KR100906948B1 - 멀티캐리어 확산-스펙트럼 신호들의 수신 - Google Patents

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Abstract

수신된 확산 OFDM 신호(y)를 등화시키고 이를 제 1 및 제 2 부분들(s1,s2)로 스플리팅하고; 제 2 부분에 대해 결정하고 수신된 신호로부터 제 1 차이 신호를 생성하도록 제 2 부분을 감하고; 제 2 부분 심볼 간섭 항들이 실질적으로 감소되는 수신된 신호의 제 1 부분을 복구하도록 제 1 차이 신호를 처리하고; 상기 제 1 부분에 대해 결정하고 제 2 차이 신호를 생성하도록 수신된 신호로부터 제 1 부분을 감하고; 제 1 부분 심볼 간섭 항들이 실질적으로 감소되는 수신된 신호의 제 2 부분을 복구하도록 제 2 차이 신호를 처리하는 것에 의해 확산 OFDM 무선 통신(순환 프리픽스(cyclic-prefix)를 갖는 단일 이용자 OFDM-CDMA)을 위한 동작의 시스템(100), 수신기(160-190), 및 방법이다. 처리는 이러한 단계에서 광범위하게 반복될 수 있다. 제 2 단계에서, 복구된 수신된 신호는 보다 큰 수의 부분들(예를 들면 4)로 스플리팅되고 간섭을 더 감소시키도록 유사하게 처리된다.
변조기, 복조기, 확산 매트릭스, 디지털-아날로그 변환기, 위너 등화

Description

멀티캐리어 확산-스펙트럼 신호들의 수신{Reception of multicarrier spread-spectrum signals}
본 발명은 멀티캐리어 무선 통신 시스템들에 관한 것으로, 보다 특별하게는 직교 주파수 분할 멀티플렉스(OFDM) 변조 방식들에 관한 것이다.
이러한 변조 방식들은 무선 로컬 영역 네트워크들(WLAN들): 미국의 'IEEE 802.11a' 및 유럽의 'HIPERLAN/2', ADSL(비대칭 디지털 가입자 회선)을 포함하는 통신 시스템들에 대해 높은 데이터 레이트들을 제공하는 수단으로서 트위트 페어들 및 파워라인들의 'HomePLUG'를 통해 표준들에서 넓게 이용된다.
다음 10년간, 멀티미디어 광대역 전송들의 요구들을 복제하는 증가된 데이터 레이트를 배달하기 위한 도전이 있다. 존재하는 표준들이 적절한 코딩 알고리즘으로 조합된, 보다 강하지만 단순한 변조 방식들에 대한 서치를 동기화하는 큰 스케일(많은 이용자들을 포함하는)로 이러한 요청들에 부합할 수 없을 것이며, 전통 OFDM 시스템들보다 패킷 에러 레이트(PER)에 관하여 보다 나은 성능을 보인다. 이러한 기술적 기준은 증가된 시스템 전송률(throughput)로 직접 옮겨진다. 명확하게, 이러한 새로운 변조 방식에 대한 흥미있는 특성은 OFDM의 간단한 확장으로 보여질 수 있으며 독점 전송 모드로서 존재하는 표준들에서 구현될 수 있다. 이러한 방법으로 새로운 표준들로의 부드러운 전이를 위한 수단이 또한 제공될 수 있다.
본 발명의 분야에서, 고유의 OFDM 약점을 완화시키기 위한 워크어라운드로서 개선들이 제안되었으며: 캐리어가 강한 채널 감쇠로 도입될 때 노이즈가 없더라도 전달되는 데이터는 돌이킬 수 없이 손실된다. 종래의 대안은 캐리어들을 따른 정보의 확산에 순방향 에러 정정(FEC) 코딩을 이용하는 것이나, 다른 방법이 제안되었는데: FFT/IFFT(빠른 푸리에 변환/역 FFT) 변조 전에 유니터리 확산 매트릭스 W(종종 흥미있는 실행 특성들에 대해 월시 하다마드 변환으로 선택됨)에 의해 전송되는 심볼들의 블록을 전-처리하는 것에 의해 OFDM 과 CDMA를 조합하는 것이다.
