JP2006506921A - マルチ・キャリア信号のガード間隔を使用したチャネル推定 - Google Patents

Abstract

直交周波数分割多重（「ＯＦＤＭ」）を使用した通信方法は、送信機から送信されるＯＦＤＭシンボルとして変調される、ビット・ストリームｂ_ｎ∈（０，１）、ｎ＝０，１，．．．，Ｋ−１、および、ｋがＯＦＤＭシンボル数である、対応する周波数領域キャリア振幅（Ｘ_０（ｋ）〜Ｘ_Ｎ（ｋ））のセットを生成することからなる。プレフィックスは、サンプル・ストリーム内にガード間隔として挿入され、ＯＦＤＭシンボルが、送信機から受信機へ送信される。受信機は、プレフィックスからの情報を使用して、送信チャネルのチャネル・インパルス応答（Ｈ^（Ｆ） _Ｄ）を推定し、推定されたチャネル・インパルス応答
【数１】

を使用して、受信された信号のビット・ストリームを復調する。プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）は、決定論的であり、受信機ならびに送信機にとって既知である。好ましくは、プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）は、少なくとも１つの重みファクタ（α_ｋ）を乗算される前記シンボルに共通であるベクトル（Ｐ_Ｄ）を含む。重みファクタ（α_ｋ）は好ましくは、シンボルごとに異なるが、所与のベクトル（Ｐ_Ｄ）の要素は、同じ重みファクタで乗算される。好ましくは、重みファクタ（α_ｋ）は複素擬似ランダム数を有する。

Description

本発明は、直交周波数分割多重（「ＯＦＤＭ」）を使用した通信に関し、より詳細には、ＯＦＤＭ通信におけるチャネル推定および追跡に関する。

現代の高データレート通信システム（デジタル音声放送−ＤＡＢ、地上デジタルビデオ放送−ＤＶＢ−Ｔ、および、たとえば、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２、ＩＥＥＥ８０２．１１ａなどの広帯域無線アクセスネットワーク−ＢＲＡＮ）のほとんどについて、ＯＦＤＭ通信が選択されてきた。しかし、ほとんどの場合、受信機は、チャネル・インパルス応答の正確な推定を必要とする。

知られている多くのＯＦＤＭシステムでは、サイズＮ∈Ｎ^＋の各ＯＦＤＭシンボルは、チャネル・インパルス応答（ＣＩＲ）より長いガード間隔によって先行され、Ｄ∈Ｎ^＋サンプルの循環式（ｃｙｃｌｉｃ）プレフィックスは、送信機においてガード間隔として挿入され、プレフィックスは、使用可能なＯＦＤＭシンボル時間領域サンプルから循環式に複製されるＤサンプルからなる。循環式プレフィックスは、受信機において非常に簡単な等化を可能にし、周波数選択性のあるチャネル出力を、それぞれが各サブキャリアに対応するＮ個の並列な一様なフェージングがかかった独立サブチャネル出力に変換するために、循環式プレフィックスは廃棄され、それぞれの打ち切られたブロックが、たとえば、フーリエ変換（通常、高速フーリエ変換）を使用して処理される。等化のために、多数の方策が存在する。たとえば、ゼロ強制手法に従って、それぞれのサブチャネルの出力は、出力がゼロでなければ、対応するサブキャリアの推定されたチャネル係数で割り算される。

他のデジタル通信システムと同様に、ＯＦＤＭ変調は、ユーザが、たとえば、車で高速に移動している時に特に発生する大きなドプラのばらつきにおける問題に遭遇する。たとえば、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２は、最高３ｍ／ｓの速度（「歩行者速度」）でのみ動作するように設計された。したがって、チャネル・インパルス応答は、特に、大きなドプラのばらつきが存在する時には、絶えず、追跡され、更新される必要がある。

既知のＯＦＤＭ通信システムでは、ＯＦＤＭシンボルごとにその位置を変えることが可能なパイロット・トーンが付加される。パイロット・トーンの振幅および位置は、受信機にとって既知である。受信機は、パイロット・トーンを使用して、対応するキャリアのチャネル係数を推定する。この方法は、広く使用されているが、一定数のキャリアが、パイロット・トーンのため使われるために、データに使用し得ないという理由で、システム性能を低下させる。

学習系列を付加することも知られている（たとえば、Ｍ．ＡｌａｒｄおよびＲ．Ｌａｓｓａｌｌｅによる「Ｐｒｉｎｃｉｐｌｅｓ ｏｆ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｃｈａｎｎｅｌ ｃｏｄｉｎｇ ｆｏｒ ｄｉｇｉｔａｌ ｂｒｏａｄｃａｓｔｉｎｇ ｆｏｒ ｍｏｂｉｌｅ ｒｅｃｅｉｖｅｒ」ＥＢＵ Ｒｅｖｉｅｗ Ｔｅｃｈｎｉｃａｌ Ｎｏ．２２４，Ａｕｇｕｓｔ １９８７を参照されたい）。たとえば、ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２では、フレーム当たり少なくとも２つの学習ＯＦＤＭシンボルが存在する（すなわち、２ｍｓ当たり、全部で２．４μｓの持続期間の２つのＯＦＤＭシンボル）。チャネルが高速に変化する場合、より多くの訓練系列が存在しなければならず、その結果は、システム性能の低下がさらに大きくなることである。

