JPH07131382A - スペクトル拡散信号復調装置 - Google Patents

スペクトル拡散信号復調装置

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JPH07131382A
JPH07131382A JP29908593A JP29908593A JPH07131382A JP H07131382 A JPH07131382 A JP H07131382A JP 29908593 A JP29908593 A JP 29908593A JP 29908593 A JP29908593 A JP 29908593A JP H07131382 A JPH07131382 A JP H07131382A
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良男 武内
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Abstract

(57)【要約】 【目的】 従来の相関除去方式による干渉除去に比べ
て、はるかに少ない処理で、ほぼ完全に干渉除去をする
ことができるスペクトル拡散信号復調装置を提供するこ
と。 【構成】 本発明は、複数のスペクトル拡散信号が合成
された信号を入力信号とし、該入力信号に含まれる個々
のスペクトル拡散信号毎に個別に割り当てられた拡散符
号と該入力信号との相関値をそれぞれのスペクトル拡散
信号のシンボル毎に求めて得られた値を第０次の相関検
出値とする手段１１〜１Ｋと、前記入力信号と該第０次
の相関検出値とを入力として、第１次の残留誤差信号と
第１次の相関検出値及び第０次と第１次の相関検出値の
和を出力する第１段の相互干渉除去回路２１と、前段の
相互干渉除去回路の出力信号を入力として、該第１段の
相互干渉除去回路と同等の動作をする第２段から第Ｎ段
までの相互干渉除去回路２１〜２Ｎから構成される。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はスペクトル拡散信号復調
装置に関し、特にセルラー通信システム、構内無線通信
システムあるいは無線ラン(LAN) システム等に用いられ
るスペクトル拡散信号復調装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】スペクトル拡散信号による符号分割多元
接続 (CDMA) を行うシステムにおいては、複数の信号が
同一帯域を伝送されるため、周知のように、各信号に割
り当てられた符号間の相関によって信号間の干渉が生
じ、信号数が増えるに従って特性が劣化する。さらに信
号レベルにばらつきがある場合は、小さいレベルの信号
が大きいレベルの信号から受ける干渉が相対的に大きな
ものとなり、小さいレベルの信号の特性の劣化が大きく
なってしまう。
【０００３】このような信号間の干渉を低減することに
より、特性を改善する方式がいくつか提案されている。
その一つは複製信号除去方式と呼ばれるものである。こ
の方式は、それぞれの信号の複製信号を生成し、もとの
信号から差し引くことにより干渉を低減する方式であ
り、図８に示されているような構成の装置により実現さ
れている。同図の装置は信号数Ｋが３の場合を示してお
り、１１、１２、１３は相関器、５０１、５０２、５０
３は再変調器、５１１、５１２、５１３は加算器、５２
は遅延器、５３１、５３２、５３３は減算器、５４１、
５４２、５４３は相関器である。
【０００４】スペクトル拡散方式としては直接拡散方式
を想定し、時刻ｔにおける受信信号ｒ(t) を下記の式
(1) で表す。なお、ここではベースバンドの信号処理を
想定し、信号は全て複素信号で表されるとしている。
【０００５】
【数１】 ここで、同時に伝送される信号の個数をＫ、ｋ番目の信
号の受信振幅レベルをａk 、ｋ番目の信号のｉ番目のシ
ンボルの情報ビットをｂk (i) 、ｋ番目の信号の拡散符
号をｃk （τ）（｜ｃk （τ）｜ =１，０≦τ＜Ｔ，
Ｔ：シンボル周期）、ｋ番目の信号の遅延量をτk 、伝
送路上で付加される雑音をｎ(t) としている。 受信信
号ｒ(t) に対し、相関器１１〜１３は下記の式(2) で示
される処理を各信号のシンボル毎に行い相関値ｙk (i)
を出力する。なお、 * は複素共役を表す。
【０００６】
【数２】 次に、再変調器５０１〜５０３は、下記の式(3) によっ
てそれぞれの相関値毎に再変調することによって複製信
号ｕk (t) を生成する。
【０００７】
【数３】 次に、ｎ番目の信号に着目してそれ以外の信号による干
渉を除去する場合には、まず加算器５１１〜５１３によ
って、次式(4) の演算を行い、ｎ番目の信号以外の信号
の複製信号の和ｖn (t) を求める。
【０００８】
【数４】 続いて、減算器５３１〜５３３において、次式(5) によ
り、遅延された受信信号ｒ(t-D) からこの信号ｖn (t)
を差し引くことにより、ｎ番目の信号以外の信号を除去
した信号ｗn (t) が得られる。
【０００９】
【数５】 次に、相関器５４１〜５４３によって、この信号ｗ
n (t) に対して次式(6) による相関ｚn (i) をシンボル
毎に求めることにより、干渉除去された信号に対する相
関検波が達成される。
【００１０】
【数６】 １〜Ｋ番目の信号のそれぞれに着目して、上記の式(4)
、(5) および(6) による処理を行うことにより、全て
の信号について干渉除去及び相関検波が達成される。こ
のようにして得られるそれぞれの信号の相関検波出力に
対して位相同期等を行い、ビット判定することにより、
それぞれの信号の復調を行うことができる。
【００１１】信号間の干渉を除去することにより特性を
改善するもう一つの方式として、相関除去方式がある。
この方式は、予めわかっている符号間の相関値を用いて
相関除去を行う方式であり、この方式を実現する構成例
を図９に示す。同図において、１１、１２、・・、１Ｋ
は相関器、６１は相関除去回路である。
【００１２】受信信号は先程と同様に式(1) により表さ
れるものとし、簡単のため信号間でシンボルタイミング
が同期しているものとして、下記の条件(7) が成立する
ものとする。
【００１３】
【数７】 このとき、受信信号ｒ(t) を十分に短い間隔ΔＴでサン
プリングし、シンボル毎のサンプルを下記のようにベク
トルで表現する。
【００１４】
【数８】 ここで、 ( )T は転置を表す。また信号の受信振幅レベ
ルとビット情報の積をベクトル化し、下記のように表
す。
【００１５】
【数９】 同様に、それぞれの信号の拡散符号ｃk （τ）を間隔Δ
Ｔでサンプリングしてベクトルにより、下記のように表
す。
【００１６】
【数１０】 さらに、全ての拡散符号ベクトルによって拡散符号行列
Ｃを下記のように定義する。
【００１７】
【数１１】 雑音ｎ(t) についても間隔ΔＴでサンプリングしてシン
ボル毎のサンプルを下記のようにベクトルで表現する。
【００１８】
【数１２】 以上のような表現を用いると、前記の式(1) は次式(9)
のように変形できる。
【００１９】
【数１３】 また、前記式(2) による相関器１１〜１Ｋの処理は、下
