CN103346983A - 一种基于梳状导频的ofdm自适应复插值信道估计方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法，确定一组从大到小排列的最大多径时延值，根据复插值算法设计好对应的复插值滤波器，再逐个利用复插值滤波器系数去尝试匹配信道冲击响应，直到当平均信道能量相对于基准信道能量的信道能量比首次不大于信道能量比阈值，上一个最大多径时延值对应的复插值滤波器系数即是需要的复插值滤波器系数，从而实现复插值滤波器系数的自适应确定。本发明通过采用复插值算法，能够对抗更大的多径时延；通过采用多个复插值滤波器系数来匹配信道冲击响应，减少噪声和信道冲击响应镜像成分对信道估计的影响；并可通过实时更新信道能量比来跟踪时变信道，使复插值滤波器系数更为准确。

Description

一种基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法

技术领域

本发明属于OFDM通信技术领域，更为具体地讲，涉及一种基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法。 

背景技术

OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交频分复用）是一种多载波调制技术，在对抗多径衰落方面有着天然的优越性，很适合高速数据传输，因此OFDM在现代无线宽带接入系统中得到了广泛的应用，如DAB(Digital Audio Broadcasting，数字音频广播)，DVB（Digital Video Broadcasting，数字视频广播），3G，LTE（Long Term Evolution，长期演进)，Wi-Fi，WiMax等。在无线OFDM系统中，多径效应和多普勒效应分别会导致无线信道具有频域选择性衰落和时间选择性衰落特性，对采用相干解调的接收机会产生恶劣的影响，使系统性能下降。因而，需要有高性能的信道估计方法来准确地获取信道信息，并通过信道均衡消除多径信道的影响。设计一种低复杂度的信道估计器快速跟踪变化的信道信息，是设计高性能OFDM接收装置的关键技术。信道估计算法很多，最常用的信道估计算法是LS（Least Square，最小二乘）信道估计与MMSE（Minimum Mean-Square Error，最小均方误差）信道估计。LS信道估计简单但易受噪声影响；MMSE信道估计在同等条件下比LS估计误差要小，但它需要信道的自相关性和噪声统计特性，因此更复杂。 

单频网（SFN：Single Frequency Network）由于其组网方式具有：频谱利用率高，能扩大有效覆盖范围，适于移动、便携接收等优点，在近年来得到了广泛的应用，如欧洲的DVB-T/H标准等。在单频网中，所有发射机同时在相同频率上发射相同数据，这样接收机在接收相邻小区或更远小区的发射机数据时，必然会产生长时延多径延时。长时延多径延时会造成严重的频率选择性衰落，这在单载波系统中是无法处理的。因为对于相同的带宽，单载波系统的符号周期要比多载波系统短得多，因而对频率选择性衰落要敏感得多。在多载波系统中，传统的信道估计算法在对抗SFN长时延信道也存在不足。 

在OFDM系统中，多采用基于导频的信道估计算法，即先估计导频处的CFR（Channel Frequency Response，信道频域响应），再利用插值算法估计数据处的CFR。导频是一组随机序列，而且对于接收端来说是已知的，因此可以通过导频接收信号来估计导频处的CFR。导频处信道估计可以采用LS算法、MMSE算法进行。 

插值算法方面，传统的信道估计算法一般采用实系数插值算法，包括多项式插值和数字插值滤波器插值。多项式插值又包括线性内插、二阶高斯内插、三次拉格朗日内插、三次样条内插等。数字插值滤波器插值又包括低通升余弦内插等。根据傅里叶变换性质可知，实插值系数经傅里叶变换得到的时域窗是对称的，结合奈奎斯特抽样定理，最大多径时延τ_max必须满足τ_max＜T_u/2D，其中T_u为OFDM符号周期，D为频域导频间隔。这个要求在SFN长时延信道下不一定能满足。以DVB-T系统中的SFN信道为例，τ_max＜T_u/2D≈150us，但是实际最长多径时延可能超过200μs。此时实系数插值算法就不能满足要求，因此业界提出一种复插值算法来处理长时延SFN信道。图1是理想实插值和复插值低通滤波器对抗多径时延比较图，如图1所示，采用复插值算法的SFN信道可以抵抗更大的多径时延。然而，目前的复插值算法采用固定的复插值系数，无法跟踪时变信道，因此当CIR（Channel Impulse Response，信道冲击响应）与复插值系数进行傅里叶变换得到的时域窗不匹配时，会造成系统性能下降。 