既知のシステムの多くは、チャネル・ヌルの存在下でＯＦＤＭの全てのキャリアを復号
することが不可能である。最近の革新は、チャネル・ヌルの存在下にあっても、ＯＦＤＭシンボルを復号する方法を提案している（たとえば、Ｂ．Ｍｕｑｕｅｔ，Ｍａｒｃ ｄｅ
Ｃｏｕｒｖｉｌｌｅ，Ｇ．Ｂ．Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，Ｚ．Ｗａｎｇ，Ｐ．Ｄｕｈａｍｅｌによる「Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ ｆｏｒ Ｚｅｒｏ−Ｐａｄｄｅｄ ＯＦＤＭ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ」ｔｈｅ ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ
Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ （「ＩＣＡＳＳＰ」）２０００という名称の出版物、および、Ｍｕｑｕｅｔ，Ｂ．；ｄｅ
Ｃｏｕｒｖｉｌｌｅ，Ｍ．；Ｄｕｎａｍｅｌ，Ｐ．；Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，Ｇ．による「ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ ｔｒａｉｌｉｎｇ ｚｅｒｏｓ ｖｅｒｓｕｓ ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ：ｌｉｎｋｓ，ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｓ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈｅ ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２ ｓｙｓｔｅｍ」ｔｈｅ ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，２０００，Ｖｏｌｕｍｅ：２という名称の出版物を参照されたい）。しかし、これらの出版物は、上記に関するチャネル推定およびチャネル追跡に関する問題に対する対応を提案していない。

理想的には、ＯＦＤＭ変調システムは、古典的なＯＦＤＭの利点を全て維持し、さらに、受信機における、非常に簡単で、かつ、完全に盲目的なチャネル推定を可能にするはずである。システムにはさらなる冗長性は付加されないはずであり、したがって、帯域は失われないはずである。こうしたシステムは、移動度が低いシナリオでは有利であるはずであり、ＯＦＤＭシステムを移動度が高いシナリオにも適用可能にするはずである。

以下に提示される例および説明の多くは、Ｎ＝４・Ｄという仮定に基づく、すなわち、プレフィックスのサイズ（Ｄサンプル）は、使用可能なＯＦＤＭシンボルのサイズ（Ｎサンプル）の４分の１であると仮定する。これは、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２またはＩＥＥＥ８０２．１１の場合に対応する。この制約は、単純化のためだけに導入される。例および説明は、より一般的に、Ｎ∈Ｎ^＋、Ｄ∈Ｎ^＋の場合に適用可能であり、必要な適応は基本的に簡単であることが理解されるであろう。

本発明は、添付特許請求の範囲に記載されるＯＦＤＭを使用した通信方法、および、通信用の送信機および受信機を提供する。

図１はＯＦＤＭ変調器１を備える送信機およびＯＦＤＭ変調器２を備える受信機を備え、送信機および受信機は、通信チャネル３を通して通信する、本発明の一実施形態によるＯＦＤＭ通信システムを示す。

入力ビット・ストリームｂ_ｎ∈（０，１）、ｎ＝０，１，．．．，Ｋ−１は、Ｎ個のキャリアのセット上で変調され、キャリア振幅は、ＯＦＤＭシンボル数ｋに対応するベクトルＸ（ｋ）＝（Ｘ_０（ｋ），Ｘ_１（ｋ），．．．，Ｘ_Ｎ−１（ｋ））^Ｔによって与えられる。その後、時間領域ＯＦＤＭ信号が、手段４によって生成され、手段４は、逆フーリエ変換演算、または、好ましくは、逆高速フーリエ変換（「ＩＦＦＴ」）演算［Ｆ_Ｎ］^−１＝［Ｆ_Ｎ］^Ｈを実施し、この時、［Ｆ_Ｎ］^Ｈ＝（［Ｆ_Ｎ］^Ｔ）^＊であり、ここで、（・）^Ｔは転置作用素であり、（・）^＊は複素共役作用素であり、
ｘ（ｋ）＝［Ｆ_Ｎ］^−１Ｘ（ｋ）＝（ｘ_０（ｋ），ｘ_１（ｋ），．．．，ｘ_Ｎ−１（ｋ））^Ｔ （式１）
であり、ここで、

および

である。

得られる並列信号ｘ（ｋ）ベクトルは、並列−直列変換器５によって直列信号に変換され、直列デジタル信号ｘ_ｎを生成するために、Ｄ×１ベクトルＰ_Ｄ＝（ｃ_０，．．．，ｃ_Ｄ−１）^Ｔで表されるプレフィックスが、それぞれのＯＦＤＭシンボル間のガード間隔として信号内に挿入される。直列デジタル信号ｘ_ｎは、次に、デジタル−アナログ変換器６によってアナログ信号ｘ（ｔ）に変換され、チャネル３を通して送信される。