式(10)のように表される。
【００２０】
【数１４】 ここで、相関器１１〜１Ｋの出力をベクトル化し、下記
のように定義する。
【００２１】
【数１５】 そうすると、前記式(10)は下式(11)のように表すことが
できる。
【００２２】
【数１６】
【００２３】この式(11)に式(9) を代入して変形するこ
とにより、下式(12)が得られる。
【数１７】 ここで、Ｈは次式(13)により定義され、符号間の相関を
表す相関行列となる。
【００２４】
【数１８】 相関器出力に対して、相関除去回路６１では次式(14)に
よる処理を行う。
【００２５】
【数１９】 ここで、ベクトルｄ(i) は下式のように表すことができ
る。
【００２６】
【数２０】 各要素ｄk (i) はそれぞれの相関器出力から相互相関が
除去されたものとなる。符号行列Ｃはあらかじめわかっ
ているので、相関行列Ｈもあらかじめ計算することがで
き、逆行列Ｈ-1も予め求めておくことができる。
【００２７】以上のような相関除去により得られた信号
は、式(14)に式(12)を代入することにより、下式のよう
に表される。
【００２８】
【数２１】 わかりやすくするために、ｄ(i) をベクトルの要素毎の
式で表すと、下式(15)のようになる。
【００２９】
【数２２】 これはつまり、相関除去された信号ｄk (i) は、もとの
信号の振幅レベルａkと情報ビットｂk (i) の積に雑音
成分ｎ´k (i) が加わったものとなり、同時に受信され
る他の信号の影響は一切受けないことになる。すなわ
ち、信号間の相互干渉がなくなることを意味しており、
干渉除去された検波信号が得られることになる。この干
渉除去されたそれぞれの検波信号に対して位相同期等を
行い、ビット判定することにより、それぞれの信号の復
調を行うことができる。
【００３０】なお、相関除去方式についてはシンボル同
期している場合についての動作を示したが、同期してい
ない場合についても、文献 "Near-far Resistance of M
ultiuser Detectors in Asynchronous Channels" (R. L
upas, S. Verdu, IEEE Trans. Com, Vol. 38, No. 4, A
pril 1990) に示されるように、同期の場合と同等に相
関除去を行うことができる。すなわち、非同期の信号個
数Ｋに対して、十分に長い複数のシンボル（シンボル数
Ｍ）にわたる期間ＭＴを同期した１シンボルの期間と見
なすと、期間ＭＴにおいてＭＫの同期した信号が伝送さ
れていると見なすことができるから、信号数ＭＫの場合
の相関除去を行うことによって非同期の場合の相関除去
を行うことができる。
【００３１】
【発明が解決しようとする課題】従来の複製信号除去方
式では、符号間の相関のために、前記式(2) によって得
られる相関器出力中に干渉信号の影響が現われ、従って
前記式(3) によって生成される複製信号は干渉の影響に
よる誤差を含んでいる。すなわち、式(5) によって干渉
除去された信号Ｚn (i) は、干渉が完全に除去されたも
のとはなっておらず、干渉が完全に除去される場合と比
べて特性は劣化してしまう。特に、信号数が多い場合及
び信号間のレベル差が大きい場合は除去しきれない干渉
の影響が大きく、特性劣化が大きくなるという問題があ
る。
【００３２】また従来の複製信号除去方式では、それぞ
れの信号毎に前記式(4) の処理を行わなければならない
ので、式(5) の処理と合わせて、信号数Ｋの２乗にほぼ
等しい回数の加減算を、ディジタル処理の場合はサンプ
ル毎に行う必要があり、信号数が多い場合に処理量が膨
大となるという問題がある。
【００３３】一方、従来の相関除去方式は、前記したよ
うに、完全に干渉が除去された検波信号を得ることがで
きるが、次のような問題がある。すなわち、信号数の増
減があると相関行列Ｈの大きさが変わるため、相関除去
の処理に用いる逆行列Ｈ-1を再計算しなければならな
い。また、拡散符号の変更／変化があった場合、前記式
(8) で定義される拡散符号行列Ｃが変化するので、式(1
3)で定義される相関行列Ｈも変化する。したがって、や
はり逆行列Ｈ-1の再計算が必要となる。シンボル同期し
ていない場合に、信号遅延量が変化する場合も、同様に
拡散符号間の相関が変化してしまうため、非同期の場合
について定義される相関行列が変化し、相関除去に用い
る逆行列の再計算が必要となる。
【００３４】行列Ｈの大きさはシンボル同期している場
合にはＫ×Ｋ，非同期の場合にはＭＫ×ＭＫであり、例
えば信号数Ｋが１００の場合、シンボル同期していても
１００×１００の大きさの行列の逆行列を計算しなけれ
ばならない。さらにシンボルが同期していない場合は例
えば（Ｍ＝）１０シンボルにわたる相関行列を用いると
すると１０００×１０００の大きさの行列の逆行列を計
算しなければならず、これは膨大な処理量となる。すな
わち、ボイスアクチベーション等により、信号のオン／
オフが頻繁に発生する場合や、移動通信において遅延量
の変化が速い場合などは、逆行列計算をリアルタイムで
行うことが困難となり、すなわち相関除去受信機の適用
は不可能となってしまう。
【００３５】また、シンボル長より長い符号で拡散する
場合は、シンボル毎に異なる符号を用いるのと同等であ
り、この場合シンボル毎に相関行列Ｈが異なり、シンボ
ル毎に異なる逆行列Ｈ-1 を適用しなければならないた
め、やはり処理量の増大という問題が生ずる。
【００３６】本発明は、上述の従来技術の問題点を解決
するものであり、従来の複製信号除去方式と同等の処理
を少ない処理量により実現するスペクトル拡散信号復調
装置を提供することを目的とする。
【００３７】また、本発明は、回路規模の若干の増大を
許容する場合に、従来の複製信号除去方式より優れかつ
相関除去方式に近い復調特性を達成し、さらに相関除去
方式よりはるかに少ない処理で干渉除去を行い、拡散符
号の変更，信号遅延量の変化にも容易に対応できるスペ
クトル拡散信号復調装置を提供することを目的とする。
【００３８】
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、請求項１の発明は、複数のスペクトル拡散信号が合
成された信号を入力信号とするスペクトル拡散信号復調
装置において、該入力信号に含まれる個々のスペクトル
拡散信号毎に個別に割り当てられた拡散符号と該入力信
号との相関値を、それぞれのスペクトル拡散信号のシン
ボル毎に求めて得られた値を第０次の相関検出値とする
手段と、前記入力信号と該第０次の相関検出値とを入力
として、第１次の残留誤差信号、第１次の相関検出値、
ならびに第０次および第１次の相関検出値の和を出力す
る第１段目の相互干渉除去回路と、前段の相互干渉除去
回路の出力信号を入力として、該第１段の相互干渉除去
回路と同等の動作をする複数段の相互干渉除去回路とを
具備した点に特徴がある。
【００３９】また、請求項３の発明は、該入力信号に含
まれる個々のスペクトル拡散信号毎に個別に割り当てら
れた拡散符号と該入力信号との相関値を、それぞれのス
ペクトル拡散信号のシンボル毎に求めて得られた値を第
０次の相関検出値とする手段と、前記入力信号の遅延信
