CN1943151A - 用于正交频分多路复用/正交频分多址接收器的信道估计设备和方法 - Google Patents

Abstract

一种用于OFDM/OFDAM接收器的信道估计设备和方法。由利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域内插法估计当前时隙的数据码元当中、位于当前时隙的导频码元之前的信道特征值。由利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域外插法估计从当前时隙的数据码元当中、紧挨着当前时隙的导频码元的信道特征值。

Description

用于正交频分多路复用/正交频分多址接收器的 信道估计设备和方法

技术领域

本发明通常涉及OFDM/OFDMA(正交频分多路复用/正交频分多址)传输系统，尤其涉及用于在OFDM/OFDMA接收器中使用导频码元执行信道估计、以便可以补偿OFDM/OFDMA接收器中的信道失真的方法和设备。

背景技术

OFDM方案或者基于OFDM方案的OFDMA方案是使用之间具有正交性的若干副载波而不是使用宽带单个载波进行并行数据传输的多载波调制方案。OFDM或者OFDMA方案基于这样的事实，即使在具有非常大ISI(码元间干扰)的频率选择衰减信道中，单个窄带子信道也具有平坦衰减特征。OFDM方案在频域中确定其码元，以便需要用于该频域的均衡器来补偿与所接收的码元相关联的信道失真。OFDM传输系统的发送端发送数据码元，同时也发送用于信道估计的导频码元以使数据码元均衡。

近来已经提出了有效地估计OFDM信道并且保持高传输速率的、用于选择导频信号的技术，以及各种OFDM信道估计方法。例如，近来已经引入了通过在时域中平均导频信号的样本来获取信道特征值的方法，以及使用导频信号的均方误差来估计频域中的信道特征、并且将所估计的结果应用到信号补偿处理中的方法。

图1是示出传统OFDM接收器的框图。更具体而言，图1示出了用于从接收信号获取的基带信号中恢复数据的接收器。

参见图1，脉冲串码元提取器100从基带信号中提取OFDM码元，其中使用RF处理器(未示出)从所接收的信号中获取该基带信号。如果从CP(循环前缀)移除器102中删除了从发送端插入的CP(循环前缀)，并且然后由FFT(快速傅里叶变换)单元104进行了FFT处理之后，将由脉冲串码元提取器100提取的码元传送到均衡器108。当接收到FFT处理了的数据信号时，均衡器108根据由信道估计器106估计的信道特征值补偿信道失真。其中补偿了信道失真的信号由解调器110解调制，由解码器112进行维特比解码，而且由判定单元114的确定结果恢复维特比解码数据。

使用导频码元执行信道估计器106中的信道估计。

图2中示出了用于在OFDM方案中使用的示范导频码元。可以从图2中看出，导频码元布置在数据码元当中。带斜线的圆是导频码元，而没有斜线的空圆是数据码元。更具体而言，图2示出了根据有关频域中的副载波以及时域中的码元的、IEEE(电气与电子工程师协会)802.16(d)的导频分布。

对于时域中数据和导频码元的分布格式，如图3所示，数据以时隙单元而不是以码元单元构成。更具体而言，图3是根据IEEE 802.16(d)的OFDM传输帧的示例。前同步码和数据码元位于OFDM传输帧的报头，而且在该前同步码和数据码元后面有多个时隙。跟随该前同步码的数据码元是用于传输相应帧的报头信息的数据码元，因此在下文中将其称为报头数据码元。每个时隙包括三个数据码元，以及一个导频码元位于每个时隙中。换句话说，一个时隙包括两个数据码元、一个导频码元、和一个数据码元，它们在时域中顺序连接。

当一个时隙如图3所示配置时，如以下的方程(1)-(3)所示，通过时域中的线性内插方案执行位于两个导频码元之间的数据码元间隔中的数据码元的信道估计，其可从位于该数据码元间隔两端的两个导频码元位置处的信道特征值中获取。在这种情况下，通过在时隙单元中补偿数据的信道失真来解码数据的信道估计需要当前时隙的信息以及前一个和下一个时隙的信息。

