JP4147193B2 - マルチキャリヤ拡散スペクトル信号の受信 - Google Patents

Description

［発明の分野］
本発明は、マルチキャリヤ無線通信システムに関し、特に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調スキームに関する。

［発明の背景］
そのような変調スキームは、現在、標準で、無線ローカル・エリア・ネットワーク（ＷＬＡＮ）を含む通信システム、例えば、米国における「ＩＥＥＥ８０２．１１ａ」、ヨーロッパにおける「ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２」、ツイスト・ペアを介したＡＤＳＬ（非対称型ディジタル加入者線）、及び電力線上の「ホーム・プラグ（ＨｏｍｅＰＬＵＧ）」に対して高いデータ速度を提供する手段として広く用いられている。

次の１０年間では、マルチメディア・ブロードバンド伝送の要件にうまく対処するデータ速度の増大を実現することが挑戦である。既存の標準のいずれもが、より大規模（多くのユーザを含む）にこれらの要件に適合することができてない。その要件は、適切な復号アルゴリズムと組み合わされた場合、パケット誤り率（ＰＥＲ）に関して伝統的なＯＦＤＭシステムより良好な性能を示す一層強固であるが単純な変調スキームの探求に刺激を与える。この技術的判定基準は、直接に、システム・スループットの増大に変わる。明らかに、そのような新しい変調スキームに関する魅力的特性は、それをＯＦＤＭの単純な拡張として見て、それにより、既存の標準においてプロプラエタリ（ｐｒｏｐｒｉｅｔａｒｙ）伝送モードとして実行されることができるであろうことである。こうして、それはまた、新しい標準への円滑な移行のための手段を提供するであろう。

本発明の分野においては、エンハンスメント（増強）が、固有のＯＦＤＭの弱点、即ち、キャリヤ（搬送波）は雑音が無い場合でさえ強いチャネル減衰を受けているとき、搬送されているデータが回復不能に失われることを改善するための次善策として提案されてきた。伝統的な代替案は、前進誤り訂正（ＦＥＣ）コーディングを用いて、情報を搬送波に沿って拡散するものである。しかし、別の戦略、即ち、送信されるべきシンボルのブロックを、ＦＦＴ／ＩＦＦＴ（高速フーリエ変換／逆ＦＦＴ）変調の前に、単位拡散行列「太字Ｗ」（以下「太字Ｘ」は太字の記号Ｘを表す。）（多くの場合、その魅力的実行特性のためウォルシュ・アダマール変換であるよう選定される。）により事前処理することによりＯＦＤＭ及びＣＤＭＡの強さを組み合わせることが提案された。

この冗長性無しのプリコーダ（ｒｅｄｕｎｄａｎｔｌｅｓｓ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）「太字Ｗ」は、送信されるべき情報を全ての搬送波上に一様に拡散し、それにより、たとえ１つの搬送波が回復不能であっても、送信された情報を依然他のサブバンドの復号により回復することができるという役割を有する。

そのような拡散ＯＦＤＭ（ＳＯＦＤＭはまた、サイクリック・プリフィックスを有する単一ユーザＯＦＤＭ−ＣＤＭＡとして知られている。）変調技術の実行は、連続干渉キャンセレーション（ＳＩＣ）を必要とし、そして多くのＳＩＣアルゴリズムが提案されきている。最も周知のものの１つは、Ｇ．Ｊ．Ｆｏｓｃｈｉｎｉ及びＭ．Ｊ．Ｇａｎｓによる刊行物「多重アンテナを用いたとき、フェーディング環境での無線通信の限界について（Ｏｎ Ｌｉｍｉｔｓ ｏｆ Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ ｉｎ ａ ｆａｄｉｎｇ Ｅｎｖｉｒｏｍｅｎｔ ｗｈｅｎ Ｕｓｉｎｇ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｎｔｅｎｎａｓ）」（無線パーソナル通信（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ Ｐｅｒｓｏｎｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）、６：３１１−３３５頁、１９９８年）において、ベル研究所により提案された多重アンテナ・システムのための「Ｖ−ＢＬＡＳＴ」である。しかしながら、Ｖ−ＢＬＡＳＴアルゴリズムが、受信機において逆変換ステップ中に搬送波全体にわたるＳＮＲ（信号対雑音比）を平均化することに起因して、従来のＳＯＦＤＭシステムに適さないことが実証された（Ｐ．Ｌｏｕｂａｔｏｎ、Ｍ．Ｄｅｂｂａｈ及びＭ．ｄｅＣｏｕｒｖｉｌｌｅによる刊行物「ＭＭＳＥ等化を有する拡散ＯＦＤＭ性能（Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ ｗｉｔｈ ＭＭＳＥ Ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）」（音響学、音声及び信号処理に関する国際会議、米国、Ｓａｌｔ Ｌａｋｅ Ｃｉｔｙ、２００１年５月）において）。更に、そのようなアプローチが、幾つかの疑似逆行列の計算に起因して極めて大きい復号の複雑さをもたらす。