号と該第０次の相関検出値とを入力として、第０次と第
１次の相関検出値の和を出力する第１段の相互干渉除去
回路と、前記入力信号を段数分だけ遅延した信号と前段
の相互干渉除去回路の出力信号とを入力として、該第１
段の相互干渉除去回路と同等の動作をする複数段の相互
干渉除去回路とを具備した点に特徴がある。
【００４０】
【作用】本発明による第１段目の干渉除去によって得ら
れる相関検波出力は、従来の複製信号除去方式と同等で
ある。しかしながら、本発明の処理は、従来の複製信号
除去方式と異なり、全ての複製信号の和を受信信号から
差し引いて得られる残留誤差信号に対して再度符号との
相関を求めるので、ディジタル処理の場合にサンプル毎
に行う加算の回数は信号個数Ｋに等しくなり、従来の複
製信号除去方式に比べて少ない回数ですむ。このため、
特に信号数Ｋが大きい場合に複製信号除去方式に比べて
少ない処理量で同等の復調特性を達成することができ
る。
【００４１】また、本発明による多段階の干渉除去を行
う場合は、残留誤差信号に対して干渉除去の処理を繰り
返すので、最終的に得られる相関検波出力に含まれる干
渉信号成分は従来の複製信号除去方式に比べてわずかな
ものとなり、段数を増やすほど従来の相関除去方式の特
性に近づく。さらに本発明では、拡散符号及び遅延さえ
わかっていれば、相関行列Ｈ及びその逆行列Ｈ-1を求め
ずに処理を行うことができるので、総合的な処理量は相
関除去方式より少なくすむ。このため、拡散符号の変更
及び信号遅延量の変化があっても、それに対処するため
に多くの処理を行う必要はないので容易に対応可能であ
る。
【００４２】
【実施例】以下に、本発明を図面を参照して詳細に説明
する。図１および図２は、本発明による多段階の干渉除
去を行うスペクトル拡散信号復調装置の一実施例の構成
を示すブロック図である。図１は、前記スペクトル拡散
信号復調装置の全体の構成を示すものであり、１１、１
２、・・、および１Ｋは相関器、２１、２２、・・、お
よび２Ｎは相互干渉除去回路である。なお、第１〜第Ｎ
段相互干渉除去回路２１〜２Ｎは、同一または同等の構
成を有している。
【００４３】図２は、図１の相互干渉除去回路の一具体
例の構成を示すブロック図であり、図２において２０
１、２０２、・・、および２０Ｋは再変調器、２１０は
加算器、２１１は遅延器、２１２は減算器、２２１、２
２２、・・、および２２Ｋは相関器、２３１、２３２、
・・、および２３Ｋは遅延器、２４１、２４２、・・、
および２４Ｋは加算器である。ここでは、干渉除去の段
数をＮとしている。
【００４４】次に、前記再変調器２０１の一具体例を図
３を参照して説明する。なお、前記再変調器２０１、２
０２、・・、および２０Ｋの各々は同一または同等の構
成を有しているので、ここでは再変調器２０１を代表に
あげて説明する。
【００４５】図３において、７１はラッチ回路、７２は
符号信号発生器、７３は乗算器である。ラッチ回路７１
は、シンボル毎に入力される信号をラッチして、１シン
ボルの期間にわたってその値を保持して出力する。符号
信号発生器７２は、シンボルタイミングに合わせてあら
かじめ設定されている符号信号を発生させる。乗算器７
３は、ラッチ回路の出力と符号信号を乗じた結果を出力
する。
【００４６】図４は前記相関器２２１の一具体例を示す
ブロック図である。なお、前記相関器２２１、２２２、
・・、および２２Ｋの各々は同一または同等の構成を有
しているので、ここでは相関器２２１を代表にあげて説
明する。
【００４７】図４において、８１は符号信号発生器、８
２は乗算器、８３はシンボル積分器である。符号信号発
生器８１はシンボルタイミングに合わせてあらかじめ設
定されている符号信号を発生させる。乗算器８２は、符
号信号と入力信号を乗じた結果を出力する。シンボル積
分器８３は入力される信号を１シンボルにわたって積分
した結果を出力するものであり、例えば図５のように構
成される。図５において、８３１は加算器、８３２はサ
ンプル遅延器、８３３はラッチ回路である。サンプル遅
延器８３２の出力はシンボルタイミング毎に０にリセッ
トされ、加算器８３１によって入力信号と遅延器８３２
の出力を加算し、その結果を遅延器８３２で遅延して再
度加算器８３１によって入力信号と足し合わされるとい
う処理が１シンボルの期間にわたって繰り返されるた
め、次のシンボルタイミングの時点では、加算器８３１
の出力は入力信号を１シンボルにわたって積分した値と
なっている。ラッチ回路８３３は、シンボルタイミング
に応じてこの積分値をラッチし、１シンボルの期間にわ
たってその値を保持して出力する。
【００４８】なお、以上の説明においてはハードウェア
により処理を実現する例を示しているが、本実施例はこ
れに限定されず、汎用のプロセッサ及びメモリ等から構
成される回路を用いて、ソフトウェアにより同様の処理
を実現することも可能である。
【００４９】次に、本実例の動作を説明する。図１の相
関器１１〜１Ｋは、前記式(1) で表される受信信号ｒ
(t) に対し、下記の式(16)で示される処理を各信号のシ
ンボル毎に行い、得られた第０次相関検出値ｙ
k (0) (i) が第１段の相互干渉除去回路２１に入力され
る。なお以下の説明においては、ベースバンドの信号処
理を想定し、信号は全て複素信号で表されるとしている
が、ＩＦ帯等において同等の処理を実現しても構わな
い。
【００５０】
【数２３】 図２に示される第ｊ段（１≦ｊ≦Ｎ）の相互干渉除去回
路は、第（ｊ−１）次残留誤差信号ｅ(j-1) (t) ( ただ
し、ｅ(0) (t) ＝ｒ(t) ）、第（ｊ−１）次相関検出値
ｙk (j-1) (i) 及び第０次から第（ｊ−１）次までの相
関検出値の和ｄk (j-1) (i) を入力として処理を行う。
まず再変調器２０１〜２０Ｋにおいては、下記の式(17)
によってそれぞれの相関検出値毎に再変調することによ
って複製信号ｕk (j) (t) を生成する。
【００５１】
【数２４】 さらに、加算器２１０において次式(18)により全ての複
製信号ｕk (j) (t) の和ｖ(j) (t) を求める。
【００５２】
【数２５】 減算器２１２において、前記式(18)によって得られた信
号ｖ(j) (t) を、第（ｊ−１）次残留誤差信号ｅ(j-1)
(t) を遅延した信号から次式(19)にしたがって差し引く
ことにより、第ｊ次残留誤差信号ｅ(j) (t) を得る。
【００５３】
【数２６】 相関器２２１〜２２Ｋは下記の式(20)で示される処理を
各信号のシンボル毎に行い、第ｊ次相関検出値ｙk (j)
(i) を得る。
【００５４】
【数２７】 加算器２４１〜２４Ｋは、得られた第ｊ次相関検出値ｙ
k (j) (i) を、次式(21)にしたがって第（ｊ−１）次ま
での相関検出値の和ｄk (j-1) (i) にたすことにより第
ｊ次までの相関検出値の和ｄk (j) (i) を得る。なお、
第（ｊ−１）段においてｄk (j-1) (i) はｙk (j) (i)
より時間的にはＤだけ先に得られているので、回路構成
上遅延器２３１〜２３Ｋによる遅延を入れている。
【００５５】
【数２８】 以上のようにして得られた第ｊ次残留誤差信号ｅ
