CN105656816A - 梳状导频ofdm系统信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种梳状导频OFDM系统信道估计方法，包括：预设迭代循环次数阈值；采用长、短前导码对接收信号进行OFDM同步，并预设循环次数计数初值；从接收信号的同步位置后提取每个数据符号；利用每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计，之后计算时域相应数据符号的信道估计值；执行信道频域均衡、解调制、解交织和解码，得到解码后的发送信号，更新循环次数计数；若循环次数计数小于预设的迭代循环次数阈值，则对得到的发送信号执行信道编码、交织和调制后作为新的接收信号，并返回重复信道估计；否则若迭代循环前后算法非收敛，则调整同步位置，并预设循环次数初值，重新执行信道估计；否则，完成信道估计，输出解码后的发送信号。本发明能够提高高速移动无线信道的信道估计的准确性。

Description

梳状导频OFDM系统信道估计方法

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种高速移动信道环境下的梳状导频OFDM系统信道估计方法。

背景技术

随着无线通信技术的发展，人们对接收信号的准确性提出了更高的要求，然而发送信号通过无线信道传输后，通常都有衰落和失真，为了使接收端能接收并检测出正确的发送信号，了解信道的相关参数并采取措施进行信道衰落补偿很有必要，信道估计就是在这种情况下出现的一种改进无线通信质量的技术。

IEEE802.11p协议是在IEEE802.11a协议基础上演变而来的，因此，基于IEEE802.11a的无线局域网正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，简称OFDM)系统的信道估计方法，是目前梳状导频OFDM系统应用最广泛的信道估计方法。该方法采用的帧结构根据无线局域网(IEEE802.11a/p)协议规定，其帧结构如图1所示，其中前10个符号(symbol)是短训练序列，即短前导码，用于粗同步，而后面两个符号是长训练序列，即长前导码，用于信道估计和细频偏估计，GI2是保护时隙。其信道估计的两种常用方法包括：

方法一、利用长前导码采用LS(最小二乘法)方法进行信道的初始估计，采用后续数据符号中的导频进行相位跟踪，修正信道估计值；

方法二、采用线性最小均方差(linearminimummean-squareerror，简称LMMSE)方法计算导频位置处的信道估计值，之后采用插值方法(线性插值、拉格朗日插值、三次样条插值等)或基于DFT(数字傅里叶变换)内插法，从导频位置的信道估计值，得到整个数据符号所有载波位置的信道估计值。

上述方法在低速环境或固定不变的环境中，表现很好。但是在高速移动的情况下，由于多普勒频移和信道快速时间选择性衰落导致了OFDM系统的通信质量大幅度下降，上述信道估计方法不再适用。

发明内容

为克服上述信道估计方法在高速移动环境下不能适用的问题，本发明提供一种梳状导频OFDM系统信道估计方法，以使在高速移动环境下也能够提供较好的信道估计。

本发明提供的一种梳状导频OFDM系统信道估计方法，包括：

步骤1、预设迭代循环次数阈值；

步骤2、采用长、短前导码对接收信号进行OFDM同步，并预设循环次数计数初值；

步骤3、从接收信号的同步位置后提取每个数据符号；

步骤4、根据提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值；

步骤5、执行信道均衡；

步骤6、执行信道的解调制、解交织和解码，得到解码后的发送信号，更新循环次数计数；

步骤7、若循环次数计数小于预设的迭代循环次数阈值，则对解码后的发送信号执行信道编码、交织和调制后作为新的接收信号，并返回执行步骤4；否则执行步骤8；

步骤8、若迭代循环前后两次算法非收敛，则调整同步位置，并预设循环次数初值，执行步骤3；否则，完成信道估计，输出解码后的发送信号。

在一实施例中，还包括：

步骤31、判断循环次数是否为预设的循环次数计数初值，若循环次数计数为预设的循环次数计数初值，则步骤3之后直接执行步骤4，否则，对每个数据符号中的导频数据进行载波间干扰消除之后再执行步骤4；

相应的，步骤7中对得到的发送信号执行信道编码、交织和调制后作为新的接收信号，并返回执行步骤4，具体为：

对解码后的发送信号执行信道编码、交织和调制后作为新的接收信号，并返回执行步骤31。

在一实施例中，步骤1中还包括预设均方差阈值，则步骤8中确定迭代循环前后算法是否收敛是通过判断迭代循环前后两次的解码数据之间的均方差是否小于预设的均方差阈值。

在一实施例中，步骤4中的系数估计采用基扩展模型结合LMMSE准则的信道估计方法。

其中，所述基扩展模型可为复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数。

本发明通过采用不同数据符号对应不同的信道估计值的方法，使得计算出的信道估计值可以反映高速移动信道的变化，从而使估计更加准确；通过迭代循环方法不断逼近，也使得估计值更加准确，而且本发明的上述迭代算法可以采用专用数据处理器或硬件实现，因此适用于快速移动的信道估计。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为IEEE802.11p协议的帧结构示意图(与IEEE802.11a帧结构相同，每个符号的时间不同)；

