WO2010054557A1

WO2010054557A1 - 一种数据子载波上的信道估计方法及系统

Info

Publication number: WO2010054557A1
Application number: PCT/CN2009/072867
Authority: WO
Inventors: 张涛; 李强; 邱宁; 曹南山; 游月意; 陈力
Original assignee: 中兴通讯股份有限公司
Priority date: 2008-11-11
Filing date: 2009-07-22
Publication date: 2010-05-20
Also published as: CN101741778B; CN101741778A

Description

一种数据子载波上的信道估计方法及系统技术领域本发明涉及正交频分复用通信系统的信道估计方法，尤其涉及一种数据子载波上的信道估计方法及系统。背景技术

OFDM ( Orthogonal Frequency Division Multiplex, 正交频分复用）是一种无线环境下的高速传输技术，它通过一组正交的子载波并行传输数据，使得其对多径衰落信道频率选择性的敏感程度大大降低。为了进一步克服多径时延引起的符号间干扰 ( ISI ) 的影响，时域的 OFDM符号前通常会加入一定长度的循环前缀（ CP ), CMMB ( China Mobile Multimedia Broadcasting, 中国移动多媒体广播）系统中的 OFDM符号示意图可参见图 1。

OFDM通信系统中一般采用在有效数据子载波中插入导频（ Pilot )子载波的方式，导频子载波可以用于接收端的信道估计，以提高 OFDM系统的性能。现有的一些通信系统，如 DVB、 WiMAX和 CMMB系统的导频插入方式卩是采用时域和频域二维离散插入的方式，这种导频插入方式可以有效地跟踪信道在时间和频率上的变化情况。

OFDM 的信道估计一般包括导频子载波的信道估计和数据子载波的信道估计两部分。现有的 OFDM系统的导频子载波信道估计方法一有：最小二乘 ( Least Square, LS )信道估计、最小均方误差 ( Minimum Mean Square Error, MMSE )信道估计和线' |·生最小均方误差（ Liner Minimum Mean Square Error, LMMSE ) 信道估计等。数据子载波上的信道估计一通过插值算法来实现，常用的插值算法有：线性插值、高斯插值、三次样条插值、基于 FFT 的变换 i或插值、 Wiener滤波插值以及 FII 氏通滤波插值等。对于导频子载波上的信道估计， MMSE和 LMMSE算法的性能要优于 LS算法，但是其实现复杂度要远大于 LS算法，因此在实际系统中大都采用 LS算法对导频子载波进行估计。对于数据子载波上信道估计的插值算法来说，线性插值、高斯插值以及三次样条插值的实现较为筒单，但其性能并不理想； FFT以及 Wiener 滤波插值性能最好，但是其实现复杂度较高。 FIR低通滤波插值算法的性能也比较好，且其实现复杂度并不高，因此 FIR低通滤波插值算法更适合在实际系统中的应用。 CMMB 系统中的导频子载波分为连续导频子载波和离散导频子载波，连续导频子载波为一个时隙内所有 OFDM符号上传递同一信息的子载波，连续导频子载波在每个 OFDM 符号中的位置是固定的。当 CMMB 系统采用 8MHz的物理层带宽时，每个 OFDM符号中包括 82个连续导频子载波，连续导频子载波上承载的信息采用 BPSK调制。离散导频子载波上承载的是已知符号 1+Q , 对于 8MHz的物理层带宽来说，每个 OFDM符号中包括 384 个离散导频，每个时隙第 n个 OFDM符号中离散导频对应的有效子载波编号 w取值规则表示如下： if mod(",2) == 0