従って、前述の欠点を改善し得る、ＯＦＤＭ通信システム及びそれに使用の復号アルゴリズムに対する必要性が存在する。

［発明の陳述］
本発明の第１の局面に従って、請求項１に記載の拡散ＯＦＤＭ無線通信システムが提供される。
本発明の第２の局面に従って、請求項１０に記載の拡散ＯＦＤＭ無線通信システムが提供される。
本発明の第３の局面に従って、請求項１１に記載の、拡散ＯＦＤＭ無線通信システムに使用の受信機が提供される。
本発明の第４の局面に従って、請求項１８に記載の、拡散ＯＦＤＭ無線通信システムに使用の受信機が提供される。
本発明の第５の局面に従って、請求項１９に記載の、拡散ＯＦＤＭ無線通信システムにおける受信機を動作させる方法が提供される。
本発明の第６の局面に従って、請求項２７に記載の、拡散ＯＦＤＭ無線通信システムにおいて最小平均二乗誤差等化を実行する方法が提供される。

一局面において、本発明は、増強されたＯＦＤＭ変調器のための新しく効率的であるが単純で且つ複雑さが少ない復号アルゴリズムを提供する。
好ましくは、ＯＦＤＭ変調器は、ウォルシュ・アダマール変換に基づいており、ウォルシュ・アダマール・プリコーダの数学的特性の活用を可能にする。

一形態において、新しい復号アルゴリズムは、受信されたブロックを２つの等しい部分に分割し、その２つの部分の１つが最初に復号され、次いで受信されたベクトルから減算されて、干渉の部分を抑圧し、そして上記２つの部分の他方が次ぎに復号されることで構成される。この繰り返し手順が更に、連続したブロックの分割により拡張されることができ、そしてマルチレゾリューション（ｍｕｌｔｉ−ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ）復号アルゴリズムをもたらす。このアルゴリズムの魅力的特性は、それが依然疑似逆元（ｐｓｅｕｄｏ−ｉｎｖｅｒｓｅ）の計算に依拠しているにも拘わらず、これらの逆元の表現は、導出するのが容易であり、そして単純にウォルシュ・アダマール変換による対角行列の積で構成される。従って、ウォルシュ・アダマール拡散シーケンスを用いることにより、Ｖ−ＢＬＡＳＴ復号スキームの本来的複雑さの不利益を単純に解消する。これにより、複雑さのほんの僅かな増加により性能の著しいゲイン（例えば、ＭＭＳＥＳＯＦＤＭと比較して約３−４ｄＢ）を可能にし、それは、
ｉ）そのような新しい変調スキームを実際に使用すること、及び
ｉｉ）将来の無線ＬＡＮ標準に対する解法としてそれらを提案すること
を行うよう動機付ける。

新しいマルチレゾリューション復号アルゴリズム（ｍｕｌｔｉ−ｒｅｓｏｌｕｔｉｏｎ ｄｅｃｏｄｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ）の次の技術的利点を強調することができる。
・同じ又はより良好な性能を持ちながら、既存のＳＩＣ ＢＬＡＳＴ技術と比較して算術的複雑さが低い。
・本方法の柔軟性及びスケーラビリティ（実行すべき繰り返し数を性能／複雑さのトレードオフに基づいて調整することが可能である。）
・全てのＯＦＤＭ標準の中にプロプラエタリ伝送モードとして組み合わせることができる（それは、現在のＯＦＤＭシステムの単純な拡張と見ることができるからである。）。
・伝統的なＯＦＤＭ及び最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）ＳＯＦＤＭ受信機と比較して著しいＰＥＲ性能の増強を生じる（例えば、３ｄＢ）。
本発明を組み込んだ、１つのＯＦＤＭ単一ユーザ通信システム、及びそれに使用の復号アルゴリズムが、ここで、一例としてのみ、添付図面を参照して説明される。