图2为本发明实施例一提供的梳状导频OFDM系统信道估计方法的流程图；

图3为本发明实施例二提供的梳状导频OFDM系统信道估计方法的流程图；

图4为本发明梳状导频OFDM系统信道估计方法应用实施例的仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

为使本发明的技术方案更加清楚，以下结合附图对本发明的实施例进行详细说明。

图2为本发明实施例一提供的梳状导频OFDM系统信道估计方法的流程图，该方法包括：

步骤1、预设迭代循环次数阈值。

通过预设迭代循环次数阈值，保证后续循环的退出机制。一般循环次数可在2～5次之间选择。

步骤2、采用长、短前导码对接收信号进行OFDM同步，并预设循环次数计数初值。

步骤3、从接收信号的同步位置后提取每个数据符号；

步骤4、根据提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计，之后计算时域相应数据符号的信道估计值；

在传统梳状导频的OFDM系统中，信道估计一种是利用长前导码采用LS(最小二乘法)方法进行信道的初始估计，采用后续数据符号中的导频进行相位跟踪，修正每个符号的信道估计值；另一种是利用导频位置的信道估计值，采用插值方法得到各个数据符号所有载波位置的信道估计值，这两种方法都不能准确反映信道各个数据符号的信道估计值。相比之下，本发明在该步骤中，信道估计是不同的数据符号对应不同的导频，利用相应的导频得到基扩展模型系数，从而得到不同的数据符号的时域信道估计值，因此计算量更小，得出的信道估计值可以反映高速移动信道的变化，从而信道估计更加准确。

步骤5、执行信道均衡；

步骤6、执行信道的解调制、解交织和解码，得到解码后的发送信号，更新循环次数计数。

通过更新循环次数计数以记录迭代循环的次数，以在适当的时候退出循环。

步骤71、判断循环次数计数是否小于预设的迭代循环次数阈值；若小于，则执行步骤72，否则执行步骤81；

步骤72、对解码后的发送信号执行信道编码、交织和调制；

将编码、交织和调制后的数据作为新的接收信号，返回执行步骤4；

本发明通过迭代方法不断循环逼近，也使得估计值更加准确，为提高估计的运算效率，减低运算量，当循环次达到预定次数阈值时，结束迭代循环。

步骤81、判断迭代循环前后算法是否收敛，若收敛，则执行步骤82，否则执行步骤83；

步骤82、输出解码后的发送信号；

步骤83、调整同步位置，并预设循环次数初值；

调整同步位置后重新执行步骤3。

本发明通过判断循环前后算法是否收敛，以确定先前的同步位置是否合适，若不收敛，说明同步位置不准确，需要微调同步位置后再次进行信道估计，一般情况下微调一次即可满足准确度要求。

收敛的判断一般判断迭代循环前后两次的解码数据之间的均方差是否小于预设的均方差阈值进行，一般情况下，均方差阈值设为0.001即可满足要求。

上述信道估计中的基扩展模型系数估计中采用基扩展模型结合LMMSE准则的估计方法，基扩展模型可以为复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数，在本实施例中采用的是复指数基函数。

其中，基扩展模型用Q+1个正交基来拟合信道，时域信道冲激响应可以写成公式(1)的形式。

$h(n,l)={\mathrm{\Σ}}_{q=0}^Q{h}^B(q,l)B_{n,q}---\left(1\right)$

上式中，B_n，q表示基函数，h^B(q，l)表示基函数的系数。为了获得整个OFDM符号范围内的信道，需要获得所有点的信道冲激响应h(n,l),如果多径的数目为L，OFDM的子载波数为N，则未知量个数是NxL。而采用基扩展模型，如果正交基个数为Q+1，则未知量的个数下降到(Q+1)xL个。因此只要通过合理设计，满足(Q+1)xL≤N，信道矩阵就是可解的。通常Q的取值比较小，比如2，4，而N一般取值较大，比如取值512，1024，因此(Q+1)xL可以远小于N，用基扩展模型可以极大地减小了信道待估计参数的个数。

当同时考虑已知导频和数据载波的情况时，利用LMMSE准则估计，得到的基函数系数矩阵为：

${\hat{h}}_{LMMSE}=W_{LMMSE}{y}_{pilot}---\left(2\right)$

其中，y_pilot为已知导频数据，W_LMMSE＝R_hP^H(PR_hP^H+R_d+R_npilot)^-1,P＝D_pilots_pilot，D_pilot表示D_q矩阵中由导频(pilot)所在位置提取的矩阵，为已知矩阵，其计算方法如公式(3)所示，

D_q＝FA_qF^H＝Fdiag{B_0，q，B_1，q，…B_N-1，q}F^H(3)

上式中F为离散傅立叶变换矩阵，其第p行q列的元素为F^H为F的共轭转置，F_L为F的前L列。A_q为对角矩阵：

A_q＝diag{B_0，q，B_1，q，…B_N-1，q}(4)

其中，B_0，q，B_1，q，…B_N-1，q由所采用的基函数(复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数)决定。

