CN1750527A - 一种正交频分复用系统中的信号均衡方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种正交频分复用系统的均衡方法。方法包括，发射端在正交频分复用OFDM作快速傅立叶IFFT变换之前，在正交频分复用OFDM帧格式中插入导频序列块导频BP和单导频SP；接收端利用块导频BP中的1和单导频SP，得到频域信道h(k，l，l)，并进一步利用块导频BP和所述频域信道h(k，l，l)得到载波问干扰ICI系数矩阵，从而对接收到的有效数据进行均衡。由于本发明正交频分复用系统均衡方法简化了复杂程度，更容易在实际中应用。

Description

一种正交频分复用系统中的信号均衡方法

技术领域

本发明涉及一种利用均衡器，实现信号均衡的方法。尤其涉及一种正交频分复用(OFDM)系统中的均衡器信号均衡方法。属于信息技术领域。

背景技术

正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)技术应用始于20世纪60年代，主要应用在军事通信中。由于结构复杂限制了进一步推广。70年代，采用离散傅氏变换实现多载波调制，使正交频分复用OFDM技术开始走向实用化。随着数字信号处理技术和高速器件的发展，正交频分复用OFDM在非对称数字用户线路ADSL、甚高速数字用户线路VDSL、数字视频广播DVB、数字音频广播DAB和高清晰度电视HDTV等系统中得到成功应用。进入90年代，正交频分复用OFDM技术已深入到无线信道宽带传输。在正交频分复用OFDM技术中，把频域信道分成许多正交子信道，各子信道的载波间保持正交，频谱相互重叠。这样，减小了子信道间的干扰，提高了频谱利用率。同时，在每个子信道上信号带宽小于信道带宽，整个信道具有非平坦的频率选择性，每个子信道相对平坦，大大减小了信号符号间干扰。正交频分复用OFDM技术适用于多径环境和频率选择性衰落信道中的高速数据传输。由于正交频分复用OFDM技术具有抗多径能力强、频谱利用率高等优点，正交频分复用OFDM技术不但是宽带无线接入领域的发展趋势，而且将成为未来移动通信系统的关键技术。

正交频分复用系统在信号数据传输的过程中，由于子信道间的干扰以及信道加性干扰，致使接收端接收到的数据与发送端发送的数据存在误差，针对存在的误差，一般，利用发送正交频分复用OFDM数据中的已知数据得出载波间干扰ICI系数，再由载波间干扰ICI系数对接收正交频分复用OFDM数据中的其它数据进行均衡。2002年M.Nakamura，T.Seki，M.Itami等人在IEEE PIMRC会议文献“一种新的正交频分复用OFDM系统在多普勒信道中的估计和均衡方法(New estimation and equalization approach for OFDM under Doppler-spreadchannel)”中提出了用于多普勒扩展信道正交频分复用系统的均衡方法：

A、在发送数据的帧格式上插入单导频SP(Scattered Pilot)；

B、接收端，根据接收到的数据中的已知数据：单导频SP，采用最小平方差方法估计信道参数，包括信道每条路径的时延：τ₁ L τ_L；多普勒频率：Δf₁ L Δf_L和幅度：r₁ L r_L；

C、根据求得的信道参数建立载波间干扰ICI系数矩阵；

D、根据得到的载波间干扰ICI系数矩阵，求出载波间干扰ICI系数矩阵的逆矩阵 由公式得到均衡后的信号向量

通过取信号向量

中间位置上的元素得到最终d(k，l)的估计值

实现对接收数据的均衡。

上述方法，需要精确估计出参数τ₁ L Δ_L，Δf₁ L Δf_L，r₁ L r_L，才可以均衡接收到的数据，复杂程度大，实际中难以应用。为了克服上述方法的不足，本发明研究开发了一种改进的正交频分复用(OFDM)系统信号均衡方法，从而使复杂程度降低，可以在实际中应用。

发明内容

本发明的目的是，将正交频分复用OFDM系统输出的符信号 输入到均衡模块，通过估算载波间干扰ICI系数(或称频域信道)矩阵，求载波间干扰ICI系数矩阵逆，用逆矩阵乘以接收端接收信号向量，得到发送端发送信号向量的均衡估计值