チャネル３は、チャネル・インパルス応答Ｈ（ｋ）＝Ｃ（ｋ）を有し、雑音νも導入する。
受信機２において、アナログ信号ｒ（ｔ）が受信され、アナログ−デジタル変換器７によってデジタル信号ｒ_ｎに変換される。デジタル信号ｒ_ｎは、次に、直列−並列変換器によって並列信号ｒ（ｋ）に変換され、変調信号ｓ^ｅｓｔ（ｋ）を生成するために、等化および復調手段９によって等化され、復調される。以下の解析では、単純化するために、雑音を考慮することが省略される。しかし、雑音を考慮することによって、結果が大幅には変更されない。

一部の知られているＯＦＤＭ通信システムでは、ガード間隔を使用して、たとえば、以下のように、循環式プレフィックスを導入することによって、ある冗長性が付加される（Ｄサンプルの冗長性が付加される）。
ｘ^（ＣＰ）（ｋ）＝（ｘ_Ｎ−Ｄ（ｋ），．．．，ｘ_Ｎ−１（ｋ），ｘ_０（ｋ），ｘ_１（ｋ），．．．，ｘ_Ｎ−１（ｋ））^Ｔ
換言すれば、プレフィックスを生成するために、フレームの終わりからのデータが、送信機によって繰り返される。

しかし、本発明のこの実施形態によれば、ＯＦＤＭシンボル数ｋのガード間隔として挿入されるプレフィックス・サンプルα_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１は、決定論的であり、前記受信機ならびに前記送信機にとって既知である。プレフィックスは、プレフィックスが全体の形態α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１を有するように、少なくとも１つの重みファクタα_ｋを乗算されるシンボルに共通である、サイズＤ×１のベクトルＰ_Ｄ＝（ｃ_０，．．．，ｃ_Ｄ−１）^Ｔを含む。重みファクタα_ｋは、シンボルごとに一定であってよい。しかし、本発明の好ましい実施形態では、重みファクタα_ｋは、シンボルごとに異なり、所与のベクトルＰ_Ｄの要素は、同じ重みファクタで乗算される。送信機のＯＦＤＭ変調器がこのように機能する状態で、受信機におけるブラインド・チャネル推定が、単純に、かつ、算術的な複雑さが小さい状態で行われ得る。特に、受信機は、データ帯域幅を喪失することなく、チャネル・インパルス応答を絶えず推定し、追跡し得る。さらに、受信機の復調器は、非常に低い算術コスト（中程度の性能）から高い算術コスト（非常に良好なシステム性能）にわたる、有利な特性を有し得る。

より詳細には、本発明の好ましい実施形態では、ガード間隔に付加されるＤサンプルのプレフィックスは、Ｄサンプルの事前に計算された適当なベクトルＰ_Ｄ＝（ｃ_０，．．．
，ｃ_Ｄ−１）^Ｔを含み、そのベクトルは、データに独立であり、最新のＯＦＤＭシンボルの数ｋに依存するだけである擬似ランダムファクタα_ｋによって重み付けされる。
ｘ^{（ｃｏｎｓｔ）}（ｋ）＝（α_ｋｃ_０，．．．，α_ｋｃ_Ｄ−１，ｘ_０（ｋ），ｘ_１（ｋ），．．．，ｘ_Ｎ−１（ｋ））^Ｔ（式２）
以下の解析のために、第２プレフィックス／ＯＦＤＭシンボルは、以下のように規定される。
ｘ^{（ｃｏｎｓｔ，ｐｏｓｔ）}（ｋ）＝（ｘ_０（ｋ），ｘ_１（ｋ），．．．，ｘ_Ｎ−１（ｋ），α_ｋ＋１ｃ_０，．．．，α_ｋ＋１ｃ_Ｄ−１）^Ｔ（式３）
α_ｋについて、いくつかの選択が可能である。α_ｋ∈Ｃを選択し得る。すなわち、α_ｋは任意の複素値であり得る。しかし、｜α_ｋ｜≠１である任意のα_ｋは、本発明の好ましい実施形態に比較して、性能低下をもたらす。

α_ｋの選択を、多少一般性は欠くが、｜α_ｋ｜＝１であるα_ｋ∈Ｃに制限することが可能である。この選択は通常、良好なシステム性能をもたらすが、復号工程を不必要に複雑にする。

したがって、本発明の好ましい実施形態では、α_ｋの位相が、

であるように選択される。ここで、ｍは整数であり、Ｎは使用可能なＯＦＤＭシンボル・サイズであり、Ｄは擬似ランダム・プレフィックスのサイズである。この選択は、以下に述べる特定の復号方法を使用する時に特に有利である。

単純化のために、以下の解析は、重みファクタが、ｍが整数である、

として選択されたと仮定する。しかし、先に提示した場合の任意の場合に対する算術的適応は簡単であることが理解されるであろう。

α_ｋを、その位相がＯＦＤＭシンボルごとに変わるように選択することが非常に有用であることがわかる。一定プレフィックスＰ_Ｄは、好ましくは、ある基準、たとえば、以下に関して選択される。
・周波数領域では、Ｐ_Ｄは、データ・キャリアに使用される周波数帯域にわたってできる限り平坦である。
・周波数領域では、Ｐ_Ｄは、帯域の全ての未使用部分についてできる限りゼロに近い。
・時間領域では、Ｐ_Ｄは、低いピーク−平均−電力比（ＰＡＰＲ）を有する。
・Ｐ_Ｄの長さは、ＯＦＤＭガード間隔のサイズ、すなわち、Ｄサンプルである。別法として、より短い長さの系列