$H_{k,1}=\frac{1}{2}(P_{k-1}+P_k)---\left(1\right)$

$H_{k,2}=\frac{1}{4}(P_{k-1}+3P_k)---\left(2\right)$

$H_{k,3}=\frac{1}{4}(3P_k+P_{k+1})---\left(3\right)$

参见方程(1)-(3)，假定具有要恢复信息的当前时隙被确定为是第k个时隙，H_k，1是为当前时隙‘k’的第一个数据码元估计的信道特征值，H_k，2是为当前时隙‘k’的第二个数据码元估计的信道特征值，而且H_k，3是为当前时隙‘k’的第三个数据码元估计的信道特征值(参见图4，其示出了使用线性内插法的信道估计方法)。

参见方程(1)-(3)和图，P_k-1是前一时隙‘k-1’的导频码元的信道特征值，P_k是当前时隙‘k’的导频码元的信道特征值，以及P_k+1是下一个时隙‘k+1’的导频码元的信道特征值。

参见图4，假如接收信号的信道特征值如曲线200所示改变，则使用与各个数据码元的位置相关联的权重因子执行线性内插法，以便如方程(1)-(3)所示估计出多个信道特征值H_k，1、H_k，2、和H_k，3。也就是说，信道特征值H_k，1、H_k，2、和H_k，3与从P_k-1到P_k的斜率202以及从P_k到P_k+1的另一个斜率204相关联。

可以从图4中看出，可以理解，上述方程(1)-(3)从以下的方程(4)-(6)中获得。

$\frac{(H_{k,1}-P_{k-1})}{2}=\frac{(P_k-H_{k,1})}{2}---\left(4\right)$

$\frac{(H_{k,2}-P_{k-1})}{3}=\frac{(P_k-H_{k,2})}{1}---\left(5\right)$

$\frac{(H_{k,3}-P_k)}{1}=\frac{(P_{k+1}-H_{k,3})}{3}---\left(6\right)$

如果通过使用图3的OFDM帧中的第一个时隙(即，时隙1)作为当前时隙执行信道估计，则将前同步码用作前一时隙的导频码元。

使用方程(7)执行对图3的OFDM帧的第一个数据码元，即前同步码和时隙1之间的报头数据码元，的信道估计。

$H_{\mathrm{0,0}}=\frac{1}{4}(3P_0+P_1)---\left(7\right)$

参见方程(7)，H_0，0是为报头数据码元估计的信道特征值，P₀是前同步码的信道特征值，以及P₁是时隙1中的导频码元的信道特征值。

以与方程(1)-(3)相同的方式，从方程(8)获取方程(7)。

$\frac{(H_{\mathrm{0,0}}-P_0)}{1}=\frac{(P_1-H_{\mathrm{0,0}})}{3}---\left(8\right)$

为了使用上述信道估计方法恢复任何时隙信息，必须使用要被恢复的当前时隙的信道特征值、前一个时隙的信道特征值、和下一个时隙的信道特征值。因此，需要能够暂时存储包括当前时隙在内的三个时隙的导频码元的信道特征值的缓冲器。此外，在信道估计期间产生了延迟。

发明内容

因此，已经鉴于上述及其他问题而设计了本发明，而且本发明的目的是提供用于减少信道估计所需要的缓冲器的大小以及减少延迟的信道估计方法和设备。

根据本发明，上述及其他目的可以通过一种信道估计方法实现，该方法用于：根据利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域内插法估计当前时隙的数据码元当中、位于当前时隙的导频码元之前的信道特征值；以及根据利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域外插法，估计当前时隙的数据码元当中、在当前时隙的导频码元之后的信道特征值。