이러한 중복되지 않은 프리코더(precoder) W는 모든 캐리어들 상에서 전송될 정보를 균일하게 확산시키는 룰을 가지며, 따라서 하나의 캐리어가 복구될 수 없을 때라도 전송된 정보는 다른 서브대역들의 디코딩에 의해 검색될 수 있다.
이러한 확산 OFDM(주기적 프리픽스(prefix)를 갖는 단일 이용자 OFDM-CDMA로서 SOFDM이 또한 공지되어 있다) 변조 기술들의 실행은 연속적인 간섭 제거(SIC)를 필요로 하며, 많은 SIC 알고리즘들이 제안되었다. 가장 잘 알려진 것 중 하나는 G.J. Foschini 및 M.J. Cans에 의한, "On Limits of Wireless Communications in a fading Environment when Using Multiple Antennas", Wireless Personnal Communications 6:311-335, 1998에서 다중 안테나들의 시스템들에 대해 벨 랩스(Bell Labs)에 의해 제안된 'V-BLAST'이다. 그러나, 역확산(despreading) 단계 동안의 캐리어들에 걸친 수신기에서의 SNR들(신호/잡음 비들)의 평균 때문에 V-BLAST 알고리즘들이 종래 SOFDM 시스템들에 대해 적합하지 않다는 것이 (P.Loubaton, M. Debbah 및 M. de Courville에 의한, "Spread OFDM Performance with MMSE Equalization", in International Conference on Acoustics, Speech, and Signal Processing, Salt Lake City, USA, May 2001에서) 증명되었다. 또한, 이러한 접근법들은 몇몇 의사 역 매트릭스들(pseudo inverse matrices)의 계산 때문에 굉장한 디코딩 복잡성을 야기한다.
그러므로 위에서 언급된 단점(들)이 완화될 수 있는 OFDM 통신 시스템과 그에서 이용하기 위한 디코딩 알고리즘이 필요하다.
본 발명의 제 1 특징에 따라 청구항 1에서 청구된 바와 같은 확산 OFDM 무선 통신 시스템이 제공된다.
본 발명의 제 2 특징에 따라 청구항 10에서 청구된 바와 같은 확산 OFDM 무선 통신 시스템이 제공된다.
본 발명의 제 3 특징에 따라, 청구항 11에서 청구된 바와 같은, 확산 OFDM 무선 통신 시스템에서 이용하기 위한 수신기가 제공된다.
본 발명의 제 4 특징에 따라 청구항 18에서 청구된 바와 같은, 확산 OFDM 무선 통신 시스템에서 이용하기 위한 수신기가 제공된다.
본 발명의 제 5 특징에 따라 청구항 19에서 청구된 바와 같은, 확산 OFDM 무선 통신 시스템의 수신기를 동작하는 방법이 제공된다.
본 발명의 제 6 특징에 따라 청구항 27에서 청구된 바와 같은, 확산 OFDM 무선 통신 시스템의 최소 평균 제곱 에러 등화를 실행하기 위한 방법이 제공된다.
일 특징에 있어서, 본 발명은 강화된 OFDM 변조기에 대해 새롭고 효율적이지만 간단하고 낮은 복잡성의 디코딩 알고리즘을 제공한다.
바람직하게 OFDM 변조기는 월시-하다마드 변환에 기초하며, 월시-하다마드 프리코더의 수학적 특성들의 이용을 허용한다.
한 형식에서, 새로운 디코딩 알고리즘은 수신된 블록을 두 개의 동일한 부분들로 스플리팅하는 것으로 이루어지며, 부분들 중 하나가 먼저 디코딩되고 이후 간섭의 부분을 막기 위해 수신된 벡터로부터 감해지며(subtracted), 부분들 중 다른 것이 다음으로 디코딩된다. 이러한 반복 절차는 연속적인 블록 스플리팅에 의해 더 확장될 수 있으며, 결과적으로 다중 해상도 디코딩 알고리즘이 된다. 이러한 알고리즘의 흥미있는 특성은 의사-역들의 계산 상에서 중계된다고 하더라도, 이러한 의사-역들의 표현들이 월시 하다마드 변환에 의해 대각선 매트릭스의 곱을 유도하고 간단히 구성하는데 쉽다는 것이다. 그러므로, 월시 하다마드 확산 시퀀스들을 이용하여, V-BLAST 디코딩 방식들의 본래의 복잡성 패널티가 간단히 제거된다. 이는 복잡성에서 적당한 증가만을 갖는 성능에서의 상당한 이득(예를 들면, MMSE SOFDM과 비교하여 약 3-4dB)을 허용하며, 다음의 동기가 된다:
i) 이러한 새로운 변조 방식들을 실제적으로 이용하는 것과
ii) 미래의 무선 LAN 표준들에 대한 해법으로서 그들의 제안.