が選択されてもよく、

ゼロが付加される。

これらの基準を用いて、送信機を複雑にすることなく、受信機は、チャネル・インパルス応答を盲目的に推定し、チャネル・インパルス応答の変化を盲目的に追跡し、算術的に簡単な等化を実施することが可能である。

本発明の好ましい実施形態によるＯＦＤＭシンボルのフレームの例が図２に示される。システムの動作は、α_ｋが一定で、１に等しい特定の場合についてまず述べられるであろう。

ここで、送信機の変調単位が明確に規定される。以下では、受信機で実施される動作が考えられる。復調器９の入力で選択されたそれぞれの受信ＯＦＤＭシンボルは、次に、（加法雑音を無視して）以下のように表される。
ｒ（ｋ）＝［Ｈ_ＩＢＩ］・ｘ^{（ｃｏｎｓｔ，ｐｏｓｔ）}（ｋ−１）＋［Ｈ_ＩＳＩ］・ｘ^{（ｃｏｎｓｔ，ｐｏｓｔ）}（ｋ）（式４）
ここで、復調器９のチャネル・インパルス応答は、ｈ＝（ｈ_０，．．．，ｈ_Ｄ−１）であると仮定され、［Ｈ_ＩＢＩ］はブロック間干渉に対応する復調器９のチャネル行列の寄与であり、［Ｈ_ＩＳＩ］はシンボル間干渉に対する寄与である。

ブロック間干渉に対応する受信信号の成分［Ｈ_ＩＢＩ］ｒ（ｋ−１）は図３に示され、空白要素はゼロ値に対応し、たとえば、Ｎ＝４・Ｄ（たとえば、ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２またはＩＥＥＥ８０２．１１の場合、Ｎ＝６４およびＤ＝１６である）である。［Ｈ_ＩＢＩ］は、図７に示す、サイズ（Ｄ−１）×（Ｄ−１）の三角形部分行列［Ｈ_１］を上側右手角に有し、行列の他の要素がゼロである、サイズ（Ｎ＋Ｄ）×（Ｎ＋Ｄ）の行列であることが分かるであろう。

シンボル間干渉に対応する受信信号の成分［Ｈ_ＩＳＩ］ｒ（ｋ−１）は、図３と同じ場合について、同じ方法で、図４に示される。［Ｈ_ＩＳＩ］は、図７に示す、三角形部分行列［Ｈ_１］を主対角線上に有し、図８に示す、サイズＤ×Ｄの三角形部分行列［Ｈ_０］を主対角線のすぐ下の対角線上に有し、行列の他の要素がゼロである、サイズ（Ｎ＋Ｄ）×（Ｎ＋Ｄ）の行列であることが分かるであろう。

復調器９によって見られるチャネル・インパルス応答は、図５に示すように、ブロック間干渉［Ｈ_ＩＢＩ］とシンボル間干渉［Ｈ_ＩＳＩ］の合計によって表される。この例について得られる信号は、図９に示され、この例では、ｒ_０（ｋ）〜ｒ_４（ｋ）は、チャネルによって畳み込まれた先行するプレフィックスおよび後続のプレフィックスの寄与を同様に含むＯＦＤＭシンボル＃ｋの連続する部分であり、ｘ_０（ｋ）〜ｘ_３（ｋ）は、送信された使用可能な信号の、サイズＤの対応する部分であり、ｘ_４（ｋ）は、後続のプレフィックスのサイズＤの対応する部分である。もちろん、例は、任意のＮ∈Ｎ^＋、Ｄ∈Ｎ^＋に一般化されてもよい。

受信信号の部分の期待値は以下の通りである。

ＯＦＤＭシンボルの使用可能な部分ｘ_０（ｋ）〜ｘ_３（ｋ）は、ゼロ平均を有する擬似ランダムであるため、多数のシンボルにわたってゼロになる傾向があることが理解されるであろう。しかし、プレフィックスＰ_Ｄは、受信機には既知であり（この実施形態では、連続するシンボルにわたって一定である）、プレフィックスＰ_Ｄによって、多くの数Ｒのシンボルにわたって、期待値Ｅ_０およびＥ_４を近似することによって、［Ｈ］＝［Ｈ_０］＋［Ｈ_１］を推定することが可能になる。

そのため、期待値Ｅ_０およびＥ_４の和は、
Ｅ_０＋Ｅ_４＝（［Ｈ_０］＋［Ｈ_１］）・Ｐ_Ｄ＝［Ｈ］・Ｐ_Ｄ（式１１）
によって与えられる。

本発明による、Ｄシンボルに関してチャネル・インパルス応答を推定する方法の第１の実施形態は、以下のように上記式を利用する。

ここで、行列［Ｆ_Ｄ］および［Ｆ_Ｄ］^−１＝［Ｆ_Ｄ］^Ｈ＝（［Ｆ_Ｄ］^Ｔ）^＊は、それぞれ、（高速）フーリエ変換および逆（高速）フーリエ変換行列であり、プレフィックスＰ_ＤはサイズＤである。行列［Ｈ_０］、［Ｈ_１］、および［Ｈ］は、それぞれ、図７、図８、および図６によって示される。