(j) (t) ，第ｊ次相関検出値ｙk (j) (i) 及び第ｊ次ま
での相関検出値の和ｄk (j) (i) を第ｊ段の相互干渉除
去回路より出力する。
【００５６】そして、最後の第Ｎ段の相互干渉除去回路
より出力される第Ｎ次までの相関検出値の和ｄ
k (N) (i) に対して位相同期等を行った後ビット判定す
ることにより、それぞれの信号の復調を行うことができ
る。
【００５７】本実施例によれば、後述の説明から明らか
になるように、前記相関検出値の和ｄk (N) (i) は、段
数Ｎを増加させると、従来の相関除去方式による検波値
ｄk(i) に近付くことになり、ほぼ完全に干渉が除去さ
れた検波信号を得ることができるようになる。
【００５８】次に、本発明の第２実施例について説明す
る。図６および図７は、該第２実施例の構成を示すブロ
ック図である。図６において、１１、１２、・・、およ
び１Ｋは相関器、３１、３２、・・、および３Ｎは相互
干渉除去回路、４１、４２、・・、および４Ｎは遅延器
である。また、図７において、３０１、３０２、・・、
および３０Ｋは再変調器、３１０は加算器、３１２は減
算器、２２１、２２２、・・、および２２Ｋは相関器、
２３１、２３２、・・、および２３Ｋは遅延器、２４
１、２４２、・・、および２４Ｋは加算器である。
【００５９】図６における相関器１１〜１Ｋの動作は図
１における動作と全く同じであり、前記式(1) で表され
る受信信号ｒ(t) に対し、式(16)で示される処理を各信
号のシンボル毎に行い、得られた第０次相関検出値ｙk
(0) (i) が第１段目の相互干渉除去回路３１に入力され
る。
【００６０】図７に示される第ｊ段目の相互干渉除去回
路は、受信信号を遅延した信号ｒ(t-jD) 及び第０次か
ら第（ｊ−１）次までの相関検出値の和ｄk (j-1) (i)
を入力として処理を行う。まず、再変調器３０１〜３０
Ｋにおいては、以下の式(22)によって再変調することに
よって複製信号ｐk (j) (t) を生成する。
【００６１】
【数２９】 さらに、加算器３１０において次式(23)により全ての複
製信号ｐk (j) (t) の和ｑ(j) (t) を求める。
【００６２】
【数３０】 減算器３１２において、受信信号を遅延した信号ｒ(t-j
D)から、前記信号ｑ(j) (t) を次式(24)にしたがって差
し引くことにより第ｊ次残留誤差信号ｅ(j) (t) を得
る。
【００６３】
【数３１】 式(21)より、次式(25)が成立する。
【００６４】
【数３２】 この式(25)、式(22)、および式(23)を式(24)に代入し、
式(17)、(18)を用いて変形することにより式(19)が得ら
れることから、図７の構成において式(22)、式(23)およ
び式(24)の処理により得られる第ｊ次残留誤差信号ｅ
(j) (t) は図２の構成において式(17)、式(18)、および
式(19)の処理により得られる第ｊ次残留誤差信号ｅ(j)
(t) と全く同等となることがわかる。相関器２２１〜２
２Ｋの処理及び第ｊ次までの相関検出値の和ｄ
k (j) (i) を得る処理は、図２の構成におけるそれらの
処理と同じであり、式(20)及び式(21)にしたがって処理
される。以上のようにして得られた第ｊ次までの相関検
出値の和ｄk (j) (i) を第ｊ段の相互干渉除去回路より
出力する。
【００６５】最後の第Ｎ段の相互干渉除去回路より出力
される第Ｎ次までの相関検出値の和ｄk (N) (i) に対し
て位相同期等を行った後ビット判定することにより、そ
れぞれの信号の復調を行うことができる。この第２実施
例においても、前記第１実施例と同様の効果を期待する
ことができる。
【００６６】前記第１、第２実施例において、同時に伝
送される信号数が増減する場合は、あらかじめ想定され
る最大の信号数に対応できるように回路を構成し、実際
に伝送されている信号数の分だけ相関器、再変調器等の
対応する回路を動作させることにより、信号数の増減に
対処することができる。また、信号数の増減等に伴い、
使用される拡散符号が変更される場合は、相関器，再変
調器等の対応する回路で使用する符号もそれに合わせて
変更することにより対処することができる。さらに、拡
散符号の周期が複数シンボルの期間にわたる場合でも、
シンボル毎に異なる拡散符号が用いられているのと同等
であるので、拡散符号が変更される場合と同様に対処す
ることができる。
【００６７】移動通信におけるようにそれぞれの信号の
伝送遅延が変化する場合でも、瞬時瞬時におけるそれぞ
れの信号の遅延τk をそれぞれの信号に対応する相関器
及び再変調器において使用することにより対処すること
ができる。
【００６８】ここで、従来の複製信号除去方式と本発明
によるスペクトル拡散信号復調方式を比較すると、前記
式(1) で表される同一の受信信号に対して、式(2) 及び
式(16)で表される相関器の処理は等価であるから、次式
が成立する。
【００６９】
【数３３】 さらに、式(3) 及び式(17)で表される再変調器の出力も
等価となり、次式が成立する。
【００７０】
【数３４】 したがって、式(4) と式(18)から次式が成立する。
【００７１】
【数３５】 これを式(5) に代入して式(19)の関係を使って変形する
と、次式の関係が得られる。
【００７２】
【数３６】 この関係を用いて式(6) を変形すると、次式のようにな
る。
【００７３】
【数３７】 すなわち、従来の複製信号除去方式によって得られる相
関検波出力ｚn (i) と本発明による１段の干渉除去を行
うスペクトル拡散信号復調方式によって得られる相関検
波出力ｄn (1) (i) が同等であることがわかる。
【００７４】次に、従来の相関除去方式との比較を行う
ために、まず信号間でシンボルタイミングが同期してい
ると仮定し、式(7) の条件が成り立っているとする。こ
のとき図１及び図２の構成における各部の信号を次のよ
うにベクトルで表現する。
【００７５】
【数３８】 ベクトル表現を用いると、前記の式(16)は次のように変
形できる。
【００７６】
【数３９】 また、前記式(17)、式(18)、式(19)、式(20)および式(2
1)はそれぞれ以下の式(26)、式(27)、式(28)、式(29)及
び式(30)のように変形できる。
【００７７】
【数４０】
【００７８】
【数４１】
【００７９】
【数４２】
【００８０】
【数４３】
【００８１】
【数４４】 式(26)、式(27)および式(28)を用いると、式(29)は次式
(31)のように変形できる。なお、ＥはＫ×Ｋの大きさの
単位行列を表す。
【００８２】
【数４５】 したがって、第Ｎ次までの相関検出値の和は、下記の式
(32)のように表される。
【００８３】
【数４６】 行列（Ｅ＝Ｈ）の行列式の絶対値が１より小さければ、
Ｎ→∞のとき、次式のようになる。
【００８４】
【数４７】 したがって、次の関係(33)が成立する。
【００８５】
【数４８】 この結果、本発明によるスペクトル拡散信号復調方式に
より得られる検波値ｄK (N) (i) は段数Ｎを増加させる
と、式(14)を参照すると明かなように、相関除去方式に
よる検波値ｄk (i) に近づくことがわかる。
【００８６】信号間でシンボルタイミングが同期してい