새로운 다중해상도 디코딩 알고리즘의 다음의 기술 이점들이 강조될 수 있다:
- 동일한 또는 더 나은 성능을 갖는 기존의 SIC BLAST 기술들과 비교하여 낮은 수학적 복잡성.
- 방법의 유연성 및 스케일가능성(성능/복잡성 변화에 기초하여 실행되는 반복들의 횟수를 조절하는 것이 가능하다).
- 독점 전송 모드로서 모든 OFDM 표준들로 조합될 수 있다 (현재 OFDM 시스템들의 간단한 확장으로 보여질 수 있기 때문에)
- 종래 OFDM 및 최소 평균 제곱 에러(MMSE) SOFDM 수신기들과 비교하여 상당한 PER 성능 강화를 이끌어낸다(예를 들면, 3dB).
본 발명을 포함하는 하나의 OFDM 단일 이용자 통신 시스템 및 이를 이용하기 위한 디코딩 알고리즘이 단지 예시의 방법으로 첨부 도면(들)을 참조하여 이제 설명될 것이다.
도 1은 OFDM-CDMA(확산 OFDM) 단일 이용자 통신 시스템의 블록도.
도 2는 주파수 도메인에서 모델링된 도 1의 시스템의 블록도인 표현을 도시하는 도면.
도 3은 도 1의 시스템에서 이용된 두 개의 단계들의 다중 해상도 디코딩 알고리즘의 2진 트리 표현을 도식적으로 도시하는 도면.
도 4 및 도 5는 Eb/N0(비트 당 에너지/노이즈 에너지)의 함수로서 BER(비트 에러 레이트)에 대하여 상이한 각각의 채널 프로파일들 하에서 다른 디코딩 시나리오와 비교하여 다중 해상도 디코딩 알고리즘의 시뮬레이션 성능의 그래픽적 표현을 도시하는 도면.
이하에서 설명될 바와 같이, 설명된 디코딩 알고리즘은 MMSE 등화된 SOFDM 방식과 비교하여 성능을 상당히 강화하며, V-BLAST 디코딩 방식들과 비교하여 가장 작은 복잡성 증가를 갖는다.
전송될 복소수 값인 심볼들의 블록을 나타내는 N × 1차원의 벡터 s를 고려한다(각각은 컨스텔레이션으로 불리는 제한 알파벳으로 속한다, 예를 들면, QPSK, QAM 등). 도 1에 도시된 흥미있는 전체적인 확산-OFDM 전송 시스템(100)은 송신기에 확산 매트릭스 모듈(110), 변조를 제공하는 모듈(120), 보호 구간(guard interval) 삽입 및 병렬-대-직렬 변환을 제공하는 모듈(130) 및 디지털-아날로그 변환기(140)를 포함한다. 송신기는 무선 통신 채널(150)을 통해 혼합기 및 아날로그-디지털 변환기(160), 보호 구간 삭제 및 직렬-대-병렬 변환을 제공하는 모듈(170)과, 복조를 제공하는 모듈(180) 및 변조를 제공하는 모듈(190)을 포함하는 수신기와 결합된다.
