CN115242582A - 一种基于ofdm信道估计拟合和修正的方法及系统 - Google Patents

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CN115242582A CN202210847984.1A CN202210847984A CN115242582A CN 115242582 A CN115242582 A CN 115242582A CN 202210847984 A CN202210847984 A CN 202210847984A CN 115242582 A CN115242582 A CN 115242582A
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Abstract

本发明提供一种基于OFDM信道估计拟合和修正的方法及系统，属于OFDM信道估计技术领域。本发明基于OFDM信道估计拟合和修正的方法包括如下步骤：HE‑LTF时域信号补足：用于对接收到的时域信号补足至设定时长；信道估计：用于对补足后的时域信号进行信道估计，获取信道估计值；1x、2x模式拟合：对估计后的信道进行模式拟合；数据均衡：采用拟合后的信道对数据信号进行均衡处理；导频跟踪：对频域内各个子载波进行导频相位、幅度跟踪处理；信道估计修正：根据导频跟踪后的信号修正信道估计值，然后利用该信道估计值迭代分析下一个数据符号，直至分析完所有数据符号。本发明有效提升了综测仪测试精确性。

Description

一种基于OFDM信道估计拟合和修正的方法及系统
技术领域
本发明涉及一种信道修正的方法，尤其涉及一种基于OFDM信道估计拟合和修正的方法及系统。
背景技术
OFDM是一种特殊的多载波传输技术，它既可以被看作是一种调制技术，也可以被当作一种复用技术。OFDM通过将高速率的信息符号并行化成低速率符号，然后在多个正交的子载波上并行发送，可以减小宽带系统的频率选择性衰落所带来的影响；通过加入保护间隔(GI)，有效地避免各个符号间干扰。在接收端，只需要利用简单的频域均衡器就可以补偿信道的衰落，使得OFDM接收机的实现变得非常简单。
IEEE802.11ax/be标准的主要技术需求是提高频谱利用率、提高区域吞吐量和多用户接入，OFDMA(正交频分复用接入)和MU-MIMO(多用户多输入多输出)是满足技术需求的物理层优选技术。为了前向兼容于802.11a/g/n/ac，802.11ax/be前导部分同样设计了训练序列L-STF和L-LTF，其系统消息子载波间隔与802.11a/g/n/ac相同为312.5KHz。为了更灵活的进行多用户调度，802.11ax的数据训练序列HE-STF和HE-LTF，802.11be的数据训练序列EHT-STF和EHT-LTF，数据字段使用子载波间隔变为78.125KHz。图1至图4是802.11ax的帧结构，802.11be的帧结构与802.11ax的帧结构类似。
类同于802.11a/g/n/ac标准，802.11ax/be也使用传统训练序列L-STF和L-LTF完成接收信号的同步、频偏估计和信道估计。应用于测试环境，综测仪需要模拟真实的接收场景，DUT(待测物)发出的信号的分析和解调，使用数据训练序列HE-LTF做信道估计，然后根据信道估计对数据字段HE-Data进行均衡和补偿，恢复出原始的发射信号。
LS(Least Square，最小二乘法)信道估计算法由于其结构非常简单，计算复杂度也很低，在实际中得到了更广泛地推广，802.11a/g/n/ac都可以直接使用LS估计算法则能完成接收信号的信道估计，然后均衡解析信号。
为了降低训练序列的开销，802.11ax数据训练序列HE-LTF设计了三种规格，1xHE-LTF、2xHE-LTF和4xHE-LTF，图5-7为20M带宽的HE-LTF频域格式，其中1xHE-LTF和2xHE-LTF通过牺牲频域子载波上的信息，以获得时域上的重复，从而能够在时域上能够进行截短操作，另外，为了对信道进行修正和跟踪，在数据字段HE-Data固定位置放置了导频。同样的，802.11be沿用了和802.11ax相同的LTF结构，为1xEHT-LTF、2x EHT-LTF和4xEHT-LTF。
根据802.11ax的协议定义，1x HE-LTF和2x HE-LTF在时域上进行了裁剪操作，没有保留完整的时域信号，相对传统的训练序列，在接收端，需要对1x HE-LTF和2x HE-LTF做补足操作。图5为1x HE-LTF/EHT-LTF的频域信息，图6为2x HE-LTF/EHT-LTF的频域信息，其中为0的子载波不能进行信道估计，需要由1的子载波进行拟合。因时频域设计的特殊性，802.11ax/be无法直接使用LS信道估计的方法进行信号分析，需要进行相应的补足和拟合，相应的，对于信道的跟踪也出现了新的挑战。
发明内容