［好適な実施形態の説明］
以下で説明されるように、記載される復号アルゴリズムは、Ｖ−ＢＬＡＳＴ復号戦略と比較して複雑さがほんの僅かにしか余分でしか無い状態で、ＭＭＳＥ等化されたＳＯＦＤＭスキームと比較して性能を著しく増強する。

送信されるべき複素値シンボル（各シンボルは、有限のアルファベットで呼ばれるコンステレーション、例えば、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ等に属する。）のブロックを表す次元Ｎ×ｌベクトルｓを考える。図１に示されている拡散ＯＦＤＭ伝送システム全体は、送信機において、拡散行列モジュール１１０、変調を与えるモジュール１２０、ガード間隔挿入及び並列／直列変換を与えるモジュール１３０、及びディジタル／アナログ変換器１４０を含む。送信機は、無線通信チャネル１５０を介して受信機に結合される。その受信機は、ミキサ及びアナログ／ディジタル変換器１６０、ガード間隔抑圧及び直列／並列変換を与えるモジュール１７０、復調を与えるモジュール１８０、及び等化を与えるモジュール１９０を含む。

図１のシステムは、図２に示されるように周波数領域において直接モデル化することができ、それにより、受信されたベクトルｙは、次のように表せる。

ｙ＝ＨＷｓ＋ｂ＝Ｍｓ＋ｂ

ここで、
Ｈは、Ｎ×Ｎの対角行列であり、複素周波数チャネル減衰を担い、
Ｗは、Ｎ×Ｎのウォルシュ・アダマール拡散ユニタリー行列であり、その特定の回帰的構造は、複雑さを低減するため復号アルゴリズムで活用され、
ｂは、Ｎ×ｌの複素白色ＩＩＤ（独立で且つ同一に分布された）ガウス雑音ベクトルであり、その成分分散は、

である（Ｅｒｅは数学的期待演算子（ｍａｔｈｍａｔｉｃａｌ ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ ｏｐｅｒａｔｏｒ）。
次の解析において、Ｈ、Ｗ及びσ^２は、任意の所与の伝統的推定技術により受信機で分かっていると仮定する。

以下で説明する手順は、情報ベクトルｓの回復を、受信したベクトルｙに基づいて処理し、これを等化ステップと呼ぶ。伝統的なＭＭＳＥ等化器を用いる代わりに、特有の連続干渉キャンセレーション・アルゴリズム（「マルチレゾリューション復号アルゴリズム」と呼ばれる。）を説明する。次の解析において、（）^ｈは、エルミート転置演算子として定義され、そしてＩ_Ｎは、Ｎ×Ｎ恒等行列（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）として定義される。

マルチレゾリューション復号アルゴリズムは、次のステップに基づいている。
（ｉ）受信されたｙベクトルをＭＭＳＥ等化器により復号し、それにｄｅｃ（）により表される非線形決定関数（例えば、ハード決定デマッパ（ｈａｒｄ ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｅｍａｐｐｅｒ）、ソフト決定等）による作用が続く。即ち、ｓ＾＝ｄｅｃ（Ｇ_ＭＭＳＥｙ）（「ｘ＾」は記号ｘの上に＾を付した記号を表す。）。
ここで、Ｇ_ＭＭＳＥ＝Ｍ^ｈ（ＭＭ^ｈ＋σ^２Ｉ_Ｎ）^−１（積Ｇ_ＭＭＳＥｙの簡便な実行は以下で詳細に説明する。）。
（ｉｉ）ベクトルｓ＾を２つの等しいサイズのＮ／２部分に分割する。即ち、

（ｉｉｉ）ベクトルｓ＾の第２の半分ｓ＾_２を受信されたベクトルｙから減算して、ｓの第１の半分により発生される干渉を除去する（ｓ_２をあたかもｓ＾_２＝ｓ_２のように扱う。）。
（ｉｖ）行列Ｇ_１による、結果として生じたｙ_１の半分のサイズのベクトルのＭＭＳＥ等化を実行し、それに決定関数ｄｅｃ（）による作用が続いて、ｓ＾_１よりｓ_１の一層信頼性のある推定