剔除接收信号中载波间干扰的影响，减小与发送信号间的误差。从而改进正交频分复用(OFDM)系统信号均衡方法，使复杂程度降低，可在实际中应用。

在正交频分复用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)系统中，由于信号在传输的过程中要受到因为多普勒偏移造成的子信道间干扰，所以在接收端接收到的第k个正交频分复用OFDM数据： 与发送端发送的第k个正交频分复用OFDM数据：d(k，0) d(k，1)L d(k，N-1)存在误差。假设正交频分复用OFDM系统的无线信道有L个多径成份，每条路径的时延分别为τ₁ L τ_L，多普勒频率分别为Δf₁ L Δf_L，幅度分别为r₁ L r_L，并且定义 ${\mathrm{\α}}_i=\frac{\mathrm{\Δ}{f}_i}{f_0}$ 为第i条信道路径的归一化多普勒偏移，根据实际环境，这些参数是慢变化的，因此可以假定在一个正交频分复用OFDM数据周期内不变；ω(k，l)表示对应于第k个正交频分复用OFDM符号、第l个正交频分复用OFDM子信道的加性白高斯噪声(AWGN)；h(k，l，n)表示接收端第k个正交频分复用OFDM符号的第n个正交频分复用OFDM子信道对第l个正交频分复用OFDM子信道的载波间干扰ICI(Inter-CarrierInterference)系数，那么，正交频分复用OFDM系统的发送端所发送的数据与接收端所接收的数据的关系可以表示为：

$\stackrel{)}{d}(k,l)=h(k,l,l)d(k,l)+\underset{n\≠l}{\overset{N-1}{\underset{n=0}{\mathrm{\Σ}}}}h(k,l,n)d(k,n)+\mathrm{\ω}(k,l)---\left(1\right)$

其中，d(k，l)为发送端发送的第k个正交频分复用OFDM数据的第l位数据，

为接收端接收到的第k个正交频分复用OFDM数据的第l位数据。

载波间干扰ICI系数或称频域信道h(k，l，n)可以由信道参数：每条路径的时延τ₁ L τ_L、多普勒频率Δf₁ L Δf_L和幅度r₁ L r_L表示为式(2)：

$h(k,l,n)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{N}\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)\right]}{\left[\frac{\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{N}\right]}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}(N-1)(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{N}}{e}^{j2{\mathrm{\π\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0+{\mathrm{\α}}_i{f}_0){\mathrm{\τ}}_i}---\left(2\right)$

由于在正交频分复用OFDM技术的实际应用中，N为1024，2048或者更大，所以可以假设载波数N足够大；另外，由于载频f_c相对于信道带宽通常达到100∶1的倍数，所以可以假设载频f_c相对于信道带宽足够大，且通常情况下α_i相对于1较小，从而得出

$\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)\right]}{\sin \left[\frac{\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{N}\right]}\→\frac{{\sin \mathrm{\α}}_i}{\frac{\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{N}},$ 当N足够大，α_i相对较小

$e^{j\frac{\mathrm{\π}(N-1)(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{N}}\→e^{j{\mathrm{\π\α}}_i},$ 当N足够大，α_i相对较小

$e^{-j2\mathrm{\π}(f_c+n{f}_0+{\mathrm{\α}}_i{f}_0){\mathrm{\τ}}_i}\→e^{-j2\mathrm{\π}{f}_c{\mathrm{\τ}}_i},$ 当f_c＞＞Nf₀

式(2)可以近似为

$h(k,l,n)\≈\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \mathrm{\π}{\mathrm{\α}}_i}{\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{e}^{j{\mathrm{\π\α}}_i}{e}^{j2{\mathrm{\π\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_c{\mathrm{\τ}}_i}---\left(3\right)$

当n≠l时，进一步根据α_i相对于1较小，(3)式近似为

$h(k,l,n)\≈\frac{1}{n-l}\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π}{\mathrm{\α}}_i\right)}{\mathrm{\π}}{e}^{j{\mathrm{\π\α}}_i}{e}^{j2{\mathrm{\π\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_c{\mathrm{\τ}}_i}---\left(4\right)$

由于求和式与n，l无关，所以式(4)可以写为：

$h(k,l,n)\≈\frac{1}{n-l}g\left(k\right)---\left(5\right)$

其中，载波间干扰ICI固定干扰值 $g\left(k\right)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left({\mathrm{\π\α}}_i\right)}{\mathrm{\π}}{e}^{j{\mathrm{\π\α}}_i}{e}^{j2{\mathrm{\π\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_c{\mathrm{\τ}}_i}$