도 1의 시스템은 도 2에 도시된 바와 같은 주파수 도메인에서 직접 모델링될 수 있으며, 수신된 벡터 y는 다음과 같이 표현한다:
y = HWs + b = Ms + b
여기서:
H는 N × N 대각선 매트릭스이며, 복소수 주파수 채널 감쇠들을 일으키고,
W는 N × N 유니터리 월시 하다마드 확산 매트릭스이며, 그의 특정 순환 구조가 복잡성을 감소시키기 위해 디코딩 알고리즘에서 이용되고,
b는 N × 1 복소수 백색 IID(독립적이고 동등하게 분포된: indipendent and identicaly distrbuted) 가우시안 노이즈 벡터이며, 그의 구성요소 편차는
Figure 112009007858551-pct00001
이다(E는 수학적 기대 오퍼레이터(expectation operator)를 나타낸다).
다음 분석에서, H, W 및 σ2는 주어진 임의의 종래 추정 기술에 의해 수신기에서 공지된 것으로 가정된다.
이하에서 설명된 절차는 등화 단계로 참조되는 수신된 벡터 y에 기초하여 정보 벡터 s의 반복으로 이용된다. 종래의 MMSE 등화기를 이용하는 대신, 특정 연속적인 간섭 제거 알고리즘('다중 해상도 디코딩 알고리즘'로 불림)이 설명될 것이다. 다음 분석에서, ()h는 허미시안 변환 오퍼레이터를 정의하며 IN은 N×N 아이덴터티 매트릭스로서 정의된다.
다중 해상도 디코딩 알고리즘은 다음 단계들에 기초한다:
(i) dec()로 정의된 비선형 결정 함수에 의해 따라오는 MMSE 등화기로 수신된 y 벡터를 디코딩한다(예를 들면, 하드 결정 디맵퍼, 소프트 결정 등)
Figure 112009007858551-pct00002
여기서
Figure 112009007858551-pct00003
(곱 GMMSEy의 편리한 실행들이 이하에서 상세히 설명된다).
(ii) 벡터
Figure 112009007858551-pct00004
를 두개의 동일한 크기의 N/2 부분들
Figure 112009007858551-pct00005
로 스플리팅ㅎ한다.
(iii)
Figure 112007077213405-pct00006
이면 s2를 처리하는 s의 제 1 절반에 의해 생성된 간섭을 제거하기 위해 수신된 벡터 y로부터 벡터
Figure 112007077213405-pct00007
의 제 2 절반
Figure 112007077213405-pct00008
을 감한다(subtract).
(iv)
Figure 112009007858551-pct00009
보다 신뢰성 있는 추정 s1의
Figure 112009007858551-pct00010
을 얻기 위해 결정 함수 dec() 에 의해 뒤따르는 매트릭스 GI로 결과적인 y1 의 절반 크기의 벡터의 MMSE 등화를 실행한다.
(v)
Figure 112007077213405-pct00011
보다 양호한 추정 s2의
Figure 112007077213405-pct00012
를 반복하기 위해 상기 절차와
Figure 112007077213405-pct00013
의 제 1 절반 상의 이러한 시간을 될 수 있는 한 반복한다.
(vi) 이러한 연산들은 각각
Figure 112004034370656-pct00014
과
Figure 112004034370656-pct00015
에 의해
Figure 112004034370656-pct00016
과
Figure 112004034370656-pct00017
을 대신하여 반복될 수 있다.
식들로 변환하면, 이는 다음 단계들에 해당한다:
다중 해상도 디코딩 알고리즘의 제 1 단계(310)
단계 0,(300)
Figure 112009034880095-pct00058
의 MMSE 등화 :
Figure 112009034880095-pct00059
단계 1:
Figure 112004034370656-pct00019
단계 2:
Figure 112009034880095-pct00060
의 MMSE 등화 :
Figure 112009034880095-pct00061
단계 3:
Figure 112004034370656-pct00021
단계 4:
Figure 112009034880095-pct00062
의 MMSE 등화 :
Figure 112009034880095-pct00063
단계 5:
Figure 112004034370656-pct00023
단계 6: 단계 1로 감
수신된 벡터(y) 중 두개에 의한 서브분할만이 실행되었음이 위에서 서술되었다고 하더라도, 그의 보다 일반화된 형태로 임의의 정수 k에 대하여 결과가 정수로 남도록 절차가 2의 파워에 의해 분할된 길이 N의 y의 보다 작은 서브분할들:N/2k 로 실행될 수 있다는 것이 이해되어야 한다. 일반화된 알고리즘은 y의 각 결과적인 서브 블록으로 앞서 설명된 절차의 반복으로 구성된다. 알고리즘의 단계 i는 크기 N/2i의 블록들에서 y의 서브분할들의 레벨에 대해 실행된 연산들을 정의한다.