を得る。
（ｖ）この時点で、ｓ＾_２よりｓ_２の一層良好な推定

を回復するため、ｓ＾の第１の半分について上記手順を出来る限り反復する。
（ｖｉ）ｓ＾_１及びｓ＾_２に

及び

のそれぞれを代入して、これらの演算を繰り返すことができる。
式に変換されると、これは、結果的に以下のステップになる。
マルチレゾリューション復号アルゴリズムの第１段階（３１０）
ステップ０，（３００）：

のＭＭＳＥ等化
ステップ１：

ステップ２：

のＭＭＳＥ等化
ステップ３：

ステップ４：

のＭＭＳＥ等化
ステップ５：

ステップ６：ステップ１へ行く。
前述したように、受信されたベクトルｙの２による更なる分割のみが実行されるにも拘わらず、そのより一般化された形式において、上記手順は、２の累乗により除算された長さＮのｙのより小さい更なる分割に適用することができ、即ち、任意の整数ｋに対してＮ／２^ｋであり、それによりその結果は整数のままであることに注目すべきである。一般化されたアルゴリズムは、ｙのその結果生じた各サブブロックに対して既に説明した手順を反復することで構成される。アルゴリズムの段階ｉがサイズＮ／２^ｉのブロックにおいてｙの更なる分割のレベルに対して実行される演算を定義するとしよう。

例証として、提案されたマルチレゾリューション復号アルゴリズムの第２段階は、次の演算をもたらす。
マルチレゾリューション復号アルゴリズムの第２段階（３２０）
ステップ０：形式

ステップ１：

ステップ２：

のＭＭＳＥ等化
ステップ３：

ステップ４：

のＭＭＳＥ等化
ステップ５：

ステップ６：

のＭＭＳＥ等化
ステップ７：

ステップ８：

のＭＭＳＥ等化
ステップ９：

ステップ１０：ステップ１へ行く。
Ｇ^（γ） _ｉがサイズＮ／２^γのベクトルｙのサブブロックｒに対する段階γでのＭＭＳＥ等化器行列を表すことに注目されたい。

各段階は、二分木を用いた図３のグラフ的図に従った多くの方法でシーケンス化することができる。二分木における各経路は、提案されたアルゴリズムの別のインスタンシエイションをもたらす。段階の数、及び段階のそれぞれが繰り返されなければならない回数に関する深さは、複雑さ／性能のトレードオフ判定基準により決定されることができる。

従って、復号を更に改良するため、同じ機構が、サイズＮ／４、次いでサイズＮ／８以下等々のブロックに適用されることができ、当該復号のより高い解像度に至る。
明らかに、段階及び繰り返しの数を増大することにより、より強固な推定手順が生成される。しかしながら、シミュレーションは、ビット誤り率が数回の繰り返し後に収斂することを示し、そこで再び、復号されたベクトルを改善するため、都合の良いことには、実際には、アルゴリズムの第２段階を考慮するだけが必要である。

ベクトルｙ_ｌと行列Ｇ^（γ） _ｉとの積を計算するための早いアルゴリズムは次のとおりに実行することができる。
最初に、行列Ｇ^（γ） _ｉの式は、各段階で

を完全に仮定することにより検査される。ここで、Ｅは期待演算子（ｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ ｏｐｅｒａｔｏｒ）であり、ρはｐ_ｋの関数であり、ｐ_ｋはその最後の等化後のｋ番目のブロックに対するビット誤り確率で、用いられるコンステレーションに依存する。
これらの仮定の下で、各段階で用いられるＭＭＳＥ等化行列の次の式を計算することが可能である。

ここで、Ｄ^（γ） _ｋは、次のブロック−対角行列である。

シミュレーションは、項ρ（ｐ_ｋ）が全体性能で重要な役割を果たしていないで、従って無視する（０に置換する）ことができることを示し、それは、行列の積の計算を非常に単純化する。このケースにおいて、（Ｎ／２^γ）×（Ｎ／２^γ）対角行列を