附图说明

根据以下结合附图的详细描述，本发明的上述及其他目的、特征、和优点将变得更易理解，其中：

图1是示出传统OFDM接收器的框图；

图2描述了OFDM导频码元的分布；

图3是OFDM传输帧的示例；

图4是使用线性内插法说明信道估计方法的图示；

图5是示出根据本发明优选实施例的信道估计方法的图示；

图6是示出根据本发明实施例的信道估计器的框图；

图7是示出根据本发明实施例的信道估计处理的流程图；以及

图8-9中的每个都示出了在基于线性内插法的信道估计性能和本发明的信道估计性能之间的比较。

具体实施方式

下面将参考附图在此处详细描述本发明的优选实施例。在以下的描述中，当对此处并入的已知功能和配置的详细描述可能使本发明的主题不清楚时，将省略这些详细描述。

图5是示出根据本发明优选实施例的信道估计方法的图示。具体而言，图5示出了当如图3所示、单个时隙包括在时域中相连的两个数据码元、一个导频码元、和一个数据码元时，本发明的应用示例。不同于图4，图5没有引用下一个时隙‘k+1’中的导频码元的信道特征值P_k+1，但是引用了前一个时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1和当前时隙‘k’中的导频码元的信道特征值P_k，因此可以使用以下的方程(9)-(11)估计信道特征值H_k，1、H_k，2和H_k，3：

$H_{k,1}=\frac{1}{2}(P_{k-1}+P_k)---\left(9\right)$

$H_{k,2}=\frac{1}{4}(P_{k-1}+3P_k)---\left(10\right)$

$H_{k,3}=\frac{1}{4}(-P_{k-1}+5P_k)---\left(11\right)$

虽然方程(9)-(10)分别与方程(1)-(2)相等，但是方程(11)不同于方程(3)。因此，可以理解：与方程(3)不同地估计H_k，3，但是以与方程(1)-(2)中相同的方式使用内插法估计H_k，1和H_k，2。

更具体而言，图5的方法不使用内插法执行信道估计而是使用时域中的外插法执行信道估计，其中该内插法引用位于每个时隙中的导频码元之后的数据码元两侧处的导频码元的信道特征值。在这种情况下，外插法引用了前一时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1以及当前时隙‘k’中的导频码元的信道特征值P_k。不同于图4，可以理解：图5的信道特征值H_k，1、H_k，2、和H_k，3与从P_k-1到H_k，3的斜率206相关联，而不与从P_k到P_k+1的斜率208相关联。因此，不同于图4，从斜率206和208的直线中选择不应用于信道估计的特定间隔，而且用虚线表示所选择的间隔。

从图5中看出，可以注意到，从以下的方程(12)获取方程(11)：

$\frac{(H_{k,3}-P_{k-1})}{5}=\frac{(H_{k,3}-P_k)}{1}---\left(12\right)$

以与方程(7)中相同的方式对未包括在时隙中的数据码元，即图3的帧中的第一数据码元(也称为报头数据码元)进行信道估计。

图6是示出根据本发明优选实施例的信道估计器的框图。在图6中描述了在其中一个时隙包括如图3所示、在时域中顺序连接的两个数据码元、一个导频码元、和一个数据码元的条件下，本发明的应用示例。

参见图6，信道估计器包括导频读取器300和信道估计处理器302。导频读取器300包括时隙选择器304，地址计数器306，以及第一和第二缓冲器308和310，以便其基于要被信道估计的数据码元号来检查当前时隙号‘k’，并且从图1所示的FFT(快速傅里叶变换)单元104中读取前一时隙中的导频码元的信道特征值P_k-1和当前时隙中的导频码元的另一个信道特征值P_k。数据码元号表示在典型的OFDM接收器中，与包含在一个帧(参见图3)中的数据码元相关联的、从前同步码之后的数据码元到最后的数据码元(即，最后时隙‘n’中的最后数据码元)范围内的连续号码。因此，施加到导频读取器300中的时隙选择器304的数据码元号表示包含在一个帧中的数据码元当中、必须当前被信道估计的数据码元的次序。