설명에 따라, 제안된 다중 해상도 알고리즘의 제 2 단계는 다음 연산들로 결과된다:
다중 해상도 디코딩 알고리즘의 제 2 단계(320)
단계 0:
Figure 112004034370656-pct00024
을 형성
단계 1:
Figure 112004034370656-pct00025
단계 2:
Figure 112009034880095-pct00064
의 MMSE 등화 :
Figure 112009034880095-pct00065
단계 3:
Figure 112004034370656-pct00027
단계 4:
Figure 112009034880095-pct00066
의 MMSE 등화 :
Figure 112009034880095-pct00067
단계 5:
Figure 112004034370656-pct00029
단계 6:
Figure 112009034880095-pct00068
의 MMSE 등화 :
Figure 112009034880095-pct00069
단계 7:
Figure 112004034370656-pct00031
단계 8:
Figure 112009034880095-pct00070
의 MMSE 등화 :
Figure 112009034880095-pct00071
단계 9:
Figure 112004034370656-pct00033
단계 10: 단계 1로 감
Figure 112007077213405-pct00034
은 크기 N/2γ의 벡터 y의 서브 블록 r에 대한 단계 γ에서의 MMSE 등화기 매트릭스를 나타낸다.
각각의 단계는 2진 트리를 이용하여 도 3의 그래픽 도면 다음의 많은 방법들로 연속될 수 있다는 것이 중요하다. 2진 트리의 각 경로는 제안된 알고리즘의 다른 예가 된다. 단계들의 수와 시간들의 수에 대한 깊이로 반복되어야 하는 단계들의 각각이 복잡성/성능 교환 기준에 의해 결정될 수 있다.
그러므로 디코딩을 재정렬하기 위하여, 동일한 매카니즘들이 디코딩의 보다 높은 해상도를 이끄는 크기 N/4, 이후 N/8 등의 블록들로 인가될 수 있다.
명백하게, 단계들 및 반복들의 수를 증가시키는 것은 보다 강한 추정 절차를 만든다. 그러나, 시뮬레이션들은 비트 에러 레이트가 몇몇 반복들 후에 집중되어 다시 디코딩된 벡터를 개선시키고, 다행히도 실질적으로 알고리즘의 제 2 단계만이 고려될 필요가 있다는 것을 도시한다.
구현될 매트릭스
Figure 112009007858551-pct00035
에 의한 벡터 yI의 곱을 계산하는 빠른 알고리즘은 다음과 같다.
먼저, 매트릭스들
Figure 112007077213405-pct00036
의 표현이 각 단계에서 다음을 공정하게 가정하는 것에 의해 설명된다.
-
Figure 112004034370656-pct00037
-
Figure 112004034370656-pct00038
-
Figure 112004034370656-pct00039
여기서 E는 기대 오퍼레이터이며 ρ는 이용된 컨스텔레이션에 따라 그의 마지막 등화 후에 k번째 블록에 대한 비트 에러 확률인 pk의 함수이다.
이러한 가정들 하에서, 각 단계에서 이용된 MMSE 등화 매트릭스의 표현을 계산하는 것이 가능하다.
Figure 112004034370656-pct00040
여기서
Figure 112007077213405-pct00041
은 다음의 블록-대각선 매트릭스이다:
Figure 112004034370656-pct00042
시뮬레이션들은 항
Figure 112009007858551-pct00043
이 전체적인 성능으로 중요한 룰을 실행하지 않으며, 따라서 무시될 수 있다(0에 의한 대체)는 것을 도시하며, 매트릭스 곱들의 계산을 상당히 단순화시킨다. 이러한 경우에,
Figure 112009007858551-pct00044
대각선 매트릭스를 정의할 때 도시될 수 있으며:
Figure 112004034370656-pct00045
다음 일반적인 결과가 얻어진다:
Figure 112004034370656-pct00046
따라서
Figure 112009034880095-pct00047
에 의한 곱은 yi와 채널 계수들(단지 한번 계산되고 저장된)에 따라 대각선 매트릭스의 곱과 뒤이어 이에 크기
Figure 112009034880095-pct00048
의 월시 하다마드 매트릭스의 서브세트와의 곱으로 간단하게 줄어든다. 그러므로, 두개의 이전 식들에서 설명된 절차는 다양한 MMSE 등화 단계들을 실행하기 위한 단순한 낮은 수학적 복잡성의 방법을 갖게 된다.