ない場合についても、十分に長い複数のシンボル (シン
ボル数Ｍ) にわたる期間ＭＴにおける各信号をベクトル
表現して変形することにより、同期の場合と同様に段数
Ｎを増加させると相関除去方式による検波値に近づくこ
とが導かれる。すなわち、シンボルタイミングが同期し
ている場合及び非同期の場合のいずれについても、本発
明によるスペクトル拡散信号復調方式により得られる検
波値は段数Ｎを増加させると相関除去方式による検波値
に近づき、したがって復調特性も相関除去方式の特性に
近づくことがわかる。
【００８７】
【発明の効果】従来の複製信号除去方式と本発明による
第１段階の干渉除去を行うスペクトル拡散信号復調方式
を比較すると、前述のように、従来の複製信号除去方式
によって得られる相関検波出力ｚn (i) と、本発明によ
る第１段階の干渉除去を行うスペクトル拡散信号復調方
式によって得られる相関検波出力ｄn (1) (i) は同等で
ある。
【００８８】一方、処理量に関しては、相関器及び再変
調器の処理は同等であり、また、本発明による方式にお
ける相関値の足し算は各信号について１シンボルに１回
行うだけでよいので他の処理に比べて処理量としては殆
ど無視できる。よって処理量として差が出るのは、ディ
ジタル処理の場合にサンプル毎に行う必要がある加減算
であり、従来の複製信号除去方式の場合は、前記式(4)
の処理と式(5) の処理のために信号数Ｋの２乗にほぼ等
しい回数の加減算をサンプル毎に必要とするのに対し、
本発明による第１段階の干渉除去を行うスペクトル拡散
信号復調方式では、前記式(18)及び式(19)の処理のため
にサンプル毎にＫ回の加減算を行えばよい。
【００８９】すなわち、本発明による第１段階の干渉除
去を行うスペクトル拡散信号復調方式によれば、従来の
複製信号除去方式より少ない処理量で同等の復調特性を
得ることができ、しかも信号数が多いほど従来方式に対
する処理量の削減の度合いが大きくなる。
【００９０】本発明による多段階の干渉除去を行うスペ
クトル拡散復調方式では、前述のように段数を増やすと
従来の相関除去方式による特性に近づき、遠近問題にも
強くなる。また、本発明によれば、信号数の増減があっ
ても、各段において信号数に対応する分だけ再変調器及
び相関器等の回路を動作させれるようにすることで対処
できる。また拡散符号の変更／変化，遅延の変化などが
あっても、対応する相関器や再変調器等の回路内で用い
る拡散符号や遅延の値を変更するだけで対処できる。
【００９１】すなわち、従来の相関除去方式が、信号数
の増減，拡散符号の変更／変化、遅延の変化に対して逆
行列の再計算という膨大な処理を伴うのに対して、本発
明によればそれらに対処するための特別な処理は必要な
いことから、特に移動通信のように信号の増減、拡散符
号の変更／変化、遅延の変化が頻繁に発生するような環
境において、総合的には本発明によれば従来の相関除去
方式に比べて極めて少ない処理で相関除去方式に近い特
性を得ることができる。
【００９２】以上のことから、本発明は、ＣＤＭＡによ
って不特定多数の信号が同一帯域を伝送され、しかも信
号の遅延量が時々刻々変化し、信号数の増減およびそれ
に伴う拡散符号の変更が頻繁に生ずるセルラー移動通信
システムにおけるスペクトル拡散信号復調装置として適
し、それらのシステムのチャネル容量の増大、通信品質
の向上および装置の小形化・低電力化に寄与する。
【図面の簡単な説明】
【図１】 本発明のスペクトル拡散信号復調装置の第１
実施例の構成を示すブロック図である。
【図２】 図１の相互干渉除去回路の一具体例を示すブ
ロック図である。
【図３】 再変調器の一具体例を示すブロック図であ
る。
【図４】 相関器の一具体例を示すブロック図である。
【図５】 図４のシンボル積分器の一具体例を示すブロ
ック図である。
【図６】 本発明のスペクトル拡散信号復調装置の第２
実施例の構成を示すブロック図である。
【図７】 図６の相互干渉除去回路の一具体例を示すブ
ロック図である。
【図８】 従来の複製信号除去によるスペクトル拡散信
号復調装置の一例を示すブロック図である。
【図９】 従来の相関除去によるスペクトル拡散信号復
調装置の一例を示すブロック図である。
【符号の説明】
１１、１２、・・、１Ｋ…相関器、２１、２２、・・、
２Ｎ…相互干渉除去回路、２０１、２０２、・・、２０
Ｋ…再変調器、２１０…加算器、２１１…遅延器、２１
２…減算器、２２１、２２２、・・、２２Ｋ…相関器、
２３１、２３２、・・、２３Ｋ…遅延器、２４１、２４
２、・・、２４Ｋ…加算器、３１、３２、・・、３Ｎ…
相互干渉除去回路、４１、４２、・・、４Ｎ…遅延器、
３０１、３０２、・・、３０Ｋ…再変調器、３１０…加
算器、３１２…減算器。

Claims (4)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 複数のスペクトル拡散信号が合成された
    信号を入力信号とするスペクトル拡散信号復調装置にお
    いて、 該入力信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号毎に個
    別に割り当てられた拡散符号と該入力信号との相関値
    を、それぞれのスペクトル拡散信号のシンボル毎に求め
    て得られた値を第０次の相関検出値とする手段と、 前記入力信号と該第０次の相関検出値とを入力として、
    第１次の残留誤差信号、第１次の相関検出値、ならびに
    第０次および第１次の相関検出値の和を出力する第１段
    目の相互干渉除去回路と、 前段の相互干渉除去回路の出力信号を入力として、該第
    １段の相互干渉除去回路と同等の動作をする複数段の相
    互干渉除去回路とを具備したことを特徴とするスペクト
    ル拡散信号復調装置。
  2. 【請求項２】 請求項１に記載のスペクトル拡散信号復
    調装置において、 第ｊ（ただし、ｊは１以上の整数）段目の前記相互干渉
    除去回路は、 第（ｊ−１）次の相関検出値を、対応するスペクトル拡
    散信号に割り当てられた前記拡散符号と乗ずることによ
    り第ｊ次の再拡散信号を生成する手段と、 全てのスペクトル拡散信号について得られた該第ｊ次の
    再拡散信号を、対応するスペクトル拡散信号のシンボル
    タイミングに合わせて足し合わせて得られる信号を第ｊ
    次の複製信号とする手段と、 第（ｊ−１）次の残留誤差信号あるいは入力信号を遅延
    した信号より該第ｊ次の複製信号を差し引いて得られる
    信号を第ｊ次の残留誤差信号とする手段と、 前記拡散符号と該第ｊ次の残留誤差信号の相関値をそれ
    ぞれのスペクトル拡散信号のシンボル毎に求めて得られ
    た値を第ｊ次の相関検出値とする手段と、 第０次から第（ｊ−１）次までの相関検出値の和に該第
    ｊ次の相関検出値を加えることにより第０次から第ｊ次
    までの相関検出値の和を求める手段とから構成されるよ
    うにしたことを特徴とするスペクトル拡散信号復調装
    置。
  3. 【請求項３】 複数のスペクトル拡散信号が合成された
    信号を入力信号とするスペクトル拡散信号復調装置にお