而当n＝l时，可采用直接估算以及线性插值的方法估算载波间干扰ICI系数h(k，l，l)。具体做法是，系统发送端将用户数据流输入插入导频模块，在发送数据的的帧格式上插入导频序列，包括块导频BP(Block Pilot)和单导频SP(Scattered Pilot)，输出长度为N的正交频分复用OFDM符号序列，在第k时刻，正交频分复用OFDM符号表示为：d(k，0) d(k，1) L d(k，N-1)。也就是，在一个正交频分复用OFDM符号的某个固定位置上放置块导频BP，块导频BP中所属正交频分复用OFDM符号[0...N-1]的第i个位置以及第i+1个位置上为1，其余位置上为0，这样只能计算出所属正交频分复用OFDM符号中除第i个子载波外的其余子载波对第i个子载波的干扰系数。但根据计算式(5)可以看出，在(5)式的近似假设下，对于某个时刻，任意子载波(或子信道)之间的干扰系数与载频间隔大小成反比，而与具体哪个子载波(或子信道)无关，从而不同子载波所受的相邻q个子载波对它的干扰系数是相同的，因此块导频BP可以放置在固定位置，对于每个正交频分复用OFDM符号(即对应某个时刻k)，计算一次载波间干扰ICI固定干扰值g(k)，再根据(5)式得到相应的载波间干扰ICI系数h(k，l，n)。假设每个正交频分复用OFDM符号包含一个块导频BP及n个单导频SP，块导频BP位于每个正交频分复用OFDM符号[0...(N-1)]的开头部分，所占子信道数为(q+2)，第q/2以及第(q/2+1)位为1，其余位为零，块导频BP之后跟[(N-q-2)/n-1]个数据，然后插入单导频SP，所占子信道数为1，取值为1，再跟[(N-q-2)/n-1]个数据，再插入单导频，直至构成一个正交频分复用OFDM符号。

第k个时刻，考虑第l个正交频分复用OFDM子信道，接收端接收信号向量为

${\hat{D}}_l={\left[\begin{array}{cccc}\stackrel{)}{d}(k,l-\frac{q}{2})L& \stackrel{)}{d}(k,l)& L& \stackrel{)}{d}(k,l+\frac{q}{2})\end{array}\right]}^T,$ 将其输入估计h(k，l，l)模块，对于导频数据所在的那些子信道l，h(k，l，l)直接用发送数据d(k，l)(0或1)除上接收数据 得到；对于用户数据(未知数据)所在的那些子信道l，载波间干扰ICI系数h(k，l，l)将通过线性插值方法得到。例如：现假设第l以及第l+4个子信道上发送的是导频数据1，则其载波间干扰ICI系数

$h(k,l,l)=\frac{1}{\hat{d}(k,l)},h(k,l+4,l+4)=\frac{1}{\hat{d}(k,l+4)}$

而两个子信道间用来发送用户未知数据的3个子信道上的h(k，1+i，1+i)(i＝1，2，3)可以用两个已知载波间干扰ICI系数相减的差乘以所求信道与l信道的相对频率距离(l+i-l/l+4-l＝i/4)，再加上l信道的载波间干扰ICI系数h(k，l，l)来得到，表达如下；

$h(k,l+i,l+i)=\frac{h(k,l+4,l+4)-h(k,l,l)}{4}*i+h(k,l,l),i=\mathrm{1,2,3}$

估计h(k，l，l)模块将求得的对应时刻k，0～N-1个子信道上的载波间干扰ICI系数传给计算载波间干扰ICI系数矩阵模块。

将接收端接收信号向量 以及估计h(k，l，l)模块的输出一起作为估计g(k)模块的输入，利用已知块导频BP，最终得到h(k，l，n)(n≠l)。矩阵

的中间分量 可以由矩阵H_l的中间一个行向量乘上发送数据列向量D_l表示，等式如下：

$\hat{d}(k,l)=h(k,l,l-\frac{q}{2})\×d(k,l-\frac{q}{2})+L+h(k,l,l)\×d(k,l)+L+h(k,l,l+\frac{q}{2})\×d(k,l+\frac{q}{2})---\left(6\right)$

取l＝q/2，每个正交频分复用OFDM符号[0...N-1]中只有位置为l和l+1的信号值为1，其余均为0，所以上式(6)可简写为

$\hat{d}(k,l)=h(k,l,l)\×d(k,l)+h(k,l,l+1)\×d(k,l+1)---\left(7\right)$

因为，发送信号d(k，l)，d(k，l+1)为1， 为接收的已知导频信号，h(k，l，l)已在估计h(k，l，l)模块中求得，因此，由式(7)可以解出h(k，l，l+1)，又根据(4)式知

$h(k,l,l+1)\≈\frac{1}{l+1-l}\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π}{\mathrm{\α}}_i\right)}{\mathrm{\π}}{e}^{j{\mathrm{\π\α}}_i}{e}^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j2\mathrm{\π}{f}_c{\mathrm{\τ}}_i}=g\left(k\right)$