if mod(n,2) = 1

图 2是 CMMB系统中有效子载波上的信号分布图案，其中横向代表不同的子载波，从向代表不同的 OFDM符号， 1个时隙包括 53个 OFDM符号。在一个 OFDM符号中相邻两个离散导频间隔 8个子载波；在同一个频点上相邻两个离散导频间隔两个 OFDM符号。对于 CMMB中数据子载波上的信道响应值的计算通常采用时频二维的信道插值算法：首先进行时域的插值，将得到信道响应值的数据子载波当成离散导频来看待，这样一个符号中的离散导频间隔就缩小为 4个子载波；然后将数据子载波位置的信道响应值补零后通过 FIR低通滤波器进行插值运算得到整个 OFDM符号中所有子载波上的信道响应值。对于导频子载波间隔为 4的情况，传统的 FIR 氏通波器的通带宽度一^ 1 设为总带宽的 1/4 , 这样可以完全抑制由于序列中补零带来的三个频 i普镜像和带外的噪声 i普分量，同时又不影响带内的频语分量。但是在实际的信道环境中，并非所有的信道响应值的谱分量会占满整个 1/4通带，这样，如果只采用固定系数的 1/4带宽的低通滤波器，带内的噪声分量便会影响信道估计值的准确性，特别是在最大多径时延较小的信道环境下，系统性能会受到严重影响。发明内容本发明的目的是提供一种数据子载波上的信道估计方法，用来自适应地跟踪信道最大多径时延的变化，以解决现有技术中存在的在最大多径时延较小的信道条件下信道估计性能受噪声影响较大的问题。本发明公开了一种数据子载波上的信道估计方法，该方法采用 FIR低通插值滤波器实现；并且，该方法采用一个以上具有不同带宽的 FIR 氏通插值滤波器，具体可以通过以下方法选择 FIR 氏通插值滤波器：先统计信道响应波形频谱不同分段的能量分布 , 再根据上述能量分布的大小选择一个具有对应带宽的 FIR 氏通插值滤波器。本发明公开的数据子载波上的信道估计方法，进一步包括如下步骤：第一步，提取 2048点的时域同步信号 , 通过 FFT变换获得频域的同步符号；第二步，对同步符号做信道估计 , 得到同步符号上各子载波的信道响应值，然后对信道响应值做 FFT得到信道响应波形的频谱；第三步，统计信道响应波形频 i普的总能量以及频 i普上不同分段的能量和，并根据上述不同分段的能量与总能量的比值选择 FIR低通插值滤波器。本发明公开的数据子载波上的信道估计方法，还包括：设定门限值 a, 则上述第三步中进一步包括：根据不同分段的能量与总能量的比值与所设定的门限值 a进行比较选择 FIR低通插值滤波器。优选地，在上述第一步中：在系统完成精细同步之后，截取两个连续同步符号的后 2048点时域同步符号，再将上述 2048点的时域同步符号通过 FFT 运算得到 2048点的频域同步符号。优选地，在上述第二步中：根据存储的已知同步符号发送 PN序列，进行同步符号上的 LS信道估计，得到同步符号上的信道响应值，再将得到的同步符号上的信道响应值做 FFT变换，得到同步符号上信道响应波形的频谱。优选地，在上述第二步中： FFT变换后输出的频域同步符号的数值再与本地存储的同步符号序列相除，得到同步符号上的频域信道响应值。本发明通过同步符号信道响应的频谱的能量分布来选择不同的滤波器系数，算法筒单且易于实现，使得信道估计可以自适应地根据信道最时延的情况选择不同带宽的插值滤波器 , 而无需搜索信道的最大多径时延。本发明公开的信道估计插值滤波器系数选择方法与现有系统中常用的线性插值算法相比，可以克月更大的多径时延信道，同时对于多径时延较小的信道也能大大降低噪声对信道估计结果的影响。附图说明图 1是现有技术中中国移动多媒体广播系统中的 OFDM符号示意图；图 2是现有技术中中国移动多媒体广播系统中的信号分布图案；图 3 是才艮据本发明实施例的 CMMB 系统中同步符号在帧结构中的位置；图 4是才艮据本发明实施例的 CMMB系统中同步信号伪随机序列生成器示意图；图 5是根据本发明实施例的 CMMB制式手机电视的信道估计插值滤波器系数选择方案的程序流程图；图 6 是为根据本发明实施例的滤波器系数选择模块中分段能量统计和门限判决的程示意图。具体实施方式功能概述如上所说，对于导频子载波间隔为 4的情况，传统的 FIR 氏通波器的通带宽度一设为总带宽的 1/4 , 在实际的信道环境中 , 如果只采用固定系数的 1/4带宽的低通滤波器，带内的噪声分量便会影响信道估计值的准确性，特别是在最大多径时延较小的信道环境下，系统性能会受到严重影响。针对上述问题，本发明提出了数据子载波上的信道估计方法的实现方案。