    いて、 該入力信号に含まれる個々のスペクトル拡散信号毎に個
    別に割り当てられた拡散符号と該入力信号との相関値
    を、それぞれのスペクトル拡散信号のシンボル毎に求め
    て得られた値を第０次の相関検出値とする手段と、 前記入力信号の遅延信号と該第０次の相関検出値とを入
    力として、第０次と第１次の相関検出値の和を出力する
    第１段の相互干渉除去回路と、 前記入力信号を段数分だけ遅延した信号と前段の相互干
    渉除去回路の出力信号とを入力として、該第１段の相互
    干渉除去回路と同等の動作をする複数段の相互干渉除去
    回路とを具備したことを特徴とするスペクトル拡散信号
    復調装置。
  4. 【請求項４】 請求項３に記載のスペクトル拡散信号復
    調装置において、 第ｊ（ただし、ｊは１以上の整数）段目の相互干渉除去
    回路は、 第０次から第（ｊ−１）次までの相関検出値の和を対応
    するスペクトル拡散信号に割り当てられた前記拡散符号
    と乗ずることにより第ｊ次の再拡散信号を生成する手段
    と、 全てのスペクトル拡散信号について得られた該第ｊ次の
    再拡散信号を、対応するスペクトル拡散信号のシンボル
    タイミングに合わせて足し合わせて得られる信号を第ｊ
    次の複製信号とする手段と、 入力信号を段数ｊに対応する分だけ遅延した信号より該
    第ｊ次の複製信号を差し引いて得られる信号を第ｊ次の
    残留誤差信号とする手段と、 前記拡散符号と該第ｊ次の残留誤差信号との相関値をそ
    れぞれのスペクトル拡散信号のシンボル毎に求めて得ら
    れた値を第ｊ次の相関検出値とする手段と、 第０次から第（ｊ−１）次までの相関検出値の和に該第
    ｊ次の相関検出値を加えることにより第０次から第ｊ次
    までの相関検出値の和を求める手段とから構成されたこ
    とを特徴とするスペクトル拡散信号復調装置。
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Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1051353A (ja) * 1996-08-06 1998-02-20 Nec Corp Ｃｄｍａマルチユーザ受信装置
US6002727A (en) * 1996-10-18 1999-12-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Interference signal cancellation system
US6222498B1 (en) 1998-01-08 2001-04-24 Nec Corporation CDMA multiuser receiver featuring a combination of array antenna and multiuser cancelers
KR100298976B1 (ko) * 1998-05-01 2001-09-26 가네코 히사시 최적 수신 상태를 갖는 간섭 캔슬러를 구비하는 부호 분할 다원접속 멀티-유저 수신 장치
KR100308106B1 (ko) * 1998-06-25 2001-11-01 가네코 히사시 직접 시퀀스 코드 분할 다중 액세스 시스템용 다중 사용자 간섭 제거기
US6600729B1 (en) 1998-04-07 2003-07-29 Nec Corporation DS-CDMA multi-user interference canceller and DS-CDMA Communication system
KR100586587B1 (ko) * 1999-12-31 2006-06-02 주식회사 케이티 코드 분할 다중 접속 시스템을 위한 파이프라인화된 직렬간섭 제거기
EP1956723A2 (en) 2000-05-12 2008-08-13 Hitachi Communication Technologies, Ltd. Base station and mobile communication system
KR100906948B1 (ko) * 2002-01-31 2009-07-09 모토로라 인코포레이티드 멀티캐리어 확산-스펙트럼 신호들의 수신

Families Citing this family (48)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5553062A (en) * 1993-04-22 1996-09-03 Interdigital Communication Corporation Spread spectrum CDMA interference canceler system and method
KR950035142A (ko) * 1994-03-10 1995-12-30 가나미야지 준 수신장치, 기지국 수신 시스템 및 이동국 수신시스템
US5596600A (en) * 1995-04-06 1997-01-21 Mayflower Communications Company, Inc. Standalone canceller of narrow band interference for spread spectrum receivers
US5644592A (en) * 1995-04-24 1997-07-01 California Institute Of Technology Parallel interference cancellation for CDMA applications
US5978413A (en) * 1995-08-28 1999-11-02 Bender; Paul E. Method and system for processing a plurality of multiple access transmissions
US5917960A (en) * 1996-01-31 1999-06-29 Canon Kabushiki Kaisha Image correlator, an image processing apparatus using the same, and a signal adder used in the image correlator
JP3272940B2 (ja) * 1996-03-07 2002-04-08 ケイディーディーアイ株式会社 スペクトル拡散信号復調装置
US5887034A (en) * 1996-03-29 1999-03-23 Nec Corporation DS-CDMA multiple user serial interference canceler unit and method of transmitting interference replica signal of the same
JPH09321736A (ja) * 1996-05-27 1997-12-12 Sony Corp 受信方法及び受信装置