时隙选择器304基于数据码元号确定当前时隙号‘k’，以便选择包括当前要被信道估计的数据码元的时隙，以及将所确定的当前时隙号施加到地址计数器306。时隙选择器304确定与紧挨着一个帧中的前同步码之后的报头数据码元相关联的时隙号‘k’为‘0’。与紧挨着报头数据码元的后续数据码元相关联，时隙选择器304为每三个数据码元将时隙号‘k’增加一，这是因为在每个时隙中存在有三个数据码元。

地址计数器306将随着从时隙选择器304接收的时隙号‘k’的增加而增加的指针传送给图1所示的FFT单元104。另外，地址计数器306选择前一时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1以及当前时隙‘k’中的导频码元的另一个信道特征值P_k，并且读取信道特征值P_k-1和P_k。从地址计数器306生成的指针标识存储区域的地址，在该存储区域中存储了前一时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1和当前时隙‘k’中的导频码元的另一个信道特征值P_k。前一时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1和当前时隙‘k’中的导频码元的另一个信道特征值P_k分别暂时存储在第一和第二缓冲器308和310中。

信道估计处理器302包括权重因子提供器312和信道特征值生成器314。信道估计处理器302将权重因子应用到前一时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1和当前时隙‘k’中的导频码元的另一个信道特征值P_k上，以便通过使用方程(13)在时域中进行内插或者外插来执行数据码元的信道估计。因此，将通过信道估计生成的信道估计值H_k，i发送到图1所示的均衡器108。

H_k，i＝a_i×P_k-1+b_i×P_k              .....(13)

在方程(13)中，i是包含在一个时隙中的数据码元次序的索引，根据包含在一个时隙中的各个数据码元的位置而将a_i应用于前一时隙中的导频码元的信道特征值P_k-1，根据包含在一个时隙中的各个数据码元的位置而将b_i应用于当前时隙中的导频码元的信道特征值P_k，其中a_i和b_i是一对用于每个索引i的权重因子，而H_k，i是用于包含在一个时隙中的数据码元当中、第i个数据码元的信道特征值。

如上所述，本发明已经用于其中一个时隙包括在时域中相连的两个数据码元、一个导频码元、和一个数据码元的情况。然而，假如使用位于在单个时隙中的数据码元之间的导频码元执行信道估计，即使包含在单个时隙中的数据码元的数目或者包含在单个时隙中的导频码元的位置改变为另一个值，也可以使用本发明。

通过考虑到上述其中在单个时隙中的数据码元的数目或者导频码元在单个时隙中的位置改变为另一个值的情况而概括方程(9)-(11)，获得了方程(13)。因此，根据索引i确定权重因子a_i和b_i。

图3中，索引i的范围是从0到3。如果确定索引i为‘0’，则这标识与报头数据码元相关联的信道估计情况。如果确定索引i为‘1’，则这标识与每个时隙的数据码元当中的第一个数据码元相关联的信道估计情况。如果确定索引i为‘2’，则这标识与每个时隙的数据码元当中的第二数据码元相关联的信道估计情况。如果确定索引i为‘3’，则这标识与每个时隙的数据码元当中的第三数据码元相关联的信道估计情况。因此，使用方程(7)，如表格1所示确定与当i＝0时所使用的报头数据码元相关联的权重因子a_i和b_i。使用方程(9)-(11)，如以下的表格1所示确定与一个时隙中的数据码元相关联的权重因子a_i和b_i。

表格1

索引i	ai	bi＝1-ai
			0	3/4	1/4
1	1/2	1/2
			2	1/4	3/4
3	-1/4	5/4

如果一个时隙中的数据码元的数目或者导频码元在一个时隙中的位置不同于图3所示的那些，则i的范围随着一个时隙中数据码元的数目而改变，使得不仅指示一对权重因子的a_i和b_i的数目、而且权重因子a_i和b_i的值都必须根据一个时隙中的数据码元的数目和导频码元在一个时隙中的位置而被不同地确定。