在本发明实施例中，通过同步符号信道响应的频谱的能量分布来选择不同的滤波器系数，使得信道估计可以自适应地根据信道最大多径时延的情况选择不同带宽的插值滤波器，而无需搜索信道的最大多径时延。从而可以克服更大的多径时延信道，同时对于多径时延较小的信道也能大大降低噪声对信道估计结果的影响。以下结合附图对本发明的优选实施例进行说明 , 应当理解 , 此处所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。下面结合附图和具体实施方式对本发明 ^故进一步详细说明。根据本发明实施例的数据子载波上的信道估计方法可以采用 FIR低通插值滤波器来实现，具体可以通过选择一个以上具有不同带宽的 FIR 氏通插值滤波器来实现。对应地 ,根据本发明实施例提供的数据子载波上的信道估计方法 , 本发明实施例还提供了一种数据子载波上的信道估计系统，该系统包括：一个以上具有不同带宽的 FIR低通插值滤波器；以及插值滤波器系数选择装置，该装置用于选择上述一个以上的 FIR低能插值滤波器的系数，具体用于统计信道响应波形频谱不同分段的能量分布 , 再根据所述能量分布的大小选择一个具有对应带宽的 FIR 氏通插值滤波器。进一步地，上述插值滤波器系数选择装置可以包括：同步符号提取模块，用于提取 2048点的时域同步信号； FFT模块，用来得到频域的同步符号以及得到同步符号上信道响应波形的频谱；同步符号信道估计模块，用于求解同步符号上各子载波的信道响应值；能量统计模块，用于统计信道响应波形频谱不同分段的能量和；滤波器系数选择模块 , 根据各分段的能量设定门限来选择不同的插值滤波器系数。其中，上述的同步符号提取模块工作于系统的精细同步完成之后，用于得到两个连续同步符号的后 2048点的时域同步信号。其中，上述的 FFT模块有两种用途，一种是与同步符号提取模块相连，用于得到频域的同步符号；一种是与同步符号信道估计模块相连，用于得到同步符号上信道响应波形的频谱。其中，上述的同步符号信道估计模块，用于将 FFT模块输出的频域同步符号的数值与本地存储的同步符号序列相除，得到同步符号上的频域信道响应值。其中，上述的能量统计模块与信道估计之后的 FFT模块相连，用于统计信道响应波形频谱不同分段的能量和。才艮据本发明实施例的数据子载波上的信道估计方法可以通过选择一个以上具有不同带宽的 FIR低通插值滤波器来实现，因此，根据本发明实施例的数据子载波上的信道估计方法主要通过以下的信道估计插值滤波器系数选择方法来实现，具体地，在本发明实施例中，信道估计插值滤波器系数选择方法可以包括以下步骤：第一步：在系统完成 4青细同步之后，截取两个连续同步符号的后 2048 点时域同步符号。第二步：将 2048点的时域同步符号通过 FFT运算得到 2048点的频域同步符号。第三步：才艮据存储的已知同步符号发送 PN 序列 , 进行同步符号上的 LS信道估计 , 得到同步符号上的信道响应值。第四步：将得到的同步符号上的信道响应值丈 FFT 变换，得到同步符号上信道响应波形的频语。第五步：统计频 i普的总能量，以及频谱两端不同分段长度的能量。第六步：通过计算各分段能量与总能量的比值与所设定的滤波器选择的门限值进行比较，以选择不同的插值滤波器系数。如图 3所示是 CMMB系统中同步符号在帧结构中的位置示意图 , TxID 和 2个同步符号位于新标与 53个 PFDM符号之间（ OFDM符号 1 , ... , OFDM 符号 52 ); 上述信标和 OFDM符号等的组合又位于时隙 0与时隙 1之间。如图 4所示是本发明使用的 CMMB系统中同步信号伪随机序列生成器示意图，包括一组线性反馈移位寄存器，倒数第一个寄存器和倒数第三个寄存器的输出值相加后反馈给第一个移位寄存器。本发明实施例一提供一种应用于 CMMB制式手机电视系统的信道估计插值滤波器系数选择的方法，如图 5所示是 CMMB制式手机电视的信道估计插值滤波器系数选择方案的程序流程，包括以下步骤：步骤 501 : 获取两个连续同步符号的后 2048点时域同步符号。步骤 502: 对步骤 501得到的 2048点的时域同步符号故 FFT运算，得到频域的同步符号。步骤 503: 对步骤 502得到的频域同步符号做 LS信道估计 , 得到 2048 点的频域信道响应值。设步骤 502得到的第个子载波上的频域同步符号数据为第个子载波上发送的原始 PN序列值为 ^Xk , ^由图 4所示的线性反馈移位寄存器产生，生成多项式为： ^+ +l, 则同步符号第 k个子载波上的信道响应值为：