Figure 112009034880095-pct00049
곱에 의해 요구된 N3의 예측된 커다란 수학적 복잡성 단계 대신, 각 단계에서 차수
Figure 112009034880095-pct00050
의 매우 간단한 복잡성을 갖게 된다.
위에서 설명된 다중 해상도 디코딩 알고리즘의 복잡성은 다음과 같이 추정될 수 있다. 월시-하다마드 구조에 의한 수학적 단순성들은 매우 낮은 복잡성으로 가게 된다. 알고리즘의 각 단계 γ에서, 하나의 반복의 복잡성 C(γ, N)은(즉, 2γ는 y,
Figure 112007077213405-pct00051
, 및 결정들의 계산) 과대평가될 수 있으며:
Figure 112004034370656-pct00052
여기서 AddR은 두 개의 실제 값들의 합(차의 값과 동일하다고 가정)의 복잡성이며, MulR은 곱의 복잡성이고, Decision은 복소수값 상의 하드 결정(심볼의 선택)의 복잡성이다.
QPSK 컨스텔레이션을 이용하여 5.2GHz, 20MHz 대역폭, 800ns 보호 시간을 갖는 64 캐리어 HIPERLAN/2 OFDM 시스템의 문맥에서 위에서 설명된 다중 해상도 디코딩 알고리즘에 의해 제공된 성능 개선의 설명이 이어진다. 시뮬레이션들은 다음의 2 채널 프로파일들: (i) 완전한 시간 인터리브된 BRAN 'E' 채널 모드 (ii) 주파수 도메인에서 순수 독립 레이레이 페이딩들을 이용하여 실행되었다. 비율 Eb/N0(비트 당 에너지/노이즈 에너지)의 함수로서 코딩되지 않은 시나리오들에 대한 BER(비트 에러 레이트)에 대한 결과들이 도 4 및 도 5에 제공된다.
월시-하다마드 확산 시퀀스를 이용하여 OFDM과 MMSE SOFDM 시스템들과 비교하여 새로운 디코딩 방법을 인가함으로써 명백한 개선이 관찰될 수 있는데: 10-4의 타겟 BER에 대하여 3개의 제 1 단계들에서 하나 또는 두개의 반복들을 인가하는 MMSE SOFDM과 비교하여 3dB보다 크게 이득된다.
이는 동일한 고정된 BER 및 주어진 C/I에 대하여, 다중해상도 디코딩을 갖는 16QAM SOFDM이 비트 레이트에서 4배의 강화를 제공하는 동안 QPSK SOFDM MMSE 전송 스킴의 동일한 성능을 가질 것임을 의미한다. 이러한 상당한 개선이 존재하는 시스템들에 대해 어떻게 개선된 디코딩 방식들이 주어진 QoS 제약 하에서 보다 큰 시스템 성능으로 직접 옮겨질 수 있는지를 설명한다.
위에서 설명된 OFDM-CDMA, 확산 OFDM 단일 이용자 시스템들에 대한 다중 해상도 디코딩 알고리즘이 다음 장점들을 제공한다는 것이 이해될 것이다:
새로운 다중해상도 디코딩 알고리즘의 다음의 기술 이점들이 강조될 수 있다:
- 동일한 또는 더 나은 성능을 갖는 기존의 SIC BLAST 기술들과 비교하여 낮은 수학적 복잡성.
- 방법의 유연성 및 스케일가능성(성능/복잡성 변화에 기초하여 실행되는 반복들의 횟수를 조절하는 것이 가능하다).
- 독점 전송 모드로서 모든 OFDM 표준들로 조합될 수 있다(현재 OFDM 시스템들의 간단한 확장으로 보여질 수 있기 때문에).