发明内容

本发明的目的在于克服现有技术的不足，提供一种基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法，使用多个复插值滤波器系数对CIR进行匹配来进行复插值滤波器系数优选，从而实时跟踪时变信道，使信道估计更加准确。 

为实现上述发明目的，本发明基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法，其特征在于包括： 

（1）、估计梳状导频处的信道频域响应，得到插零后的梳状导频处的信道频域响应

（2）、构造一个整数集合Ψ={τ₀，τ₁，…，τ_J-1}，集合元素数量J根据实际情况设置，并且满足τ₀＞τ₁＞…＞τ_J-1＞0，最大值τ₀＝N_g，N_g表示OFDM循环前缀包含的子载波个数； 

（3）、采用最宽窗（MWW：Maximum Width Window）方法计算τ₀对应的基准信道能量E[τ₀]，设置梳状导频的一维频域插值（FDI，Frequency Domain Interpolation）输出的平均信道能量与基准信道能量的信道能量比门限值T_h； 

（4）、依次计算τ_i,1≤i≤J-1的对应的平均信道能量E[τ_i]，一旦E[τ_i]/E[τ₀]≤T_h，则

对应的复插值滤波器系数

即是所需的复插值滤波器系数；平均信道能量E[τ_i]的计算方法为： 

4.1）、使最大多径时延τ_max＝τ_iT_s，T_s表示OFDM符号的抽样时间，采用复插值算法计算复插值滤波器系数

n＝-Q,…,Q，Q＝(N_q-1)/2，其中N_q为复插值滤波器阶数，根据实际情况设置； 

4.2）、计算τ_i对应的FDI输出结果： 

${\hat{H}}^{\left({\mathrm{\τ}}_i\right)}\left[k\right]=\underset{n=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{\left({\mathrm{\τ}}_i\right)}\left[n\right]\tilde{H}[k-n];$

4.3）、计算τ_i对应的平均信道能量E[τ_i]： 

$E\left[{\mathrm{\τ}}_i\right]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}^{\left({\mathrm{\τ}}_i\right)}\right[k\left]\right|}^2$

其中，N为OFDM符号的有效子载波个数； 

（5）、根据步骤（4）中得到的复插值滤波器系数计算数据处的信道频域响应： ${\hat{H}}^{\left(\widehat{\mathrm{\τ}}\right)}\left[k\right]=\underset{n=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\Σ}}}{b}^{\left(\widehat{\mathrm{\τ}}\right)}\left[n\right]\tilde{H}[k-n].$

其中，复插值算法包括以下步骤： 

4.1.1）、确定复插值滤波器参数： 

通带频率

其中Δf为OFDM符号的子载波间隔； 

过渡带带宽

其中D为频域导频间隔； 

截止频率 $t_e=t_p+\frac{1}{2}{t}_{\mathrm{sp}};$

4.1.2）计算加权窗函数

4.1.3）、计算实插值滤波器系数

4.1.4）、计算复插值滤波器系数

进一步地，OFDM自适应复插值信道估计方法还包括步骤： 

（6）、设置自适应复插值更新周期，每当周期时间到来时，更新

对应的信道能量比

如果

返回步骤（2）重新进行复插值滤波器系数计算与信道估计，否则复插值滤波器系数保持不变。 

本发明基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法采用了试探性的机制，首先确定一组从大到小排列的最大多径时延值，然后按照复插值算法设计好对应的复插值滤波器，再逐个利用由这些复插值滤波器系数得到的时域窗去尝试匹配CIR，直到当FDI输出的平均信道能量相对于最宽窗方法得到的基准信道能量的信道能量比首次不大于信道能量比门限值T_h，上一个多径时延对应的复插值滤波器系数即是需要的复插值滤波器系数，从而实现复插值滤波器系数的自适应确定。 