为解决现有技术中802.11ax/be的1x HE-LTF/EHT-LTF和2x HE-LTF/EHT-LTF训练序列不能直接获得每个子信道的信道估计值的技术问题，本发明提供一种基于OFDM信道估计拟合和修正的方法及系统，对缺失信息的载波部分进行拟合，并利用导频的特性对信道进行跟踪和更新，从而提高综测仪测试的精确性。
本发明基于OFDM信道估计拟合和修正的方法包括如下步骤：
(1)HE-LTF时域信号补足：用于对接收到的时域信号补足至设定时长；
(2)信道估计：用于对补足后的时域信号进行信道估计，获取信道估计值；
(3)1x、2x模式拟合：对估计后的信道进行模式拟合；
(4)数据均衡：采用拟合后的信道对数据信号进行均衡处理；
(5)导频跟踪：对频域内各个子载波进行导频相位、幅度跟踪处理；
(6)信道估计修正：根据导频跟踪后的信号修正信道估计值，然后利用该信道估计值迭代分析下一个数据符号，直至分析完所有数据符号。
本发明作进一步改进，在步骤(4)执行前，还包括信道滤波步骤：用于对拟合后的信号估计值进行滤波处理。
本发明作进一步改进，步骤(1)中，HE-LTF时域信号补足的处理方法为：
(101)获取一个信号帧内，去掉GI后的HE-LTF时域信号；
(102)设定4x HELTE的时域时长为设定时长，将HE-LTF时域信号复制a次，a＝1,2或4；
将复制的HE-LTF时域信号依次设置在原始HE-LTF时域信号后，获取镜像后的HE-LTF时域信号。
本发明作进一步改进，步骤(2)中，采用LS算法进行信道估计，具体处理方法为：
(201)将补足后的时域信号变换为频域，获得频域信号YK，其中K为HE-LTF频域子载波数；
(202)利用LS方法获取接收训练序列的频域信号YK和发射训练XK的LS信道响应HLS＝[HLS,0,HLS,1,…,HLS,K-1]，计算公式如下：
HLS＝XK *(XKXK *)-1*YK
其中上标*为共轭转置。
本发明作进一步改进，步骤(3)的具体处理方法为：
在1xHELTF和2xHELTF模式下，发射训练XK部分子载波取值是0，所有XK＝0的位置记为XK0，所有XK＝±1的位置记为XK1，用k表示HELTF的子载波编号，在20M时，共有256个子载波，那么
Figure BDA0003753723280000031
K0∪K1＝[-128,…,127]。用k表示HELTF的子载波编号，那么训练序列数值为0的子载波k∈K0需要用训练序列数值不为0的子载波k∈K1进行拟合，
在1xHELTF模式下，拟合模式为：
Figure BDA0003753723280000032
在2xHELTF模式下，拟合模式为：
Figure BDA0003753723280000033
其中k1,k2∈K1,k1,k2∈[-128,…,127]，且k1,k2为K1上相邻的两个子载波，拟合后信道估计记为
Figure BDA0003753723280000034
本发明作进一步改进，在信道滤波步骤中，滤波因子设计为
Figure BDA0003753723280000035
滤波前信道估计为拟合后的信道估计
Figure BDA0003753723280000036
滤波后的信道估计值记为
Figure BDA0003753723280000037
滤波过程为:
Figure BDA0003753723280000038
在公式里，W(k+i)是W的第k+i个分量,在对子载波k滤波时，当k+i<0或k+i≥K时，则w(k+i)＝0，即
Figure BDA0003753723280000039
本发明作进一步改进，步骤(4)中，在接收信号中，数据符号m的频域表示为Ym＝[Ym,0,Ym,1,…,Ym,K-1]，使用滤波后信道估计值
Figure BDA00037537232800000310
进行均衡，均衡后的结果为
Figure BDA00037537232800000311
Figure BDA00037537232800000312
均衡方法如下：
Figure BDA00037537232800000313
本发明作进一步改进，步骤(5)中，
Figure BDA0003753723280000041
的导频子载波记为
Figure BDA0003753723280000042
数据子载波记为
Figure BDA0003753723280000043
对频域内各个子载波进行导频相位、幅度跟踪处理的具体方法为：
(501)幅度跟踪方法为评估导频子载波和理想幅度的平均差异，然补偿所有子载波，具体算法为：
Figure BDA0003753723280000044
其中，
Figure BDA0003753723280000045
表示子载波i的导频子载波，Kpilot为导频个数，|x|为求x的幅度，
幅度跟踪运算为：
Figure BDA0003753723280000046