S_pilot的计算如公式(5)所示。

$S_{pilot}=I_{Q+1}\⊗\left(diag\right\{s_{pilot}\left\}{F}_{Lpilot}\right)---\left(5\right)$

其中，表示克罗内克积，I_Q+1表示(Q+1)x(Q+1)的单位阵，diag{s_pilot}中的s_pilot表示发送的导频数据，F_Lpilot为在F_L中根据导频位置提取的矩阵。R_h＝E(hh^H)表示信道基函数系数的协方差矩阵，R_n＝E(nn^H),R_npilot是在R_n中根据导频位置提取的矩阵。D_data是在D_q矩阵中由数据所在位置提取的矩阵。其中S_data的计算公式类似于公式(5)，只是矩阵的提取换成根据数据的载波位置进行。

本发明通过采用不同数据符号对应不同的时域信道估计值的方法，使得计算出的信道估计值可以反映高速移动信道的变化，从而使估计更加准确；通过迭代循环方法不断逼近，也使得估计值更加准确，而且本发明的上述迭代算法可以采用专用数据处理器或硬件实现，因此适用于快速移动的信道估计。

图3为本发明实施例二提供的梳状导频OFDM系统信道估计方法的流程图，为进一步提高信道估计质量，本实施例中还进行了载波间干扰(ICI)消除工作，即在步骤3和4之间增加消除ICI的操作。

具体为：步骤311、判断循环次数计数是否为预设的循环次数计数初值，即判断是否为首次进入循环，若是，则无需进行消除ICI操作，否则执行步骤312；

步骤312、对每个数据符号中的导频数据进行ICI干扰消除，即从每个数据符号的接收导频中减去ICI噪声。

实施例二中的信道估计公式(2)中，W_LMMSE中的R_d取值为0。ICI噪声可采用现有技术中的噪声消除方法。

本实施例在达到实施例一技术效果的基础上，进一步通过消除ICI干扰，以提高信道估计质量，从而进一步提高信道估计的准确度。

图4为本发明梳状导频OFDM系统信道估计方法与传统信道估计方法仿真结果对比示意图，图中，LMMSE为现有信道估计方法的仿真结果，BEM(基扩展模型BasisExpansionModel)为循环次数为1的仿真结果，迭代BEM为本发明估计方法的仿真结果。从图中可以看出，本发明的信道估计方法在信噪比(SNR)较高的情况下具有较低的误码率。图4的仿真运算中，以N＝64个子载波的OFDM系统为例，工作频段在5.9GHz,信号带宽为10MHz,长短前导码采用IEEE802.11a/p规定的前导码，导频为等间隔的梳状导频，数目为16个。信道采用L＝4径的，每一径的平均功率为其中l＝0,1,2,3,4,最大多普勒频移为8KHz。

采用本发明所提出的信道估计算法，其中信道的基扩展模型是基于复指数基函数扩展建立的，因此由基函数组成的矩阵为B，维数为Nx(Q+1),B的第p行q列的元素B_p，q可以表示为：

$B_{p,q}=e^{j2\mathrm{\π}\frac{(q-\frac{Q}{2})}{N}p},0\≤p\≤N-1,0\≤q\≤Q---\left(6\right)$

在本实施例中，按照发明的信道估计算法，循环2次即可使误比特率下降最多8倍，具体的仿真结果如附图4所示。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (5)

1.一种梳状导频OFDM系统信道估计方法，其特征在于，包括：

步骤1、预设迭代循环次数阈值；

步骤2、采用长、短前导码对接收信号进行OFDM同步，并预设循环次数计数初值；

步骤3、从接收信号的同步位置后提取每个数据符号；

步骤4、根据提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值；

步骤5、执行信道均衡；

步骤6、执行信道的解调制、解交织和解码，得到解码后的发送信号，更新循环次数计数；

步骤7、若循环次数计数小于预设的迭代循环次数阈值，则对解码后的发送信号执行信道编码、交织和调制后作为新的接收信号，并返回执行步骤4；否则执行步骤8；

步骤8、若迭代循环前后算法非收敛，则调整同步位置，并预设循环次数初值，执行步骤3；否则，完成信道估计，输出解码后的发送信号。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，还包括：

步骤31、判断循环次数是否为预设的循环次数计数初值，若循环次数计数为预设的循环次数计数初值，则步骤3之后直接执行步骤4，否则，对每个数据符号中的导频数据进行载波间干扰消除之后再执行步骤4；

相应地，步骤7中对解码后的发送信号执行信道编码、交织和调制后作为新的接收信号，并返回执行步骤4，具体为：

对解码后的发送信号执行信道编码、交织和调制后作为新的接收信号，并返回执行步骤31。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，步骤1中还包括预设均方差阈值，则步骤8中确定迭代循环前后算法是否收敛是通过判断迭代循环前后两次的解码数据之间的均方差是否小于预设的均方差阈值。

4.根据权利要求1～3中任一项所述的方法，其特征在于，步骤4中的系数估计采用基扩展模型结合LMMSE准则的估计方法。

5.根据权利要求4所述的方法，其特征在于，所述基扩展模型为复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数。