因此，载波间干扰ICI固定干扰值g(k)可以从上式(7)中求得，再根据式(5)可以求得所有的信道载波间干扰ICI系数h(k，l，n)(n≠l)。这样无需进行复杂的信道参数估计，就可以方便地求得载波间干扰ICI系数。

在均衡器中，将h(k，l，l)以及h(k，l，n)(n≠l)输入计算载波间干扰ICI系数矩阵模块，得到时刻k，第l子信道的载波间干扰ICI系数矩阵

再将计算载波间干扰ICI系数矩阵模块的输出载波间干扰ICI系数矩阵

作为矩阵求逆模块的输入，利用现有技术对矩阵

求逆。将接收端接收信号向量

以及矩阵求逆模块的输出

输入矩阵相乘模块，输出向量 这样得到均衡后的接收信号向量，取向量 的中间位置上的元素

得到发送数据d(k，l)的最终均衡估计值。

本发明的优点是，改进正交频分复用(OFDM)系统均衡方法，无需进行复杂的信道参数估计，就可以方便地求得载波间干扰ICI系数，使复杂程度降低，可在实际中应用。

附图说明

图1是本发明正交频分复用信号均衡方法系统框图。其中，1-数据流，2-插入导频模块，3-长度为N的OFDM符号序列d(k，0) d(k，1) L d(k，N-1)，4-正交频分复用OFDM系统模块，5-输出数据

6-均衡器模块，7-发送端发送信号向量的均衡估值

图2是本发明正交频分复用信号均衡方法流程图。其中，8-插入导频序列，9-接收端接收有效数据和导频序列，采用线性插值法得到频域信道h(k，l，l)，10-根据导频BP求得的信道ICI参数，建立ICI矩阵，11-求出ICI矩阵的逆矩阵H_l ^-1，12-均衡接收到的有效传输数据。

图3本发明正交频分复用信号均衡方法中均衡器组成框图。其中，13-估计h(k，l，l)模块，14-估计g(k)模块，15-计算ICI矩阵模块，16-矩阵求逆模块，17-矩阵相乘模块。

图4是本发明正交频分复用信号均衡方法中一个正交频分复用OFDM符号的帧格式。

具体实施方式

下面结合附图详细叙述本发明的具体实施方法。

实施方案

本发明正交频分复用信号均衡方法的系统主要由插入导频模块2、正交频分复用OFDM系统模块4和均衡器模块6构成。其中，均衡器6由估计h(k，l，l)模块13、估计g(k)模块14、计算ICI矩阵模块15、矩阵求逆模块16和矩阵相乘模块17组成。发送端将用户数据流1输入插入导频模块2，并在发送数据的帧格式上插入导频序列，完成在数据流的特定位置上插入导频序列块导频BP和单导频SP，输出长度为N的正交频分复用OFDM符号序列d(k，0) d(k，1) L d(k，N-1)3；接收端接收数据，并根据接收到的数据中的已知数据：块导频BP和单导频SP，采用线性插值的方法得到频域信道h(k，l，l)，输入正交频分复用OFDM系统模块4后得到输出数据 将输出数据

输入到均衡器模块6，接收端再利用块导频BP和频域信道h(k，l，l)得到载波间干扰ICI固定干扰值g(k)。通过式(5)求得所有的频域信道h(k，l，n)，从而得到载波间干扰ICI系数矩阵；通过估算载波间干扰ICI系数矩阵，求得矩阵逆。最后利用逆矩阵乘以接收端接收信号向量得到发送端发送信号向量的均衡估值

最终有效数据d(k，l)的估计值就可以通过取 的中间位置上的元素

得到。从而剔除接收信号中载波间干扰的影响，减小与发送信号间的误差。

方法步骤如下：

第一步，发送端发送数据：d(k，0) d(k，1)L  d(k，N-1)，并在发射端正交频分复用OFDM作快速傅立叶变换IFFT之前，在正交频分复用OFDM帧格式中插入块导频BP和单导频SP导频序列8；

第二步，接收端接收正交频分复用OFDM符号，并利用块导频BP中的1和单导频SP，采用线性插值的方法得到频域信道h(k，l，l)9；

第三步，接收端利用块导频BP和频域信道h(k，l，l)得到载波间干扰ICI固定干扰值g(k)，然后通过下式：

$h(k,l,n)\≈\frac{1}{n-l}g\left(k\right)---\left(5\right)$

求得所有的h(k，l，n)，并由第二步得到的h(k，l，l)和求得的所有的h(k，l，n)构成载波间干扰ICI系数矩阵10；

第四步，由上述得到的载波间干扰ICI系数矩阵，求出载波间干扰ICI系数矩阵的逆矩阵H_l ^-111；

第五步，由第四步得到的逆矩阵H_l ^-111，对接收到的有效数据进行均衡12，即发送数据的均衡值

由接收数据乘以估计的载波间干扰ICI系数逆矩阵得到，最终有效数据d(k，l)估计值可通过取

的中间位置上的元素

得到。

Claims (3)