- 종래 OFDM 및 최소 평균 제곱 에러(MMSE) SOFDM 수신기들과 비교하여 상당한 PER 성능 강화를 이끌어낸다(예를 들면, 3dB).

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  19. 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호를 디코딩하는 방법에 있어서:
    수신된 확산 OFDM 신호 블록 y 상에 등화 및 판정 함수를 실행하여 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00072
    을 생성하는 단계;
    상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00073
    을 2i 개수의 부분들
    Figure 112009034880095-pct00074
    로 스플리팅하는 단계, 여기서,
    Figure 112009034880095-pct00075
    이고 i 는 양의 정수;
    상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00076
    의 상기 부분들
    Figure 112009034880095-pct00077
    각각에 대하여 차례로, 상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y에서 M과 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록에서
    Figure 112009034880095-pct00078
    인 행렬과의 곱으로부터 유도된 값
    Figure 112009034880095-pct00079
    을 감하여 각각의 차 신호들 yk을 생성하는 단계, 여기서
    Figure 112009034880095-pct00080
    이고 H는 복소 주파수 채널 감쇠들과 연관된 N × N 대각 행렬이며 W는 N × N 유니터리 확장 행렬; 및
    상기 각각의 차 신호들 yk 상에 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00081
    의 다른 부분들에 기인한 간섭이 감소된 상기 수신된 신호의 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00082
    을 생성하는 단계를 포함하고,
    상기 각각의 차 신호 yk를 생성하는 단계 및 상기 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00083
    을 생성하는 단계는 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00084
    의 상기 부분들
    Figure 112009034880095-pct00085
    각각에 대하여 차례로 반복되는, 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호 디코딩 방법.
  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y에서 상기 M과 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록에서
    Figure 112009034880095-pct00086
    인 행렬과의 곱으로부터 유도된 값을 감하는 단계를 반복하여 상기 각각의 차 신호들 yk 을 생성하는 단계는 상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y에서 상기 수신된 신호의 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분들
    Figure 112009034880095-pct00087
    의 적어도 하나로부터 유도된 값을 감하는 단계를 포함하는, 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호 디코딩 방법.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 각각의 차 신호 yk 를 생성하고 상기 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00088
    을 생성하는 단계를 이미 처리된 부분들
    Figure 112009034880095-pct00089
    대신에 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분들
    Figure 112009034880095-pct00090
    로부터 유도된 값들을 가지고 반복하는 단계를 포함하여 상기 부분들 각각에 대해 더욱 신뢰성 있는 추정을 여전히 복구하는 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록의 처리를 반복하는 단계(iterating)를 더 포함하는, 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호 디코딩 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 각각의 차 신호 yk 를 생성하고 상기 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00091
    을 생성하는 단계를 반복하는 단계는 이전의 단계들보다 더 큰 수의 부분들로 실행되도록, 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록을 처리하는 단계를 반복하는 단계는 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00092
    을 2j 개수의 부분들로 스플리팅하는 단계를 포함하고, 여기서 j는 i보다 큰 양의 정수인, 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호 디코딩 방법.
  23. 삭제
  24. 삭제
  25. 제 19 항에 있어서,
    상기 등화를 실행하는 단계들은 채널 계수들(coeffecients) 상에 의존하는 행렬요소들을 갖는 제 1 대각 행렬을 상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y 에 곱하는 단계; 및
    월시 하다마드 행렬의 서브 세트인 제 2 행렬을 상기 각각의 차 신호 yk 에 곱하는 단계를 포함하는, 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호 디코딩 방법.
  26. 제 19 항에 있어서,
    상기 등화를 실행하는 단계들은 최소 평균 제곱 에러 등화(minimum mean square error equlization)를 실행하는 단계를 포함하는, 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호 디코딩 방법.
