由2个长为16的UW序列组成的本地相关序列进行互相关操作，对得到的信道冲击响应进行平均降噪后，再设定一个门限滤掉大部分的噪声，最终检测出信道中的径。这个门限的设置是通过对高斯噪声的方差估计得到的。

请参阅图4，图4为时域信道估计流程框图。如图4所示，对于高斯噪声方差的估计可以通过得到的自相关序列Z中的两个信道冲击响应区进行相减来估算。在这个过程中，接收到的训练序列和白噪声n(n)相加后，即训练序列受白噪声干扰后再与本地序列正交得到估计的信道冲击响应，此时的噪声为n(n’)，再将其与后推因子Z^-P的乘积(即将该冲击响应区后推P个字符)与该信道冲击响应区相减，得出噪声n(n”)，并求其方差，此方差即为所求得门限值。

请参阅图5，图5为在定时误差下的信道相关窗的滑动范围示意图。在做完细符号定时之后，考虑最坏的情况是将第一径的位置定在了最后一径上，为了保证符号定时能够落在循环前缀的保护区域内，估计后的符号定时还要往前移P-L个符号，对于信道长度L为6的系统也就是说引入的由相关序列产生的固定噪声最多为10个。这就意味着长度为P＝16的信道只要把提取窗控制在2P-L＝26的区间内，即不会产生码间干扰。同时，很明确的看出，当信道提取窗位于如图5的位置时，信道的时域冲击响应中引入了m＝P-L的互相关序列的干扰噪声，且0≤m≤P-L，这个噪声是固有的。

根据本发明在本实施例中具有以下两种去除该固有干扰噪声的方法：方法1：

用第二个信道提取窗的前m个符号替换掉第一个信道提取窗的引入固有噪声的前m个符号，如图6所示。此时的信道提取窗P1内包含了所有的多径信道，而且没有引入任何的干扰。对于m的估计可以采用检测法，即设定一个检测门限，将第二个信道提取窗的前m个低于该门限的符号用于替换第一个信道提取窗的前m个符号，这个门限可以根据测得的信噪比或信干燥比来确定，例如2倍的实测信噪比。因为信道第一径的能量往往远远高于高斯白噪声，所以m的值很容易检测出来。假设符号定时向前偏移了m＝4个，m≤P-L。并且引入了4个相关产生的噪声分量，则将该点前的第二个信道提取窗内的4个符号替换掉第一个信道提取窗的引入固有噪声的前4个符号。

方法2：

用第二个信道提取窗的前

个符号替换掉引入m个符号固有噪声的第一个信道提取窗的前个符号，其中P为UW的长度(该长度为16)，如图7所示。这样会出现三种情况：

1)

信道提取窗P1内包含了部分信道提取窗P2内的多径信道，没有引入任何的固有干扰；

2)如同方法1；

3)

信道提取窗P1内包含了所有的多径信道，引入

个符号的固有干扰；

不论出现以上3种中的任意一种情况，信道估计的性能都能得到提高。仿真结果：

仿真参数

系统	OFDM
		载波频率	2.4GHz
信道	ITU PB
		移动速度	3km/h
最大时延	6samples
		FFT长度	1024
循环前缀长度	16
		信道编码	1/2rate CC
调制	16QAM

根据仿真结果，如图8、9所示，采用了本实施例中方法1的信道估计方法后系统的误码率(Bit Error Rate，BER)性能和估计的信道均方误差的性能相比较，当存在符号向前偏移的时候，估计出的信道性能与无定时误差的时候相当，鲁棒性能非常好。

如图10、11所示的是采用了本实施例中方法2的信道估计方法后系统的误码率性能和估计的信道均方误差的性能相比较，分别给出P/2＜m，P/2＝m和P/2＞m三种情况下的仿真曲线。其中，当P/2＝m和P/2＞m的时候，估计出的信道性能与无定时误差的时候相当，鲁棒性能非常好。当P/2＜m时，性能略有下降。

这个在符号定时误差下的鲁棒的信道估计方法不仅可以用在OFDM系统中，也可以扩展到循环前缀码分多址系统(Circular Prefix Code DivisionMultiple Access，CP-CDMA)中和其他采用循环前缀的单载波系统。

以上所介绍的，仅仅是本发明的较佳实施例而已，不能以此来限定本发明实施的范围，即本技术领域内的一般技术人员根据本发明所作的均等的变化，例如将以上实施例中的各个方法步骤进行组合。以及本领域内技术人员熟知的改进，都应仍属于本发明专利涵盖的范围。

Claims (7)

1、一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特征在于：

对系统进行细同步定时，将收到的被高斯白噪声污染的导频训练序列与本地导频训练序列进行互相关得到连续的能够提取出信道冲击响应的区域，为保证符号定时能够落在循环前缀的保护区域内，估计后的符号定时要向前移P-L个符号；其中，P为组成导频训练序列的序列的周期，L为信道的时延扩展；

用第二个信道提取窗的前m个符号替换第一个信道提取窗的前相应数目个符号；0＜m＜P-L；

所述的第二个信道提取窗的前若干个符号是低于一定门限的符号。

2、如权利要求1所述的一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特征在于所述的门限是根据信道的质量而测得的信噪比。

3、如权利要求1所述的一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特征在于所述的门限是根据信道的质量而测得的信干噪比。

4、如权利要求1所述的一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特征在于所述的前若干个符号的数目为导频训练序列长度的一半。

5、如权利要求1至4任一项所述的一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特征在于所述的在符号定时误差下的时域信道估计方法还包括：在用第二个信道提取窗的前m个符号替换第一个信道提取窗的前相应数目个符号后，在对得到的信道冲击响应进行平均降噪后，再设定一个门限滤掉大部分的高斯白噪声。

6、如权利要求5所述的一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特征在于所述滤掉大部分的高斯白噪声的门限的设置是通过对高斯白噪声方差估计得到的。

7、如权利要求6所述的一种在符号定时误差下的时域信道估计方法，其特征在于所述的高斯白噪声方差的估计方法为：将接收到的被高斯白噪声污染的导频训练序列与本地导频训练序列进行正交得到信道冲击响应，并将该冲击响应区后推导频训练序列长度个符号与该信道冲击响应区相减，得出噪声，并求其方差，此方差即为所述的高斯白噪声方差。

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