と定義すると、次の一般的結果が得られることを示すことができる。

従って、Ｇ^（γ） _ｉによる積は、単純に、ｙ_ｉの対角行列との積にチャネル係数（一度だけ計算され格納される）に応じて縮小され、それにサイズ（Ｎ／２^γ）×Ｎのウォルシュ・アダマール行列の部分集合の積が続く。従って、２つの前の式で詳述した手順は、様々なＭＭＳＥ等化ステップを実行するための単純で算術的複雑さが低い方法をもたらす。Ｇ^（γ） _ｉにより必要とされるＮ^３の予期される重い算術的複雑さのオーダの代わりに、各段階において

のオーダのはるかに単純な複雑さに帰着する。
前述したマルチレゾリューション復号アルゴリズムの複雑さは、次のとおりに推定することができる。ウォルシュ・アダマール構造に起因した算術的単純化は、極めて低い複雑さに至る。アルゴリズムの各段階γにおいて、１回の繰り返しの複雑さＣ（γ，Ｎ）（即ち、ｙの、及びＧ^（γ） _ｉｙの２^γの計算及び決定）を次のように過大に評価することができる。

ここで、ＡｄｄＲは２つの実数値の加法の複雑さであり（減法の複雑さに等しいと仮定して）、ＭｕｌＲは乗法の複雑さであり、そして「決定」は複素値（シンボルの選定）に関するハード決定の複雑さである。

ＱＰＳＫコンステレーションを用いた８００ｎｓガード時間ＨＩＰＥＲＬＡＮ／２ ＯＦＤＭシステムの場合５．２ＧＨｚ、２０ＭＨｚ帯域幅、６４個の搬送波の文脈において、前述のマルチレゾリューション復号アルゴリズムにより提供される性能改善の説明が続く。２チャネル・プロフィール、即ち（ｉ）完全な時間インターリーブされたＢＲＡＮ｀Ｅ´チャネル・モデル、及び（ｉｉ）周波数領域における純粋な独立のレイリー・フェーディングを用いて、シミュレーションをランさせた。コード化されてない（ｕｎｃｏｄｅｄ）シナリオに対してビット誤り率（ＢＥＲ）に関して、比（Ｅ_ｂ／Ｎ_０）（（ビット当たりのエネルギ）／（雑音エネルギ））の関数としての結果が、図４及び図５に与えられている。

ＯＦＤＭ及びＭＭＳＥ ＳＯＦＤＭシステムと比較して、ウォルシュ・アダマール拡散シーケンスを用いて新しい復号戦略を適用することにより明らかな改善を観測することができ、１０^−４の目標ＢＥＲに対して、３ｄＢ以上が、ＭＭＳＥＳＯＦＤＭと比較して、３つの最初の段階での１回又は２回の繰り返しを適用して得られた。

これは、同じ固定のＢＥＲ及び所与のＣ／Ｉ（搬送波対干渉）に対して、マルチレゾリューション復号アルゴリズムを有する１６ＱＡＭ ＳＯＦＤＭは、ビット・レートで４倍の増強を提供しながら、ＱＰＳＫ ＳＯＦＤＭ ＭＭＳＥ伝送スキームの同じ性能を有するであろうことを意味する。そのような著しい改善は、既存システムに対する改善された復号スキームが直接、所与のＱｏＳ制約の下でより大きなシステム容量に変わることができる仕方を説明する。

前述のＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ・拡散ＯＦＤＭ単一ユーザ・システムのためのマルチレゾリューション復号アルゴリズムは次の利点を与えることが理解されるであろう。新しいマルチレゾリューション復号アルゴリズムの次の技術的利点を強調することができる。

・既存のＳＩＣ ＢＬＡＳＴ技術と比較して、同じ又はより良好な性能を有しつつ、算術的複雑さが低い。
・本方法の良好な柔軟性及びスケーラビリティ（実行すべき繰り返しの回数を性能／複雑さのトレードオフに基づいて調整することが可能である。）。
・全てのＯＦＤＭ標準に、プロプラエタリ伝送モードとして組み合わされることができる（それが現在のＯＦＤＭシステムの単純な拡張と見ることができるからである。）。
・伝統的なＯＦＤＭ及び最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）ＳＯＦＤＭ受信機と比較して著しいＰＥＲ性能増強を生じる（例えば、３ｄＢ）。