本发明基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法可以实现以下有益效果： 

①、相对于传统的实系数插值算法，本发明由于采用了复插值算法，能够对抗更大的多径时延； 

②、本发明通过采用多个复插值滤波器系数来匹配CIR，由此得到的复插值滤波器系数可减少噪声和CIR镜像成分对信道估计的影响； 

③、本发明还可以通过实时更新信道能量比来跟踪时变信道，使复插值滤波器系数自适应变化，从而使信道估计更为准确； 

④、对于确定的整数集合Ψ，

可以事先计算好，因此可以快速跟踪信道变化。 

附图说明

图1是理想实插值和复插值低通滤波器对抗多径时延比较图； 

图2是采用本发明的OFDM系统示意图； 

图3是二维离散导频的转化示意图； 

图4是本发明基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法的一种具体实施方式流程图； 

图5是实插值滤波器时域参数示意图； 

图6是SFN回声时延对误码性能影响示意图； 

图7为AWGN信道下误码性能仿真； 

图8为诺基亚手持信道下误码性能仿真。 

具体实施方式

下面结合附图对本发明的具体实施方式进行描述，以便本领域的技术人员更好地理解本发明。需要特别提醒注意的是，在以下的描述中，当已知功能和设计的详细描述也许会淡化本发明的主要内容时，这些描述在这里将被忽略。 

实施例 

图2是采用本发明的OFDM系统示意图。如图2所示，采用本发明的OFDM系统，在接收端通过梳状导频得到导频处的CFR，再根据本发明对复插值滤波器系数进行自适应调整，根据得到的复插值滤波器系数进行信道估计。本发明针对导频结构采用梳状导频的OFDM系统，且梳状导频仅进行FDI。二维离散导频可通过在时间方向插值（TDI：Time Direction Interpolation）得到虚拟导频估计值。图3是二维离散导频的转化示意图。如图3所示，二维离散导频经过TDI转化成为了梳状导频，因此本发明也适应于导频结构采用二维离散导频的OFDM系统。 

图4是本发明基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法的一种具体实施方式流程图。如图4所示，本发明包括以下步骤： 

S401：导频处信道估计，即估计梳状导频处的信道频域响应，得到插零后的梳状导频处的信道频域响应

本实施例中，梳状导频处的信道估计采用LS算法，得到插零后的梳状导频处的频率响应： 

其中，X[k]为接收端已知的导频发送信号，Y[k]为接收端接收到的导频接收信号，k为导频在频域上的频点。 

S402：构造一个整数集合Ψ={τ₀，τ₁，…，τ_J-1}，集合元素数量J根据实际情况设置，并且满足τ₀＞τ₁＞…＞τ_J-1＞0，最大值τ₀＝N_g，N_g表示OFDM循环前缀 包含的子载波个数。 

S403：采用MWW方法计算τ₀对应的基准信道能量E[τ₀]，设置梳状导频的一维频域插值FDI输出的平均信道能量与基准信道能量的信道能量比门限值T_h。 

MWW方法是将最大多径时延τ_max取循环前缀（CP：Cyclic Prefix）长度进行复插值设计的方法，即τ_max＝N_gT_s，其中：N_g表示CP包含子载波个数，T_s表示OFDM符号的抽样时间。采用MWW方法得到的信道能量最大，因此本发明以此为基准信道能量。随着我们选择的窗函数宽度减小，得到的能量也在减小。选择窗函数宽度的准则是：窗的宽度尽量小，这样可以滤除更多的噪声，但是窗的宽度也不能太小，以免滤除需要的CIR部分，因此在实际应用中通常信道能量比门限值T_h会选择略小于1。能量比门限值T_h根据功率时延谱、信噪比这两个信道参数进行选择，在实际应用中，可针对信道通过大量试验获得合适的值。 

S404：初始化i＝1； 

S405：计算τ_i对应的FDI输出结果，具体计算方法为： 

5.1）、使最大多径时延τ_max＝τ_iT_s，其中T_s表示OFDM符号的抽样时间，采用复插值算法计算复插值滤波器系数

n＝-Q,…,Q，Q为复插值滤波器长度，Q＝(N_q-1)/2，其中N_q为复插值滤波器阶数，根据实际情况设置。在实际应用中，N_q的取值需要在复杂度和性能之间取折中，可通过尝试方法获得。 

复插值算法通常包括两步：第一步，设计相应的实插值滤波器；第二步，将实插值滤波器转化为需要的复插值滤波器。实插值滤波器的设计方法有很多种，如FIR（Finite Impulse Response，有限冲击响应），IIR（Infinite Impulse Response，无限脉冲响应），Parks-McClellan等。其中应用最广泛的是低通sinc加窗函数的FIR设计法。窗函数可以有很多选择，如矩形窗，三角窗，Hanning（汉宁）窗，Hamming（海明）窗，Kaiser（凯泽）窗等。 