(502)相位跟踪方法为评估导频相位与理想位置±1的相位差平均值，对接收信号进行整体跟踪，具体算法为：
Figure BDA0003753723280000047
其中
Figure BDA0003753723280000048
表示子载波i上的导频子载波，Ym,pilot_i表示子载波i上的导频子载波的理想值，Kpilot为导频个数，∠为求复信号的角度，
相位跟踪运算为：
Figure BDA0003753723280000049
本发明作进一步改进，步骤(6)中，信道估计修正放入具体处理方法为：
根据步骤(5)中的幅度跟踪值和相位跟踪值采用迭代模式更新信道估计，具体算法为：
Figure BDA00037537232800000410
Figure BDA00037537232800000411
其中，α取值区间为(0,1)，
通过步骤(6)获取数据符号m＝0时的更新的信道估计，更新后的信道估计用于下一个符号，重复步骤(4)到(6)，直至迭代完所有的数据符号。
本发明还提供一种实现所述基于OFDM信道估计拟合和修正的方法的系统，包括：
HE-LTF时域信号补足模块：用于对接收到的时域信号补足至设定时长；
信道估计模块：用于对补足后的时域信号进行信道估计，获取信道估计值；
1x、2x模式拟合模块：用于对估计后的信道进行模式拟合；
数据均衡模块：用于采用拟合后的信道对数据信号进行均衡处理；
导频跟踪模块：用于对频域内各个子载波进行导频相位、幅度跟踪处理；
信道估计修正模块：用于根据导频跟踪模块得到的幅度跟踪值和相位跟踪值修正信道估计值，然后利用该信道估计值迭代分析下一个数据符号，直至分析完所有数据符号。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：802.11ax/be为了降低训练序列的开销，设计了1x HE-LTF/EHT-LTF和2x HE-LTF/EHT-LTF训练序列，此时不能直接获得每个子信道的信道估计值，需要进行相应的拟合，同时对于信道跟踪技术也有了新的挑战，本发明设计了一种适用于1x HE-LTF/EHT-LTF和2x HE-LTF/EHT-LTF的信道估计方法和系统，对缺失信息的载波部分进行拟合，并利用导频的特性对信道进行跟踪和更新，通过本发明的方法，有效地提高了802.11ax/be系统中信道估计的精度，用于综测仪分析DUT信号场景，DUT信号接收性能得到保证，评测各个性能指标的准确度都有明显提升，一方面提升了综测仪测试精确性，另一方面能反馈指导DUT改进性能的方向。
附图说明
图1为802.11ax SU的帧结构示意图；
图2为802.11ax ER的帧结构示意图；
图3为802.11ax MU的帧结构示意图；
图4为802.11ax TB的帧结构示意图；
图5为20M带宽1x HELEF频域结构示意图；
图6为20M带宽2x HELEF频域结构示意图；
图7为20M带宽4x HELEF频域结构示意图；
图8为分析仪分析802.11ax数据的分析流程图；
图9为本发明信道估计拟合与跟踪方法流程图。
具体实施方式
下面结合附图和实施例对本发明做进一步详细说明。
本发明应用于测试设备对DUT进行性能测试，适用于1x HE-LTF和2x HE-LTF时的信道估计，对缺失信息的载波部分进行拟合，并利用导频的特性对信道进行跟踪和更新。随着数据符号的增加，能够对信道不断进行修正，从而能够显著提高信道估计的精度。
应当指出，本发明的操作方法容易变更，使用本发明信道估计思想和迭代消除分析思想，都属于本发明的保护范围。
以下结合附图对本发明进行说明，应当理解，此处所作的描述仅用于说明和解释本发明，并不用于限定本发明。
综测仪分析DUT发出的11ax信号完整流程如图8所示，本发明主要在HE-LTF信道估计模块和数据均衡模块使用的拟合和跟踪的方法和系统。本发明仅以20M带宽单输入单输出(SISO)为例，可以非常容易的推广到更大带宽(40M、80M、160M、80+80M)和多输入多输出(MIMO)模式里。
在执行本发明前后流程，由图8流程按常规方法操作，不作详述。本发明详细流程按图9流程执行。
如图9所示，本发明详细步骤如下：
步骤1：HE-LTF时域信号补足
一个信号帧内，y(t),t∈[0,…,N]为接收帧信号的时域表示，其中N为基带信号帧结束的位置，y(t),t∈[Np×HELTF_start,…,Np×HELTF_end]为p×HE-LTF(p＝1,2,4)去掉GI后的时域表示，其中Np×HELTF_start、Np×HELTF_end分别为p×HE-LTF(p＝1,2,4)在时域上的起始位置和结束位置。
由801.11ax物理层性质，1xHELTF时，N1×HELTF_start到N1×HELTF_end在时域上持续时长3.2微秒，将y(t),t∈[N1×HELTF_start,…,N1×HELTF_end]复制4次获得镜像后的HE-LTF时域
Figure BDA0003753723280000061