したがって、この第１の方法では、チャネル・インパルス応答は、以下のステップを使用して推定される。
・Ｖ_ＨＰ＝（［Ｈ_０］＋［Ｈ_１］）・Ｐ_Ｄ＝Ｅ_０＋Ｅ_４についてＦＦＴ_Ｄ×Ｄを実施するステップ
・Ｖ_Ｐ＝Ｐ_ＤについてＦＦＴ_Ｄ×Ｄを実施するステップ
・第２の

によって、第１の結果の成分ごとの割り算を実施するステップ

・

についてＩＦＦＴを実施するステップ

得られるチャネル推定は、サイズＤ×１の

である。この方法は、計算がサイズＤ×Ｄの行列に基づくため、多くの環境でうまく働き、算術的コストが低い。しかし、通常、サイズＮ＞ＤサンプルであるＯＦＤＭシンボルは、この推定に基づいて等化されるであろう。そのため、この方法は、プレフィックス・スペクトルが、ＦＦＴ_Ｄ×Ｄ領域のどこででも非ゼロである場合、非常にうまく働く（また、もちろん、どこででもチャネル雑音を十分に超える）。これは、他の環境ではやっかいな制限であり得る。

本発明による、Ｄキャリアについてのチャネル・インパルス応答を推定する方法の第２の実施形態は、算術的コストの増加という犠牲を払ってこの制限を回避する。この第２の方法は、先に提示した、ＦＦＴ_Ｄ×Ｄ領域における逆畳み込みに基づいて推定

しないが、受信ベクトル（［Ｈ_０］＋［Ｈ_１］）・Ｐ_Ｄに基づいて直接推定

する。これは、観測を利用することによって可能である。

この式は、図１０においてより詳細に表される。この第２の方法では、チャネル・インパスル応答は以下のステップを使用して推定される。
・

についてＦＦＴ_{（Ｎ＋Ｄ）×（Ｎ＋Ｄ）}を実施するステップ・

についてＦＦＴ_{（Ｎ＋Ｄ）×（Ｎ＋Ｄ）}を実施するステップ
・成分ごとの割り算

を実施するステップ
・望まれる場合、

についてＩＦＦＴを実施するステップ
上に提示した一覧の最後のステップは、基本的な等化アルゴリズムには必須ではないが、たとえば、雑音レベルを低減するのに使用されるアルゴリズムには有用である場合がある。

上記方法は、α_ｋが一定で、１に等しい特定の場合を参照して述べられた。しかし、本発明の好ましい実施形態では、それぞれのシンボルｋに対するプレフィックスの重みα_ｋは、最も最近のＯＦＤＭシンボルの数ｋに依存するだけである、好ましくは複素擬似ランダム・ファクタである。（図９に示す）基本式のこの方法に対する適応が図１１に示される。

式４および式８は以下のように適応する。

上述したブラインド・チャネル推定についての手順は、Ｅ_０＝Ｅ_α，０およびＥ_４＝Ｅ_α，４と設定することによって適用可能なままである。これは、それぞれの受信シンボルの先行するＤプレフィックス・サンプルおよび後続のＤプレフィックス・サンプルを、対応する

または

によって、それぞれ重み付けすることになる。

プレフィックスα_ｋ・Ｐ_Ｄの値は、上述した、選択された基準に応じて選択される。その基準を使用して良好な結果、すなわち、
・時間領域信号の低いピーク−平均−電力比
・低い帯域外放射、すなわち、使用可能な帯域にわたってプレフィックスのエネルギーを最大にし、ヌル・キャリアにわたってプレフィックス・エネルギーを浪費しない
・スペクトルの平坦性、たとえば、それぞれのチャネル推定のＳＮＲはほぼ一定でなければならない
・複雑さの低いチャネル推定、（すなわち、そのスペクトルの寄与が主に位相である（すなわち、一定絶対値の）プレフィックス・スペクトルによる）を与えることが分かった値は、以下のＯＦＤＭパラメータについて、たとえば、図１２に示される。
・時間領域におけるプレフィックスのサイズ：Ｄ＝１６サンプル
・フレームにおけるＯＦＤＭシンボルのサイズ：Ｎ＝６４サンプル
・チャネル係数が（Ｎ＋Ｄ＝８０キャリアにわたって）推定されるはずであるキャリア：キャリア１〜５２
・帯域外領域：キャリア７６〜８０
・最大ＰＡＰＲが制限されている
・できる限り低い帯域外放射
・できる限り良好なスペクトル平坦性
チャネル推定は、先に説明したように、受信ベクトルの多数のサンプルにわたって期待値を計算することによって行われる。チャネルの追跡が、チャネル・インパルス応答および数ＲのＯＦＤＭシンボルの第１の推定