JP3323067B2 (ja) 1996-07-12 2002-09-09 沖電気工業株式会社 Ｃｄｍａ受信装置
JP3009478B2 (ja) 1996-11-29 2000-02-14 三菱電機株式会社 共用波除去装置
JP3390900B2 (ja) * 1996-12-20 2003-03-31 富士通株式会社 干渉キャンセラ及び仮判定方法
JPH10190495A (ja) * 1996-12-20 1998-07-21 Fujitsu Ltd 干渉キャンセラ
JP2976281B2 (ja) * 1997-02-07 1999-11-10 株式会社村田製作所 スペクトル拡散通信装置
JP3586348B2 (ja) * 1997-03-05 2004-11-10 富士通株式会社 信号対干渉電力比測定装置及び信号対干渉電力比測定方法並びにｃｄｍａ通信方式下での送信電力制御方法
KR100259839B1 (ko) * 1997-06-30 2000-06-15 윤종용 삭제 지시자 비트를 이용한 순방향 전력 제어 방법
US6101178A (en) * 1997-07-10 2000-08-08 Ksi Inc. Pseudolite-augmented GPS for locating wireless telephones
SG77607A1 (en) 1997-08-26 2001-01-16 Univ Singapore A multi-user code division multiple access receiver
KR19990052334A (ko) * 1997-12-22 1999-07-05 서평원 직접확산 코드분할 다중접속 시스템의 다중사용자 검파장치 및 방법
KR100277925B1 (ko) * 1997-12-22 2001-02-01 서평원 직접확산코드분할다중접속시스템의다중사용자검파장치및방법
US6539009B1 (en) * 1997-12-26 2003-03-25 Yozan, Inc. Signal reception apparatus for DS-CDMA cellular system
KR100294701B1 (ko) * 1998-03-25 2001-07-12 서평원 다양한전송속도를갖는씨디엠에이(cdma)시스템에서순차간섭제거방법
US6363103B1 (en) * 1998-04-09 2002-03-26 Lucent Technologies Inc. Multistage interference cancellation for CDMA applications using M-ary orthogonal moduation
FR2783987B1 (fr) 1998-09-11 2006-08-04 Commissariat Energie Atomique Procede de reception de signaux amrc a suppression parallele d'interferences, etage et recepteur correspondants
US6330271B1 (en) 1998-10-13 2001-12-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) CDMA receiver that shares a tracking device among multiple rake branches
US6442190B1 (en) 1998-11-10 2002-08-27 The Board Of Regents Of The University Of Nebraska Method and system for self-encoding a sequential string of data symbols for transmission via communication systems
US6184826B1 (en) 1999-04-20 2001-02-06 Harris Corporation Extension of dynamic range of emitter and detector circuits of spread spectrum-based antenna test range
US6236362B1 (en) 1999-04-20 2001-05-22 Harris Corporation Mitigation of antenna test range impairments caused by presence of undesirable emitters
FR2795893B1 (fr) * 1999-07-01 2001-08-17 Commissariat Energie Atomique Recepteur amrc a suppression parallele d'interferences et a synchronisation optimisee
FI19992694A (fi) * 1999-12-15 2001-06-16 Nokia Networks Oy Menetelmä hajaspektrisignaalin vastaanottamiseksi ja vastaanotin
US6975666B2 (en) 1999-12-23 2005-12-13 Institut National De La Recherche Scientifique Interference suppression in CDMA systems
JP3515721B2 (ja) * 1999-12-28 2004-04-05 松下電器産業株式会社 干渉信号除去装置および干渉信号除去方法
JP3686809B2 (ja) * 2000-01-28 2005-08-24 株式会社日立コミュニケーションテクノロジー 通信システム
US7065055B1 (en) * 2000-05-26 2006-06-20 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Zero delay interference cancellation
US7190710B2 (en) * 2001-06-08 2007-03-13 Broadcom Corporation Successive interference canceling for CMDA
US6873646B2 (en) * 2001-07-12 2005-03-29 Industrial Technology Research Institute Perturbation apparatus and method for user detection in a multiple-access communication system
US6904106B2 (en) * 2001-10-09 2005-06-07 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for spread spectrum interference cancellation