从权重因子提供器312中生成包括用于每个索引i的一对权重因子a_i和b_i。权重因子提供器312包括权重因子存储单元316、码元索引选择器318、和权重因子选择器320，以便其存储权重因子对a_i和b_i，并且将与数据码元号相对应的权重因子对输出到信道特征值生成器314。在这种情况下，图6示出了应用于图3所示情况的示例，以便如表格1所示，存储在权重因子存储单元316中的权重因子对a_i和b_i由a₀和b₀、a₁和b₁、a₂和b₂、以及a₃和b₃所表示。

码元索引选择器318基于要被信道估计的数据码元号确定用于选择权重因子的索引i，并且将所确定的索引i施加到权重因子选择器320。码元索引选择器318确定在一个帧中紧挨着前同步码之后的报头数据码元的索引i为‘0’，确定包含在一个时隙中的三个数据码元当中的第一数据码元的索引i为‘1’，确定第二数据码元的索引i为‘2’，以及确定第三数据码元的索引i为‘3’。因此，码元索引选择器318一个接一个顺序地增加第一到第三数据码元的索引i。权重因子选择器320选择与由码元索引选择器318确定的索引i相对应的一对权重因子a_i和b_i，并且将所选择的权重因子传送到信道特征值生成器314。

信道特征值生成器314包括两个乘法器322和324、和一个加法器326。第一乘法器322将从第一缓冲器308接收的前一时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1与权重因子a_i相乘。第二乘法器324将从第二缓冲器310接收的当前时隙‘k’中的导频码元的信道特征值P_k与权重因子b_i相乘。加法器326将第一和第二乘法器322和324的输出值相加，以便生成方程(13)中的信道特征值H_k，i，然后将该值施加到图1所示的均衡器108。

图7是示出用于控制图6所示的信道估计器以便执行与单个帧中的数据码元相关联的信道估计的方法的流程图。参见图7，在步骤400中，由时隙选择器304确定当前时隙‘k’为‘0’。在步骤402，确定当前时隙‘k’是否为‘0’。如果在步骤402确定当前时隙‘k’为‘0’，则执行步骤404到410。然而，如果在步骤402确定当前时隙‘k’不是‘0’，则执行步骤414到422。

步骤404到410说明了与包含在图3所示的一个帧中的数据码元当中的报头数据码元相关联的信道估计处理。在步骤404，使用地址计数器306，分别从图1所示的FFT单元104中，将前同步码的信道特征值P₀和时隙1中的导频码元的信道特征值P₁作为信道特征值P_k-1和P_k读到第一和第二缓冲器308和310中，以便分别将信道特征值P_k-1和P_k施加到乘法器322和324。在步骤406，由码元索引选择器318确定索引i为‘0’，以便由权重因子选择器320选择权重因子a_i和b_i，并且分别将所选择的权重因子a_i和b_i施加到乘法器322和324。因此，在步骤408，信道特征值生成器314执行其中在方程(13)中索引i被确定为‘0’的特定情况下的操作，以便使用方程(7)计算与报头数据码元相关联的信道特征值H_0，0。

在步骤410，将信道特征值H_0，0传送到图1所示的均衡器108。因此，在已经执行了与报头数据码元相关联的信道估计之后，在步骤412，时隙选择器304将当前时隙号‘k’增加一。因此，在步骤402确定当前时隙‘k’不是‘0’，并且随后执行步骤414到422。

步骤414到422说明了其中图3所示帧中的一个时隙的三个数据码元被顺序信道估计的信道估计处理。在步骤414，从图1所示的FFT单元104中将前一时隙‘k-1’中的导频码元的信道特征值P_k-1和当前时隙‘k’中的导频码元的信道特征值P_k读出到第一和第二缓冲器308和310中，以便将信道特征值P_k-1和P_k分别施加到乘法器322和324。在步骤416，由码元索引选择器318确定索引i为‘1’，以便由权重因子选择器320选择权重因子a_i和b_i，并且将所选择的权重因子a_i和b_i分别施加到乘法器322和324。因此，在步骤418，信道特征值生成器314执行方程(13)的操作，以便计算与当前时隙‘k’的数据码元当中的特定数据码元(其索引i为‘1’)相关联的信道特征值H_k，i，即方程(9)中的H_k，1。在步骤420，将该信道特征值H_k，1施加到图1中的均衡器108。