に基づいて行われる場合、第１の推定は、次に、以下のように更新される。
先に提示したチャネル推定のための第１の方法の考えに基づいて

別法として、第２の方法は、

によって適用され得る。ここで、ファクタｓ_ｎ，ｎ＝０，１，．．．，Ｒ−１は、異なる寄与の正規化および重み付けのために使用される正の実数である。そのため、たとえば、チャネル推定のために、最近のＯＦＤＭシンボルに比べてより古いＯＦＤＭシンボルをより少なく考慮することが可能である。フーリエ行列［Ｆ］は、Ｎ＋ＤキャリアまたはＤキャリア領域において選択され得る。

いくつかの等化方法は、擬似ランダム・プレフィックスＯＦＤＭを使用すると有利である。一般に、異なる方法は、異なる性能−複雑さの兼ね合いを提供する。
等化方法の第１の実施形態は、Ｎ＋Ｄ領域でゼロ強制を使用し、複雑さの低い等化を提供する。

によって、チャネル・インパルス応答行列は、以下のように表され得る。

チャネル・インパルス応答の長さが、やはりＤであると仮定すると、係数ｈ_Ｄ＋１，．．．，ｈ_{Ｎ＋Ｄ−１}はゼロにセットされる。これは、β_ｋが１に等しくない場合に対応する、いわゆる、擬似循環行列であり、以下のように対角化され得る。

であり、重みファクタが、ｍが整数である、

として選択されたと仮定し、かつ、受信ベクトルＲ（ｋ）が

である場合、ゼロ強制等化のこの方法の手順は、
・乗算

を実施する。ここで、

である。
・周波数シフトした、推定ＣＩＲ係数

を計算する。
・成分ごとの割り算

を実施する。
・乗算

を実施する。
・ｋ番目のＯＦＤＭデータ・シンボルＳ^ＥＱ（ｋ）のＮ等化サンプルを抽出する。
・フーリエ変換Ｓ_Ｆ ^ＥＱ（ｋ）＝［Ｆ_Ｎ］・Ｓ^ＥＱ（ｋ）によって、ｋ番目のＯＦＤＭデータ・シンボルＳ^ＥＱ（ｋ）を周波数領域に変換する。
・受信した等化キャリアに対する、メトリック計算などに進む。

等化方法の別の実施形態は、ゼロ・パディングに関する調査から知られている方法を使用する。ＯＦＤＭ擬似ランダム・プレフィックス方式における受信ベクトルＲ（ｋ）は、以下のように表すことが可能であり、ここで、［Ｐ］は、（Ｎ＋Ｄ）×Ｎ事前符号化行列を含み、Ｉ_ＮはＮ×Ｎ単位行列である。

上述したように得られるチャネル・インパルス応答推定は、次に、既知の値Ｐ_Ｄと共に使用されて、以下の演算が実施される。

この演算において、既知のプレフィックス値はチャネル・インパルス応答推定によって乗算され、結果が、受信信号から引き算される。一般的な場合、［Ｈ］は、擬似循環チャネル行列である。そのため、次に、［Ｈ］・Ｐ_Ｄを計算するために、こうした行列の対角化が実施され得る。次に、いくつかの等化手法、たとえば、ゼロ強制（ＺＦ）手法または最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）等化手法が可能である。ＭＭＳＥ等化方法は、Ｍｕｑｕｅｔ，Ｂ．；ｄｅ Ｃｏｕｒｖｉｌｌｅ，Ｍ．；Ｄｕｎａｍｅｌ，Ｐ．；Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，Ｇ．による、文献「ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ ｔｒａｉｌｉｎｇ ｚｅｒｏｓ ｖｅｒｓｕｓ ＯＦＤＭ ｗｉｔｈ ｃｙｃｌｉｃ ｐｒｅｆｉｘ：ｌｉｍｋｓ，ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎｓ ａｎｄ ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ ｔｏ ｔｈｅ ＨｉｐｅｒＬＡＮ／２ ｓｙ
ｓｔｅｍ」ＩＣＣ ２０００−ＩＥＥＥ ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ，Ｖｏｌｕｍｅ ２，２０００、および、Ｍｕｑｕｅｔ，Ｂ．；ｄｅ Ｃｏｕｒｖｉｌｌｅ，Ｍ．；Ｇｉａｎｎａｋｉｓ，Ｇ．Ｂ．；Ｗａｎｇ，Ｚ．；Ｄｕｈａｍｅｌ，Ｐ．による、文献「Ｒｅｄｕｃｅｄ Ｃｏｍｐｌｅｘｉｔｙ Ｅｑｕａｌｉｚｅｒｓ ｆｏｒ Ｚｅｒｏ−Ｐａｄｄｅｄ ＯＦＤＭ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎｓ」Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ ｏｎ Ａｃｏｕｓｔｉｃｓ Ｓｐｅｅｃｈ ａｎｄ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ（ＩＣＡＳＳＰ）２０００に記載される。