  27. 삭제
  28. 확산 OFDM 무선 통신 시스템(100)에 이용하기 위한 수신기(160-180)에 있어서,
    확산 OFDM 무선 통신 신호를 수신하는 수단, 및 상기 수신된 확산 OFDM 무선 통신 신호를 제 19 항 내지 제 22 항 또는 제 25 항 내지 제 26 항 중의 어느 한 항에 따른 방법으로 디코딩하는 디코딩 수단을 포함하고, 상기 디코딩 수단은:
    수신된 확산 OFDM 신호 블록 y 상에 등화 및 판정 함수를 실행하여 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00093
    을 생성하는 등화 및 판정 수단;
    상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00094
    을 2i 개수의 부분들
    Figure 112009034880095-pct00095
    로 스플리팅하는 수단, 여기서,
    Figure 112009034880095-pct00096
    이고 i 는 양의 정수; 및
    상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00097
    의 상기 부분들
    Figure 112009034880095-pct00098
    각각에 대하여 차례로, 상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y에서 M과 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록에서
    Figure 112009034880095-pct00099
    인 행렬과의 곱으로부터 유도된 값
    Figure 112009034880095-pct00100
    을 감하여 각각의 차 신호들 yk을 생성하는 감하는 수단(subtrating means)으로서, 여기서
    Figure 112009034880095-pct00101
    이고 H는 복소 주파수 채널 감쇠들과 연관된 N × N 대각 행렬이며 W는 N × N 유니터리 확장 행렬인, 상기 감하는 수단을 포함하고,
    상기 등화 및 판정 수단은 상기 각각의 차 신호들 yk상에 상기 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00102
    의 다른 부분들에 기인한 간섭이 감소된 상기 수신된 신호의 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00103
    을 생성하도록 구성되고,
    상기 디코딩 수단은 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00104
    의 상기 부분들
    Figure 112009034880095-pct00105
    각각에 대하여 차례로, 상기 각각의 차 신호 yk를 생성하는 단계 및 상기 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00106
    을 생성하는 단계를 반복하도록 구성되는, 수신기.
  29. 제 28 항에 있어서,
    상기 감하는 수단은 상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y에서 상기 M과 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록에서
    Figure 112009034880095-pct00107
    인 행렬과의 곱으로부터 유도된 값을 감하는 단계를 반복하여 상기 각각의 차 신호들 yk을 생성하는 단계는 상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y로부터 상기 수신된 신호의 추가적으로 처리된 부분들
    Figure 112009034880095-pct00108
    의 적어도 하나로부터 유도된 값을 감하는 단계를 포함하도록 구성되는, 수신기.
  30. 제 28 항에 있어서,
    상기 디코딩 수단은 상기 각각의 차 신호 yk를 생성하고 상기 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00109
    을 생성하는 단계를 이미 처리된 부분들
    Figure 112009034880095-pct00110
    대신에 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분들
    Figure 112009034880095-pct00111
    로부터 유도된 값들을 가지고 반복하여 상기 부분들 각각에 대해 더욱 신뢰성 있는 추정을 여전히 복구하도록, 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록을 처리하는 단계를 반복하도록 구성되는, 수신기.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 디코딩 수단은, 상기 각각의 차 신호 yk를 생성하고 상기 등화 및 판정 함수를 실행하여 상기 추가적으로 처리된 등화되고 판정된 부분
    Figure 112009034880095-pct00112
    을 생성하는 단계의 반복이 이전의 단계들보다 더 큰 수의 부분들로 실행되도록, 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록을 처리하는 단계의 반복은 상기 등화되고 판정된 확산 OFDM 신호 블록
    Figure 112009034880095-pct00113
    을 2j 개수의 부분들로 스플리팅하는 단계를 더 포함하도록 구성되는, 여기서 j는 i보다 큰 양의 정수인, 수신기.
  32. 제 28 항에 있어서,
    상기 등화 및 판정 수단은 채널 계수들 상에 의존하는 행렬요소들을 갖는 제 1 대각 행렬을 상기 수신된 확산 OFDM 신호 블록 y 에 곱하고 월시 하다마드 행렬의 서브 세트인 제 2 행렬을 상기 각각의 차 신호 yk 에 곱하는 행렬 곱 수단(matrix multiplication means)을 포함하는, 수신기.
  33. 제 28 항에 있어서,
    상기 등화 및 판정 수단은 최소 평균 제곱 에러 등화(MMSE)를 실행하는 수단을 포함하는, 수신기.
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