图5是实插值滤波器时域参数示意图。本实施例中，以低通sinc加Kaiser窗为例，并结合图5来说明复插值滤波器系数计算的步骤，包括： 

5.1.1）、确定实插值滤波器时域参数，包括： 

通带频率

其中Δf为OFDM符号的子载波间隔； 

过渡带带宽其中D为频域梳状导频间隔。 

截止频率 $t_e=t_p+\frac{1}{2}{t}_{\mathrm{sp}}.$

5.1.2）计算加权窗函数

本实施例中采用的是Kaiser窗，其窗函数

其中I₀(·)表示第一类零阶修正贝塞尔函数，α为Kaiser窗的形状因子： 

$\mathrm{\&alpha;}=\left\{\begin{array}{c}0.1102(A_s-8.7),A_s\&GreaterEqual;50\\ 0.5842{(A_s-21)}^{0.4}+0.07886(A_s-21),21<{\mathrm{SA}}_s<50\end{array}\right..$

A_s＝14.36(N_q-1)t_sp+7.95，为实插值滤波器的阻带衰减。 

5.1.3）、计算实插值滤波器系数

5.1.4）、计算复插值滤波器系数

5.2）、计算梳状导频的FDI输出结果： 

${\hat{H}}^{\left({\mathrm{\&tau;}}_i\right)}\left[k\right]=\underset{n=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}^{\left({\mathrm{\&tau;}}_i\right)}\left[n\right]\tilde{H}[k-n].$

复插值滤波器系数

经傅里叶变换可得到时域窗，

经博立叶变换可得到CIR，本步骤即实现了时域窗与CIR的匹配。 

S406：计算τ_i对应的平均信道能量E[τ_i]： 

$E\left({\mathrm{\&tau;}}_i\right)=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\hat{H}}^{\left({\mathrm{\&tau;}}_i\right)}\right[k\left]\right|}^2$

其中，N为OFDM符号的有效子载波个数。 

S407：判断是否E[τ_i]/E[τ₀]≤T_h，如果E[τ_i]/E[τ₀]≤T_h，令

则

对应的复插值滤波器系数

即是所需的复插值滤波器系数，进入步骤S409；如果E[τ_i]/E[τ₀]＞T_h，进入步骤S408。 

S408：i＝i+1，返回步骤S405。 

S409：输出得到的复插值滤波器系数进入步骤S410。 

S410：计算数据处的信道频域响应：

在时变信道下，上述求出的复插值滤波器系数

经FDI输出的平均信道能量与MWW方法得到的信道能量均会随着时间变化，信道能量比E[τ_i]/E[τ₀]也会随着时间变化。为了实现对时变信道的跟踪，在实际应用中，设置自适应复插值更新周期，每当周期时间到来时，更新

对应的信道能量比E[τ_i]/E[τ₀]，如果E[τ_i]/E[τ₀]＞T_h，返回步骤S402重新进行复插值滤波器系数计算，否则复插值滤波器系数保持不变。 

相对于传统的实系数插值算法，本发明由于采用了复插值算法，故能够对抗更大的多径时延，特别适用于SFN系统。本发明通过采用多个复插值滤波器来匹配CIR，由此得到的复插值滤波器系数可减少噪声和CIR镜像成分对信道估计的影响。本发明还可以通过更新信道能量比来跟踪时变信道，使复插值滤波器系数自适应变化，使信道估计更为准确。同时因为对于确定的整数集合Ψ， 可以事先计算好，因此可以快速跟踪信道变化。 

采用本实施例所述的基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法对DVB-T系统中的一个具体实施案例进行仿真。仿真参数为：FFT点数为8192，星座模式为64QAM，OFDM符号周期为896μs，CP模式为1/4，频域导频间隔D=3，滤波器阶数N_q＝25，并且仿真系统采用了码率为2/3的卷积编码。信道参数：长时延两径SFN信道，AWGN信道和短时延诺基亚手持信道。其中：两径SFN信道包含一个0dB回声信道。表1为诺基亚手持信道的功率时延谱。 