一例では、等化は、行列

のムーア・ペンローズの擬似逆行列［Ｇ］によってｙ^（１）を乗算することによって、ゼロ強制手法に基づいて実施される。そのため、等化された結果のベクトルは、

である。

ムーア・ペンローズの擬似逆行列の規定は、とりわけ、Ｈａｙｋｉｎによって、Ｓｉｍｏｎ Ｈａｙｋｉｎによる書籍「Ａｄａｐｔｉｖｅ Ｆｉｌｔｅｒ Ｔｈｅｏｒｙ」３^ｒｄ ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｐｒｅｎｔｉｃｅ Ｈａｌｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ ａｎｄ Ｓｙｓｔｅｍ Ｓｃｉｅｎｃｅ Ｓｅｒｉｅｓ，１９９６において議論される。Ｈａｙｋｉｎは、一般的な規定
［Ａ］^＋＝（Ａ^ＨＡ）^−１Ａ^Ｈ（式２１）
を使用する。ここで、［Ａ］は矩形行列である。

例として示される、本発明の一実施形態による、送信機および受信機を備えるＯＦＤＭ通信システムのブロック略図。 図１のシステムの動作時に現れる信号のＯＦＤＭフレームの略図。 図１のシステムの動作時のブロック間干渉に対するチャネル・インパルス応答を表す行列式。 図１のシステムの動作時のシンボル間干渉に対するチャネル・インパルス応答を表す行列式。 図１のシステムの動作時の組み合わせチャネル・インパルス応答を表す行列式。 図２の信号のプレフィックス部分についての、図１のシステムの動作時の組み合わせチャネル・インパルス応答に対応する部分行列の図。 図６で提示されたチャネル行列の上側三角形部分行列を表す図。 図６で提示されたチャネル行列の下側三角形部分行列を表す図。 図１に示す種類のシステムの一実施形態の動作時の組み合わせチャネル・インパルス応答の結果として現れる信号を表す行列式。 図１に示すシステムの一実施形態の動作時の、チャネル推定中に現れる信号を表す行列式。 図１に示す種類のシステムの別の実施形態の動作時の組み合わせチャネル・インパルス応答の結果として現れる信号を表す行列式。 図１のシステムにおいて使用されるプレフィックスの好ましい値を表すグラフ。

Claims (16)

1. 直交周波数分割多重（「ＯＦＤＭ」）を使用した通信方法において、 送信機から送信されるＯＦＤＭシンボルとして変調される、ビット・ストリームｂ_ｎ∈（０，１）、ｎ＝０，１，．．．，Ｋ−１、および、ｋがＯＦＤＭシンボル数である、対応する周波数領域キャリア振幅（Ｘ_０（ｋ）〜Ｘ_Ｎ（ｋ））のセットを生成すること、
   前記サンプル・ストリーム内にガード間隔としてプレフィックスを挿入すること、
   前記ＯＦＤＭシンボルを前記送信機から受信機へ送信すること、
   該送信チャネルのチャネル・インパルス応答
   

   

   を該受信機において推定するように、該プレフィックスからの情報を使用すること、
   および、前記受信機で受信された信号の前記ビット・ストリームを復調するように、該推定されたチャネル・インパルス応答
   

   

   を使用すること、
   からなる通信方法であって、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）は決定論的であり、前記受信機ならびに前記送信機にとって既知である通信方法。
2. 前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）は、少なくとも１つの重みファクタ（α_ｋ）が乗算される前記シンボルに共通であるベクトル（Ｐ_Ｄ）を含む請求項１に記載の通信方法。
3. 前記重みファクタ（α_ｋ）はシンボルごとに異なるが、所与のベクトル（Ｐ_Ｄ）の要素は同じ重みファクタで乗算される請求項２に記載の通信方法。
4. 前記重みファクタ（α_ｋ）は擬似ランダム値を有する請求項３に記載の通信方法。
5. 前記重みファクタ（α_ｋ）は複素値を有する請求項１または２に記載の通信方法。
6. 前記重みファクタ（α_ｋ）の絶対値はシンボルごとに一定である請求項５に記載の通信方法。
7. 前記重みファクタ（α_ｋ）は、
   

   

   に比例し、Ｎは使用可能なＯＦＤＭシンボル・サイズであり、Ｄはプレフィックス・ベクトルのサイズであり、ｍは整数である請求項６に記載の通信方法。
8. 前記チャネル・インパルス応答
   

   