„ γ

Ak 步骤 504: 对步骤 503得到的 2048点的频域信道响应值故 FFT运算，得到频域信道响应波形的频谱。步骤 505：对步骤 504得到的频语值进行分段能量统计。若要使用 N组不同带宽的低通滤波器，所要计算的能量段数就为 N。设不同分段的能量分别为 ^¹，⁷⁵²，⁷⁵³，…^^— ¹]，⁷^^ , 其中 Ptoto/为整个频语的能量。由于 CMMB系统中同步符号子载波间隔为 OFDM符号子载波间隔的 2 倍 , 所以计算不同能量分段的宽度也应该为所对应的不同插值滤波器通带宽度的 2倍。在图 6(a)中以设置 4个滤波器系数为例说明了不同能量统计区间的划分情况。图中 Ptoto/代表了总能量， P1代表区间两端的能量， P2是区间两端的比 pi大的统计区间的能量； p3是区间两端的比 p2大的统计区间的能量。步骤 506: 将步骤 505得到的分段能量 ^⁵¹，⁷⁵²，⁷⁵³，…，⁷⁵^— ¹]除以总能量 Ptotal并与设定的门限值进行比较，然后选择相应的插值滤波器。由于 Ρ1，Ρ²，Ρ³，···，Ρ[ _1]所代表的能量求解区间按由小到大排列，则有 ^!<^2< 3<---< [N-1]₅ 因此其所对应的滤波器带宽也有如下关系：

filter[N-\] 设定 a为判决门限，如果 PI / Pt tal >α , 则选择滤波器系数为 filter 1；口果尸 1 / Ptotal < β ,贝 ij断 P21 Ptotal与门 I¹艮 _Ω的大小关系；： ¾口果 2 / Ptotal > a 则选择滤波器系数为 filter2; 如果 Ρ2 / Ρ^α/ < ί? , 则判断 / Ptoto/与门限 _β 的大小关系。以此类推，若直到 ρ^—¹] / ⁷^^仍然小于门限《, 则选择所设定的带宽最宽的滤波器 filterN。在图 6(b)中以设置 4个滤波器系数为例说明了根据门限选择滤波器系数的流程图。图中， P\ l Ptot d >。成立则选择 filter 1； ^21 Ptotal > a成立则选择 filter2； ^p^>！ Ptotal > "成立则选择 filter3；否则选择 filter4。综上所述，本发明所述的信道估计插值滤波器系数选择方法能以较' j、的实现复杂度自适应地才艮据信道多径时延的变化选择一组较合适的滤波器系数；能够有效克服传统的线性插值以及固定系数的低通滤波插值算法在多径时延较小的信道环境下受噪声影响较大的缺点，并且在多径时延较大的信道环境下也能取得较好的信道估计性能。显然，本领域的技术人员应该明白，上述的本发明的各模块或各步骤可以用通用的计算装置来实现，它们可以集中在单个的计算装置上，或者分布在多个计算装置所组成的网络上，可选地，它们可以用计算装置可执行的程序代码来实现，从而，可以将它们存储在存储装置中由计算装置来执行，或者将它们分别制作成各个集成电路模块，或者将它们中的多个模块或步骤制作成单个集成电路模块来实现。这样，本发明不限制于任何特定的硬件和软件结合。以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，对于本领域的技术人员来说，本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的 4青申和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims

权利要求书

1. 一种数据子载波上的信道估计方法，采用 FIR 氏通插值滤波器；其特征在于，包括一个以上具有不同带宽的所述 FIR 氏通插值滤波器；先统计信道响应波形频谱不同分段的能量分布 , 再根据所述能量分布的大小选择一个具有对应带宽的所述 FIR 氏通插值滤波器。

2. 根据权利要求 1所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，进一步包括如下步骤：第一步，提取 2048 点的时域同步信号，通过 FFT 变换获得频域的同步符号；第二步，对同步符号做信道估计，得到同步符号上各子载波的信道响应值，然后对信道响应值做 FFT得到信道响应波形的频 i普；第三步，统计信道响应波形频 i普的总能量以及频谱上不同分段的能量和 , 并根据所述不同分段的能量与总能量的比值选择所述 FIR 氏通插值滤波器。

3. 根据权利要求 2所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，设定门限值 a, 所述第三步中进一步包括：所述不同分段的能量与总能量的比值与所设定的门限值 a进行比较选择所述 FIR低通插值滤波器。

4. 根据权利要求 3所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，所述第一步中：在系统完成精细同步之后，截取两个连续同步符号的后 2048点时域同步符号，再将所述 2048点的时域同步符号通过 FFT 运算得到 2048点的频域同步符号。

5. 根据权利要求 4所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，所述第二步中：才艮据存储的已知同步符号发送 PN序列 , 进行同步符号上的 LS信道估计，得到同步符号上的信道响应值，再将得到的同步符号上的信道响应值 ^故 FFT变换，得到同步符号上信道响应波形的频谱。

6. 根据权利要求 4所述的数据子载波上的信道估计方法，其特征在于，所述第二步中：所述 FFT变换后输出的频域同步符号的数值再与本地存储的同步符号 PN序列相除，得到同步符号上的频域信道响应值。

7. 一种数据子载波上的信道估计系统，其特征在于，包括：一个以上具有不同带宽的 FIR低通插值滤波器；以及插值滤波器系数选择装置，用于统计信道响应波形频谱不同分段的能量分布 , 再根据所述能量分布的大小选择一个具有对应带宽的 FIR 氏通插值滤波器。

8. 根据权利要求 7所述的系统，其特征在于，所述插值滤波器系数选择装置包括：同步符号提取模块，用于提取 2048点的时域同步信号； FFT 模块 , 用来得到频域的同步符号以及得到同步符号上信道响应波形的频谱；同步符号信道估计模块，用于求解同步符号上各子载波的信道响应值；能量统计模块，用于统计信道响应波形频语不同分段的能量和；滤波器系数选择模块 , 根据各分段的能量设定门限来选择不同的插值滤波器系数。

9. 根据权利要求 8所述的系统，其特征在于，所述同步符号提取模块工作于系统的精细同步完成之后，用于得到两个连续同步符号的后 2048 点的时域同步信号。

10. 根据权利要求 8所述的系统，其特征在于，所述 FFT模块与所述同步符号提取模块相连，用于得到频域的所述同步符号；以及，与所述同步符号信道估计模块相连，用于得到所述同步符号上信道响应波形的频谱。

11. 根据权利要求 8所述的系统，其特征在于，所述同步符号信道估计模块具体用于将所述 FFT模块输出的频域同步符号的数值与本地存储的同步符号序列相除，得到所述同步符号上的频域信道响应值。