1、一种正交频分复用系统的均衡方法，包括数据流、插入导频模块、正交频分复用OFDM模块、均衡器模块以及均衡器中的估计h(k，l，1)模块、估计g(k)模块、计算ICI矩阵模块、矩阵求逆模块、矩阵相乘模块，其特征在于均衡方法步骤为：第一步，发送端发送数据：d(k，0)d(k，1)L d(k，N-1)，并在发射端正交频分复用OFDM作快速傅立叶变换IFFT之前，在正交频分复用OFDM帧格式中插入块导频BP和单导频SP导频序列；

第二步，接收端接收正交频分复用OFDM符号，并利用块导频BP中的1和单导频SP，采用线性插值的方法得到频域信道h(k，l，l)；

第三步，接收端利用块导频BP和频域信道h(k，l，l)得到载波间干扰ICI固定干扰值g(k)，然后通过下式：

$h(k,l,n)\≈\frac{1}{n-1}g\left(k\right)$

求得所有的h(k，l，n)，并由第二步得到的h(k，l，l)和求得的所有的h(k，l，n)构成载波间干扰ICI系数矩阵；

第四步，由上述得到的载波间干扰ICI系数矩阵，求出载波间干扰ICI系数矩阵的逆矩阵H_l ^-1；

第五步，由第四步得到的逆矩阵H_l ^-1，对接收到的有效数据进行均衡，即发送数据的均衡值D_l ^％由接收数据乘以估计的载波间干扰ICI系数逆矩阵得到，最终有效数据d(k，l)估计值可通过取Dl％的中间位置上的元素

得到。

2、根据权利要求1所述的一种正交频分复用系统的均衡方法，其特征在于：载波数N足够大，载频f_c相对于信道带宽足够大，频域信道

$h(k,l,n)=\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{N}\frac{\sin \left[\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)\right]}{\sin \left[\frac{\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{N}\right]}{e}^{j\frac{\mathrm{\π}(N-1)(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{N}}{e}^{j{2\mathrm{\π\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j2\mathrm{\π}(f_c+{\mathrm{nf}}_0+{\mathrm{\α}}_i{f}_0){\mathrm{\τ}}_i}$

可近似为

$h(k,l,n)\≈\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left({\mathrm{\π\α}}_i\right)}{\mathrm{\π}(n-l+{\mathrm{\α}}_i)}{e}^{j{\mathrm{\π\α}}_i}{e}^{j2{\mathrm{\π\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j2{\mathrm{\πf}}_c{\mathrm{\τ}}_i}---n\≠l$

进一步依据α₁相对于1较小，频域信道进一步近似为：

当n≠l时， $h(k,l,n)\≈\frac{1}{n-l}\underset{i=1}{\overset{L}{\mathrm{\Σ}}}\frac{\sin \left(\mathrm{\π}{\mathrm{\α}}_i\right)}{\mathrm{\π}}{e}^{\mathrm{j\π}{\mathrm{\α}}_i}{e}^{j2{\mathrm{\π\α}}_i{f}_0{T}_{s}k}{r}_i{e}^{-j{2\mathrm{\πf}}_c{\mathrm{\τ}}_i}$

并由求和式与n，l无关，得到频域信道

$h(k,l,n)\≈\frac{1}{n-l}g\left(k\right)$

3、根据权利要求1或2所述的一种正交频分复用系统的均衡方法，其特征在于：接收端利用块导频BP和频域信道h(k，l，l)得到载波间干扰ICI固定干扰值g(k)过程如下：

通过式

$\hat{d}(k,l)=h(k,l,l-\frac{q}{2})\×d(k,l-\frac{q}{2})+L+h(k,l,l)\×d(k,l)+L+h(k,l,l+\frac{q}{2})\×d(k,l+\frac{q}{2})$ 得到

块导频BP中第一个值为1的点的发送导频d(k，l)的估计值

估计值

简写为：

$\hat{d}(k,l)=h(k,l,l)\×d(k,l)+h(k,l,l+1)\×d(d,l+1)$

依据d(k，l)，d(k，l+1)为1，

为接收的已知导频信号，以及h(k，l，l)，可得到频域信道h(k，l，l+1)；得到载波间干扰ICI固定干扰值g(k)。

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