   を推定することは、
   受信されたプレフィックス信号変換（Ｖ_ＨＰ，Ｆ）を生成するように、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）のうちの１つに対応する前記受信された信号成分および前記プレフィックス（α_ｋ＋１．ｃ_０〜α_ｋ＋１．ｃ_Ｄ−１）のうちの後続の１つに対応する前記受信された信号成分を含む第１ベクトル（Ｖ_ＨＰ）に対してフーリエ変換を実施すること、
   既知のプレフィックス変換（Ｖ_Ｐ，Ｆ）を生成するように、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１，α_ｋ＋１．ｃ_０〜α_ｋ＋１．ｃ_Ｄ−１）の対応する成分の既知の値を含む第２ベクトル（Ｖ_Ｐ）に対して同様のフーリエ変換を実施すること、
   および、該既知のプレフィックス変換（Ｖ_Ｐ，Ｆ）によって、該受信されたプレフィックス信号変換（Ｖ_ＨＰ，Ｆ）の成分ごとの割り算を実施すること、
   を含む請求項１乃至７のいずれかに記載の通信方法。
9. 前記プレフィックスは、重みファクタ（α_ｋ，α_ｋ＋１）が乗算される前記シンボルに共通であるベクトル（Ｐ_Ｄ）を含み、
   前記重みファクタは、シンボルごとに異なるが、所与のベクトルの要素は、同じ重みファクタで乗算され、
   前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）のうちの１つ、および、前記プレフィックス（α_ｋ＋１．ｃ_０〜α_ｋ＋１．ｃ_Ｄ−１）のうちの後続の１つに対応する前記受信された信号成分は合計されて、前記フーリエ変換を実施する前に前記重みファクタ（α_ｋ，α_ｋ＋１）のそれぞれの値で重み付けられて、
   前記受信されたプレフィックス信号変換（Ｖ_ＨＰ，Ｆ）が生成される請求項８に記載の通信方法。
10. 前記フーリエ変換は次元Ｄ×Ｄであり、Ｄは前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）のサイズである請求項８または９に記載の通信方法。
11. 前記フーリエ変換は次元（Ｄ＋Ｎ）×（Ｄ＋Ｎ）であり、Ｄは前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）のサイズであり、Ｎは前記プレフィックス間のＯＦＤＭ信号のサイズであり、前記第１ベクトル（Ｖ_ＨＰ）は、サイズ（Ｎ＋Ｄ）の前記受信されたプレフィックス信号変換（Ｖ_ＨＰ，Ｆ）を生成するように、サイズ（Ｎ）のゼロ値ベクトル
    

    

    だけ拡大した、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）のうちの１つおよび前記プレフィックス（α_ｋ＋１．ｃ_０〜α_ｋ＋１．ｃ_Ｄ−１）のうちの後続の１つに対応する前記受信された信号成分の前記合計を含み、
    前記第２ベクトル（Ｖ_Ｐ）は、サイズ（Ｎ＋Ｄ）の前記既知のプレフィックス変換（Ｖ_Ｐ，Ｆ）を生成するように、サイズ（Ｎ）の前記ゼロ値ベクトル
    

    

    だけ拡大した、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１，α_ｋ＋１．ｃ_０〜α_ｋ＋１．ｃ_Ｄ−１）の前記既知の成分を含む請求項８または９に記載の通信方法。
12. 前記チャネル・インパルス応答
    

    

    を推定することは、前記推定されたチャネル・インパルス応答
    

    

    を得るために、２以上のシンボルについて、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１，α_ｋ＋１．ｃ_０〜α_ｋ＋１．ｃ_Ｄ−１）からの情報を組み合わせることを含む先行する請求項のいずれかに記載の通信方法。
13. 前記ビット・ストリームを復調することは、
    

    

    に比例する行列による乗算を実施することを含み、ここで、
    

    

    であり、
    周波数シフトされたＣＩＲ係数
    

    

    を計算すること、
    成分ごとの割り算
    

    

    を実施すること、
    

    

    に比例する行列による乗算を実施すること、
    ベクトルＳ^ＥＱ（ｋ）に対するｋ番目のデータ・シンボルに対応するＮ個の等化されたサンプルを抽出すること、および、
    フーリエ変換：Ｓ_Ｆ ^ＥＱ（ｋ）＝［Ｆ_Ｎ×Ｎ］・Ｓ^ＥＱ（ｋ）を実施することによって、シンボル
    

    

    を周波数領域へ変換することを含む請求項１乃至１２のいずれかに記載の通信方法。
14. 前記ビット・ストリームを復調することは、後続の演算について、適合した次元を得るよ
    うに、前記受信した信号行列および前記作用素行列をゼロでパディングすること、前記既知のプレフィックス値行列を前記チャネル・インパルス応答推定行列によって乗算すること、および、該受信した信号行列から該結果を減算することを含む請求項１から１２のいずれかに記載の通信方法。
15. 送信されるべきＯＦＤＭシンボルとして変調されるビット・ストリームｂ_ｎ∈（０，１）、ｎ＝０，１，．．．，Ｋ−１を生成し、前記ＯＦＤＭシンボル間にガード間隔としてプレフィックスを挿入するための、生成手段を備え、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）は、決定論的であり、前記受信機ならびに前記送信機にとって既知であるのが適当である請求項１乃至１４のいずれかに記載の通信方法において使用するための送信機。
16. プレフィックスが前記ＯＦＤＭシンボル間のガード間隔に挿入された状態で、送信機から送信されるべき該ＯＦＤＭシンボルとして変調されるビット・ストリームｂ_ｎ∈（０，１）、ｎ＝０，１，．．．，Ｋ−１を含む信号を受信する復調手段を備え、前記ＯＦＤＭシンボルは、前記送信機から前記受信機へ送信されてしまっており、前記復調手段は、伝送チャネルのチャネル・インパルス応答
    

    

    を推定するのに前記プレフィックスからの情報を使用し、前記受信機において受信される信号内の前記ビット・ストリームを復調するのに、推定されたチャネル・インパルス応答
    

    

    を使用するように構成され、前記プレフィックス（α_ｋ．ｃ_０〜α_ｋ．ｃ_Ｄ−１）は、決定論的であり、前記受信機ならびに前記送信機にとって既知である請求項１から１４のいずれかに記載の通信方法において使用するための受信機。
    

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