t∈[N1×HELTF_start,…,4N1×HELTF_end]，此时
Figure BDA0003753723280000062
长度12.8微秒。
2xHELTF时，N2×HELTF_start到N2×HELTF_end在时域上持续时长6.4微秒，将y(t),t∈[N2×HELTF_start,…,N2×HELTF_end]复制2次获得镜像后的HE-LTF时域
Figure BDA0003753723280000063
t∈[N2×HELTF_start,…,2N2×HELTF_end]，此时
Figure BDA0003753723280000064
长度12.8微秒。
4xHELTF时，N4×HELTF_start到N4×HELTF_end在时域上持续时长12.8微秒，无需复制操作，直接截取
Figure BDA0003753723280000065
t∈[N4×HELTF_start,…,N4×HELTF_end]。
以上区间
Figure BDA0003753723280000066
长度都是12.8微妙，而HE-LTF的起始位置又是一致的，因而可统一写为
Figure BDA0003753723280000067
步骤2：LS信道估计
将
Figure BDA0003753723280000068
进行傅里叶变换到频域，
Figure BDA0003753723280000069
其中K为HE-LTF频域子载波数，在20M时K＝256，傅里叶变换具体计算为
Figure BDA00037537232800000610
Figure BDA00037537232800000611
图5至图7的HE-LTF频域表示为XK＝[X0,X1,…,XK-1]。HLS＝[HLS,0,HLS,1,…,HLS,K-1]为接收训练序列YK和发射训练XK的LS信道响应，使用LS方法求解，方法如下：
HLS＝XK *(XKXK *)-1*YK
其中上标*为共轭转置。
步骤3：1x、2x模式拟合
在1xHELTF和2xHELTF模式下，由图5、图6，步骤2中XK部分子载波取值是0，所有XK＝0的位置记为XK0，HLS,K0为对应位置的信道估计，由于XK＝0，所以HLS,K0是无意义的。所有XK＝±1的位置记为XK1，HLS,K1为对应位置的信道估计，HLS,K1是有意义的真实信道估计。
虽然信道在频域具有选择性衰落，但是在相邻子载波之间可以认为是线性变化的，用k表示HELTF的子载波编号，在20M时，共有256个子载波，那么
Figure BDA0003753723280000071
Figure BDA0003753723280000072
K0∪K1＝[-128,…,127]。用k表示HELTF的子载波编号，那么训练序列数值为0的子载波k∈k0需要用训练序列数值不为0的子载波k∈K1进行拟合，
在1xHELTF模式下，拟合模式为
Figure BDA0003753723280000073
在2xHELTF模式下，拟合模式为
Figure BDA0003753723280000074
其中k1,k2∈K1,k1,k2∈[-128,…,127],且k1,k2为K1上相邻的两个子载波。
拟合后信道估计记为
Figure BDA0003753723280000075
步骤4：信道滤波
如果噪声在子载波之间是相互独立的，那么可通过相邻子载波来进行滤波，从而降低个别子载波受突发噪声的影响，信道滤波是通用于所有HE-LTF的。滤波因子设计为
Figure BDA0003753723280000076
Figure BDA0003753723280000077
滤波前信道估计为拟合后的信道估计
Figure BDA0003753723280000078
滤波后的信道估计值记为
Figure BDA0003753723280000079
滤波过程为
Figure BDA00037537232800000710
在公式里，W(k+i)是W的第k+i个分量,在对子载波k滤波时，当k+i<0或k+i≥K时，则w(k+i)＝0，即
Figure BDA00037537232800000711
步骤5：均衡
在接收信号中，数据符号m的频域表示为Ym＝[Ym,0,Ym,1,…,Ym,K-1]，使用滤波后信道估计值
Figure BDA0003753723280000081
进行均衡，均衡后的结果为
Figure BDA0003753723280000082
均衡方法如下：
Figure BDA0003753723280000083
步骤6：基于导频幅度、相位跟踪
均衡后的频域
Figure BDA0003753723280000084
已经是调制后的星座点了，
Figure BDA0003753723280000085
的导频子载波记为
Figure BDA0003753723280000086
数据子载波记为