如果在步骤422处索引i等于‘3’，则在已经执行了与一个数据码元相关联的信道估计之后，执行步骤426。然而，如果在步骤422处索引i不等于‘3’，则执行步骤424。如果在步骤422处索引i不等于‘3’，即如果对包含在一个时隙中的数据码元的信道估计没有完成，则在步骤424，码元索引选择器318将索引i增加‘1’，并且重复步骤418和420，以便可以执行对下一个数据码元的信道估计。因此，顺序地计算与当前时隙‘k’的数据码元当中的数据码元(其索引i＝2和3)相关联的信道特征值H_k，i，以及方程(10)和(11)中的信道特征值H_k，2和H_k，3，并且将所计算的信道特征值H_k，2和H_k，3传送到图1所示的均衡器108。如果结束了包含在一个时隙中的数据码元的信道估计，则确定索引i为‘3’，以便执行步骤422到426。

在步骤426，确定当前时隙号‘k’是否等于图3的一个帧中的最大时隙号‘n’。如果在步骤426处，当前时隙号‘k’等于最大时隙号‘n’，则结束全部处理。然而，如果在步骤426处当前时隙号‘k’不等于最大时隙号‘n’，则信道估计还没有完成，因此执行步骤412。

在步骤412，时隙选择器304将当前时隙号‘k’增加‘1’。因此，当在步骤402确定当前时隙‘k’不等于‘0’时，重复步骤414到422。如果通过这些步骤的重复完成了一帧的信道估计，则在步骤426，当前时隙号‘k’等于最大时隙号‘n’，以这样的方式，可以执行一帧的信道估计。

因此，仅仅使用两个导频码元的两个信道特征值P_k-1和P_k而不用使用信道特征值P_k+1来估计与数据码元相关联的信道特征值H_k，1、H_k，2、和H_k，3，使得仅仅需要第一和第二缓冲器308和310来分别存储两个导频码元的信道特征值P_k-1和P_k，这导致缓冲器大小和延迟的减少。

如上所述，本发明使用仅仅利用两个时隙中的导频码元的内插或者外插来估计信道特征值，使得其最小化了由信道估计所导致的性能恶化，并且同时减少了信道估计所耗费的缓冲器大小以及延迟。

图8-9每个都示出了在基于方程(1)-(3)和图4所描述的线性内插法的信道估计性能和本发明的信道估计性能之间的比较结果。更具体而言，图8示出了基于ITU(国际电信联盟)步行B模型、以3km/h的特定速度的SNR(信噪比)对BER(位误差率)的示范图示。图8中，由附图标记500表示的线条指示基于线性内插的信道估计性能，而由附图标记502表示的线条标识本发明的信道估计的性能。

图9示出了在ITU(国际电信联盟)车载A模型中、以60km/h的特定速度，SNR对BER的示范图示。图9中，由附图标记504表示的线条指示基于线性内插的信道估计性能，而由附图标记506表示的线条指示本发明的信道估计的性能。

可以从图8和9中看出，在本发明的信道估计性能和基于线性内插的另一个信道估计性能之间的差别仅仅为大约0.5dB。因此，本发明在信道估计期间减少了缓冲器大小和延迟，并且减少了数据恢复性能的恶化。

更具体而言，虽然上面已经参考其中基于IEEE 802.16(d)的、如图3所示一个时隙包括在时域中顺序相连的两个数据码元、一个导频码元、和一个数据码元的特定情况描述了本发明，但是应当注意到，在使用位于一个时隙内的数据码元当中的导频码元执行信道估计的条件下，本发明可以应用于OFDM/OFDMA方案以及其它调制方案。然而，如果包含在单个时隙中的数据码元数目或者导频码元在单个时隙中的位置不同于图3所示的那些，则i的范围随着包含在单个时隙中的数据码元的数目而改变，而且权重因子对a_i和b_i的数目、和权重因子对a_i和b_i中的各个值也根据包括在单个时隙中的数据码元的数目以及导频码元在单个时隙中的位置而被不同地确定。