表1 

设置整数集合Ψ={2048,1024,512,256,128,64}，在三种信道中，信道能量比T_h 都取0.91。 

在仿真结果图中，因为MMSE算法引入的性能损失几乎可以忽略不计，因此本实施例中将其性能当作参考标准。图6是SFN回声时延对误码性能影响示意图。如图6所示，信噪比SNR设置为22dB，图中低通升余弦内插器的阶数N_q=49。由图6可以看出，多项式插值的阶数越高，能对抗的最大多径时延就越长。而低通升余弦插值的性能比多项式插值要好。自适应复插值算法的性能比前两种要好得多，和MMSE算法差不多。图7为AWGN信道下误码性能仿真。图8为诺基亚手持信道下误码性能仿真。由图7、图8可以看出，在这两种信道下，实系数插值和MWW方法的性能差不多，而自适应复插值算法的性能比他们都好，和MMSE算法差不多。 

尽管上面对本发明说明性的具体实施方式进行了描述，以便于本技术领域的技术人员理解本发明，但应该清楚，本发明不限于具体实施方式的范围，对本技术领域的普通技术人员来讲，只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内，这些变化是显而易见的，一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。 

Claims (3)

1.一种基于梳状导频的OFDM自适应复插值信道估计方法，其特征在于包括以下步骤：

（1）、估计梳状导频处的信道频域响应，得到插零后的梳状导频处的信道频域响应

（2）、构造一个整数集合Ψ={τ₀，τ₁，…，τ_J-1}，集合元素数量J根据实际情况设置，并且满足τ₀＞τ₁＞…＞τ_J-1＞0，最大值τ₀＝N_g，N_g表示OFDM循环前缀包含的子载波个数；

（3）、采用最宽窗方法计算τ₀对应的基准信道能量E[τ₀]，设置梳状导频的一维频域插值FDI输出的平均信道能量与基准信道能量的信道能量比门限值T_h；

（4）、依次计算τ_i,1≤i≤J-1的对应的平均信道能量E[τ_i]，一旦E[τ_i]/E[τ₀]≤T_h，则

对应的复插值滤波器系数即是所需的复插值滤波器系数；平均信道能量E[τ_i]的计算方法为：

4.1）、使最大多径时延τ_max＝τ_iT_s，T_s表示OFDM符号的抽样时间，采用复插值算法计算复插值滤波器系数

n＝-Q,…,Q，Q＝(N_q-1)/2，其中N_q为复插值滤波器阶数，根据实际情况设置；

4.2）、计算τ_i对应的FDI输出结果：

${\hat{H}}^{\left({\mathrm{\&tau;}}_i\right)}\left[k\right]=\underset{n=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}^{\left({\mathrm{\&tau;}}_i\right)}\left[n\right]\tilde{H}[k-n];$

4.3）、计算τ_i对应的平均信道能量E[τ_i]：

$E\left[{\mathrm{\&tau;}}_i\right]=\frac{1}{N}\underset{k=0}{\overset{N-1}{\mathrm{\&Sigma;}}}{\left|{\hat{H}}^{\left({\mathrm{\&tau;}}_i\right)}\right[k\left]\right|}^2$

其中，N为OFDM符号的有效子载波个数；

（5）、根据步骤（4）中得到的复插值滤波器系数计算数据处的信道频域响应： ${\hat{H}}^{\left(\widehat{\mathrm{\&tau;}}\right)}\left[k\right]=\underset{n=-Q}{\overset{Q}{\mathrm{\&Sigma;}}}{b}^{\left(\widehat{\mathrm{\&tau;}}\right)}\left[n\right]\tilde{H}[k-n].$

2.根据权利要求1所述的OFDM自适应复插值信道估计方法，其特征在于，所述复插值算法包括以下步骤：

4.1.1）、确定复插值滤波器参数：

通带频率

其中Δf为OFDM符号的子载波间隔；

过渡带带宽

其中D为频域导频间隔；

截止频率 $t_e=t_p+\frac{1}{2}{t}_{\mathrm{sp}};$

4.1.2）计算加权窗函数

4.1.3）、计算实插值滤波器系数

4.1.4）、计算复插值滤波器系数

3.根据权利要求1或2所述的OFDM自适应复插值信道估计方法，其特征在于，还包括步骤：

（6）、设置自适应复插值更新周期，每当周期时间到来时，更新

对应的信道能量比

如果

返回步骤（2）重新进行复插值滤波器系数计算与信道估计，否则复插值滤波器系数保持不变。

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