Figure BDA0003753723280000087
导频子载波在发送端的数据是已知的，取值只有±1。
步骤6.1幅度跟踪方法为评估导频子载波和理想幅度的平均差异，然补偿所有子载波。本例算法如下：
Figure BDA0003753723280000088
其中
Figure BDA0003753723280000089
表示子载波i的导频子载波，Kpilot为导频个数，|x|为求x的幅度。
幅度跟踪运算为
Figure BDA00037537232800000810
步骤6.2相位跟踪方法为评估导频相位与理想位置±1的相位差平均值，对接收信号进行整体跟踪。本例算法如下：
Figure BDA00037537232800000811
其中
Figure BDA00037537232800000812
表示子载波i上的导频子载波，Ym,pilot_i表示子载波i上的导频子载波的理想值，Kpilot为导频个数，∠为求复信号的角度。
相位跟踪运算为：
Figure BDA00037537232800000813
步骤7：信道估计修正
由步骤6计算到的幅度跟踪值amp和相位跟踪值phase更新信道估计，为了避免当前符号的快速衰落，采用迭代模式更新信道估计值，一般的α＝0.5，其余在区间(0,1)之间的都可以，根据实际环境可以动态调整。计算过程为：
Figure BDA00037537232800000814
Figure BDA00037537232800000815
步骤8：逐个符合分析迭代
符号m＝0分析使用步骤1到7，步骤7更新后的信道估计
Figure BDA0003753723280000091
用于下一个符号，重复步骤5到7迭代完所有的符号，获取到的所有
Figure BDA0003753723280000092
用于后续解调，FEC译码，以及EVM计算，完成后续分析工作。
以上所述之具体实施方式为本发明的较佳实施方式，并非以此限定本发明的具体实施范围，本发明的范围包括并不限于本具体实施方式，凡依照本发明所作的等效变化均在本发明的保护范围内。

Claims (10)

1.一种基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于，包括如下步骤：
(1)HE-LTF时域信号补足：用于对接收到的时域信号补足至设定时长；
(2)信道估计：用于对补足后的时域信号进行信道估计，获取信道估计值；
(3)1x、2x模式拟合：对估计后的信道进行模式拟合；
(4)数据均衡：采用拟合后的信道对数据信号进行均衡处理；
(5)导频跟踪：对频域内各个子载波进行导频相位、幅度跟踪处理；
(6)信道估计修正：根据导频跟踪后的信号修正信道估计值，然后利用该信道估计值迭代分析下一个数据符号，直至分析完所有数据符号。
2.根据权利要求1所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：在步骤(4)执行前，还包括信道滤波步骤：用于对拟合后的信号估计值进行滤波处理。
3.根据权利要求1或2所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：步骤(1)中，HE-LTF时域信号补足的处理方法为：
(101)获取一个信号帧内，去掉GI后的HE-LTF时域信号；
(102)设定4x HELTE的时域时长为设定时长，将HE-LTF时域信号复制a次，a＝1,2或4；
(103)将复制的HE-LTF时域信号依次设置在原始HE-LTF时域信号后，获取镜像后的HE-LTF时域信号。
4.根据权利要求2所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：步骤(2)中，采用LS算法进行信道估计，具体处理方法为：
(201)将补足后的时域信号变换为频域，获得频域信号YK，其中K为HE-LTF频域子载波数；
(202)利用LS方法获取接收训练序列的频域信号YK和发射训练XK的LS信道响应HLS＝[HLS,0,HLS,1,…,HLS,K-1]，计算公式如下：
HLS＝XK *(XKXK *)-1*YK
其中上标*为共轭转置。
5.根据权利要求4所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：步骤(3)的具体处理方法为：
在1xHELTF和2xHELTF模式下，发射训练XK部分子载波取值是0，所有XK＝0的位置记为XK0，所有XK＝±1的位置记为XK1。在20M时，共有256个子载波，那么
Figure FDA0003753723270000011
K0∪K1＝[-128,…,127]，用k表示HELTF的子载波编号，那么训练序列数值为0的子载波k∈k0需要用训练序列数值不为0的子载波k∈K1进行拟合，
在1xHELTF模式下，拟合模式为：