虽然为了说明目的已经公开了本发明的优选实施例，但是本领域的技术人员应当理解，不偏离所附权利要求公开的本发明的范围和精神的情况下，可进行各种修改、添加和替换。

Claims (6)

1、一种在接收OFDM(正交频分多路复用)信号的接收器中使用导频码元执行信道估计的方法，该导频码元位于时域中每个时隙的数据码元当中，该方法包含步骤：

根据利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域内插法，估计与当前时隙的数据码元当中、位于当前时隙的导频码元之前的数据码元相关联的信道特征值；以及

根据利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域外插法，估计与当前时隙的数据码元当中、紧挨着当前时隙中的导频码元的数据码元相关联的信道特征值。

2、如权利要求1所述的方法，其中使用下式计算该数据码元的信道特征值：

H_k，i＝a_i×P_k-1+b_i×P_k

其中i是包含在一个时隙中的数据码元的序号的索引；a_i是权重因子，其根据包含在一个时隙中的各个数据码元的位置而应用于前一时隙中的导频码元的信道特征值；b_i是权重因子，其根据包含在一个时隙中的各个数据码元的位置而应用于当前时隙中的导频码元的信道特征值；P_k-1是前一时隙中的导频码元的信道特征值；P_k是当前时隙中的导频码元的信道特征值；以及H_k，i是为包括在时隙中的数据码元当中的第i个数据码元估计的信道特征值。

3、如权利要求2所述的方法，其中，当该时隙包括在时域中顺序相连的两个数据码元、一个导频码元、和一个数据码元时，确定权重因子a_i为a₁＝1/2、a₂＝1/4、a₃＝-1/4，以及确定另一个权重因子b_i为1-a_i。

4、一种用于在接收OFDM(正交频分多路复用)信号的接收器中使用导频码元执行信道估计的信道估计器，该导频码元位于时域中每个时隙的数据码元当中，该信道估计器包含：

导频读取器，用于使用数据码元号识别当前时隙号，并且基于所识别的当前时隙号，从FFT(快速傅里叶变换)单元中读取前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值，其中该数据码元号标识在包含于单个帧中的数据码元当中、要被信道估计的数据码元的序号；和

信道估计处理器，用于：根据利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域内插法，估计与当前时隙的数据码元当中、位于当前时隙的导频码元之前的数据码元相关联的信道特征值，以及根据利用前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值的时域外插法，估计与当前时隙的数据码元当中、紧挨着当前时隙的导频码元的数据码元相关联的信道特征值。

5、如权利要求4所述的信道估计器，其中该信道估计处理器包含：

权重因子提供器，用于存储权重因子对，其中每个权重因子对包括第一和第二权重因子，而且该权重因子对根据各个数据码元在一个时隙中的位置，将被分别应用到前一时隙中的导频码元的信道特征值和当前时隙中的导频码元的信道特征值，以及用于生成与数据码元号相对应的一对第一和第二权重因子；以及

信道特征值生成器，用于根据下式执行内插法和外插法之一：

H_k，i＝a_i×P_k-1+b_i×P_k

当收到前一时隙中的导频码元的信道特征值、当前时隙中的导频码元的信道特征值、以及第一和第二权重因子时，用于生成与该数据码元相关联的信道特征值，

其中i是包含在一个时隙中的数据码元序号的索引，a_i表示第一权重因子，b_i是第二权重因子，P_k-1是前一时隙中的导频码元的信道特征值，P_k是当前时隙中的导频码元的信道特征值，而且H_k，i是为包括在时隙中的数据码元当中的第i个数据码元估计的信道特征值。

6、如权利要求5所述的信道估计器，其中，当该时隙包括在时域中顺序相连的两个数据码元、一个导频码元、和一个数据码元时，确定第一权重因子a_i为a₁＝1/2、a₂＝1/4、a₃＝-1/4，以及确定第二权重因子b_i为1-a_i。

Images