図１は、ＯＦＤＭ−ＣＤＭＡ（拡散ＯＦＤＭ）単一ユーザ通信システムの概略ブロック図を示す。 図２は、周波数領域でモデル化した図１のシステムの概略ブロック図を示す。 図３は、図１のシステムで用いられる２段階マルチレゾリューション復号アルゴリズムの図的二分木表現を示す。 図４は、ＢＥＲ（ビット誤り率）に関する異なるそれぞれのチャネル・プロフィールの下で他の復号シナリオと比較したマルチレゾリューション復号アルゴリズムのシミュレーション性能をＥ_ｂ／Ｎ_０（（ビット当たりのエネルギ）／（雑音エネルギ））の関数として表すグラフを示す。 図５は、ＢＥＲ（ビット誤り率）に関する異なるそれぞれのチャネル・プロフィールの下で他の復号シナリオと比較したマルチレゾリューション復号アルゴリズムのシミュレーション性能をＥ_ｂ／Ｎ_０（（ビット当たりのエネルギ）／（雑音エネルギ））の関数として表すグラフを示す。

Claims (12)

1. 無線拡散ＯＦＤＭ信号を受信する受信手段と、受信した信号を復号する復号手段とを備えた、拡散ＯＦＤＭ無線通信システム（１００）に使用するための受信機（１６０−１８０）であって、前記復号手段が、
   受信した前記拡散ＯＦＤＭ信号ｙに対して、等化し且つ決定する関数を作用させて等化し及び決定する手段と、
   

   

   前記復号手段が、前記等化且つ決定された拡散ＯＦＤＭ信号ベクトルの前記他の部分の各々に対して、それぞれの差信号を生成するとともに前記等化し且つ決定する関数を作用させる処理を繰り返し実行して、前記一層処理された等化且つ決定された部分を生成するように構成されていること
   を特徴とする受信機。
2. 
3. 前記復号手段が、各部分に対する一層信頼性のある推定を回復するために、前記等化且つ決定信号ベクトルの処理を繰り返すように構成されており、該処理が、
   各々の前記差信号を生成するステップと、
   

   

   を繰り返すことを特徴とする請求項１に記載の受信機。
4. 前記復号手段が、前記等化且つ決定された信号ベクトルの処理を繰り返すように構成されており、該処理が、
   

   

   各々の前記差信号の生成するステップと、
   従前のステップよりも多くの部分を処理した前記一層処理された部分を生成するために前記等化し且つ決定する関数を作用させるステップと
   を繰り返すことを特徴とする請求項３に記載の受信機。
5. 前記等化し且つ決定する手段が、チャネル係数に依存した要素を有する第１対角行列を乗算し、かつ、ウォルシュ・アダマール行列の部分集合である第２行列を乗算するための行列乗算手段を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
6. 前記等化し且つ処理する手段が、最小平均二乗誤差等化を実行する手段を備える請求項１に記載の受信機。
7. 受信した無線拡散ＯＦＤＭ信号を復号する方法であって、前記方法が、
   受信した前記拡散ＯＦＤＭ信号ｙに対して、等化し且つ決定する関数を作用させるステップと、
   

   

   前記等化且つ決定された拡散ＯＦＤＭ信号ベクトルの前記他の部分の各々に対して、それぞれの差信号を生成するとともに、前記等化し且つ決定する関数を作用させる処理を繰り返し実行して、前記一層処理された等化且つ決定された部分を生成するステップと
   を含むことを特徴とする方法。
8. 
9. 請求項７に記載の方法において、さらに、各部分に対する一層信頼性のある推定を回復するために、前記等化且つ決定信号ベクトルの処理を繰り返すステップを含み、該ステップが、
   各々の前記差信号を生成するステップと、
   

   

   を繰り返すことを特徴とする請求項７に記載の方法。
10. 請求項９に記載の、前記等化且つ決定信号ベクトルの処理を繰り返すステップが、
    各々の前記差信号の生成するとともに、前記等化し且つ決定する関数を作用させて従前のステップよりも多くの部分を処理した前記一層処理された部分を生成するように、
    

    

    ことを特徴とする請求項９に記載の方法。
11. 前記等化するステップが、
    チャネル係数に依存した要素を有する第１対角行列を乗算するステップと、
    ウォルシュ・アダマール行列の部分集合である第２行列を乗算するステップと
    を含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。
12. 前記等化するステップが、最小平均二乗誤差等化を実行するステップを含むことを特徴とする請求項７に記載の方法。

Images