Figure FDA0003753723270000021
在2xHELTF模式下，拟合模式为：
Figure FDA0003753723270000022
其中k1,k2∈K1,k1,k2∈[-128,…,127]，且k1,k2为K1上相邻的两个子载波，拟合后信道估计记为
Figure FDA0003753723270000023
6.根据权利要求5所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：在信道滤波步骤中，滤波因子设计为
Figure FDA0003753723270000024
滤波前信道估计为拟合后的信道估计
Figure FDA0003753723270000025
滤波后的信道估计值记为
Figure FDA0003753723270000026
滤波过程为:
Figure FDA0003753723270000027
在公式里，W(k+i)是W的第k+i个分量,在对子载波k滤波时，当k+i<0或k+i≥K时，则w(k+i)＝0，即
Figure FDA0003753723270000028
7.根据权利要求6所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：步骤(4)中，在接收信号中，数据符号m的频域表示为Ym＝[Ym,0,Ym,1,…,Ym,K-1]，使用滤波后信道估计值
Figure FDA0003753723270000029
进行均衡，均衡后的结果为
Figure FDA00037537232700000210
均衡方法如下：
Figure FDA00037537232700000211
8.根据权利要求7所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：步骤(5)中，
Figure FDA00037537232700000212
的导频子载波记为
Figure FDA00037537232700000213
数据子载波记为
Figure FDA00037537232700000214
对频域内各个子载波进行导频相位、幅度跟踪处理的具体方法为：
(501)幅度跟踪方法为评估导频子载波和理想幅度的平均差异，然补偿所有子载波，具体算法为：
Figure FDA0003753723270000031
其中，
Figure FDA0003753723270000032
表示子载波i的导频子载波，Kpilot为导频个数，|x|为求x的幅度，幅度跟踪运算为：
Figure FDA0003753723270000033
(502)相位跟踪方法为评估导频相位与理想位置±1的相位差平均值，对接收信号进行整体跟踪，具体算法为：
Figure FDA0003753723270000034
其中
Figure FDA0003753723270000035
表示子载波i上的导频子载波，Ym,pilot_i表示子载波i上的导频子载波的理想值，Kpilot为导频个数，∠为求复信号的角度，
相位跟踪运算为：
Figure FDA0003753723270000036
9.根据权利要求8所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于：步骤(6)中，信道估计修正放入具体处理方法为：
根据步骤(5)中的幅度跟踪值和相位跟踪值采用迭代模式更新信道估计，具体算法为：
Figure FDA0003753723270000037
Figure FDA0003753723270000038
其中，α取值区间为(0,1)。
通过步骤(6)获取数据符号m＝0时的更新的信道估计，更新后的信道估计用于下一个符号，重复步骤(4)到(6)，直至迭代完所有的数据符号。
10.一种系统，用于实现权利要求1-9任一项所述的基于OFDM信道估计拟合和修正的方法，其特征在于，包括：
HE-LTF时域信号补足模块：用于对接收到的时域信号补足至设定时长；
信道估计模块：用于对补足后的时域信号进行信道估计，获取信道估计值；
1x、2x模式拟合模块：用于对估计后的信道进行模式拟合；
数据均衡模块：用于采用拟合后的信道对数据信号进行均衡处理；
导频跟踪模块：用于对频域内各个子载波进行导频相位、幅度跟踪处理；
信道估计修正模块：用于根据导频跟踪模块得到的幅度跟踪值和相位跟踪值修正信道估计值，然后利用该信道估计值迭代分析下一个数据符号，直至分析完所有数据符号。
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CN112866160A (zh) * 2020-12-30 2021-05-28 中电科仪器仪表(安徽)有限公司 一种大带宽下高阶调制ofdma-wlan信号分析方法和装置

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