US7400608B2 (en) * 2001-10-09 2008-07-15 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for spread spectrum interference cancellation
US7321610B2 (en) * 2002-03-19 2008-01-22 Industrial Technology Research Institute Method and system of interference cancellation in multi-cell CDMA systems
US7263118B2 (en) * 2002-04-26 2007-08-28 Electronics And Telecommunications Research Institute Interference canceling device and method in mobile communication system
US7715508B2 (en) 2005-11-15 2010-05-11 Tensorcomm, Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US8005128B1 (en) 2003-09-23 2011-08-23 Rambus Inc. Methods for estimation and interference cancellation for signal processing
US20040091055A1 (en) * 2002-10-30 2004-05-13 Williams Thomas Holtzman Digital transmission system using non-orthogonal matrices
US7991088B2 (en) 2005-11-15 2011-08-02 Tommy Guess Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US7826516B2 (en) 2005-11-15 2010-11-02 Rambus Inc. Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems with multiple receive antennas
US20070110135A1 (en) 2005-11-15 2007-05-17 Tommy Guess Iterative interference cancellation for MIMO-OFDM receivers
US8630378B2 (en) * 2005-12-06 2014-01-14 Qualcomm Incorporated Interference cancellation with improved estimation and tracking for wireless communication
WO2009061858A1 (en) 2007-11-05 2009-05-14 T-Mobile Usa, Inc. Method and system for allowing incoming emergency communications on a disabled device

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4189677A (en) * 1978-03-13 1980-02-19 Purdue Research Foundation Demodulator unit for spread spectrum apparatus utilized in a cellular mobile communication system
US4553101A (en) * 1983-09-21 1985-11-12 General Dynamis Electronics Division Fast frequency hopping demodulation system with serial accumulation of signal
US4774715A (en) * 1987-03-11 1988-09-27 Telesystems Slw Inc. Device for demodulating a spread spectrum signal
FR2629931B1 (fr) * 1988-04-08 1991-01-25 Lmt Radio Professionelle Correlateur numerique asynchrone et demodulateurs comportant un tel correlateur
US4942591A (en) * 1989-03-07 1990-07-17 Agilis Corporation Multiple phase PSK demodulator

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH1051353A (ja) * 1996-08-06 1998-02-20 Nec Corp Ｃｄｍａマルチユーザ受信装置
US6002727A (en) * 1996-10-18 1999-12-14 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Interference signal cancellation system
US6222498B1 (en) 1998-01-08 2001-04-24 Nec Corporation CDMA multiuser receiver featuring a combination of array antenna and multiuser cancelers
US6600729B1 (en) 1998-04-07 2003-07-29 Nec Corporation DS-CDMA multi-user interference canceller and DS-CDMA Communication system
KR100298976B1 (ko) * 1998-05-01 2001-09-26 가네코 히사시 최적 수신 상태를 갖는 간섭 캔슬러를 구비하는 부호 분할 다원접속 멀티-유저 수신 장치
KR100308106B1 (ko) * 1998-06-25 2001-11-01 가네코 히사시 직접 시퀀스 코드 분할 다중 액세스 시스템용 다중 사용자 간섭 제거기
KR100586587B1 (ko) * 1999-12-31 2006-06-02 주식회사 케이티 코드 분할 다중 접속 시스템을 위한 파이프라인화된 직렬간섭 제거기
EP1956723A2 (en) 2000-05-12 2008-08-13 Hitachi Communication Technologies, Ltd. Base station and mobile communication system
KR100906948B1 (ko) * 2002-01-31 2009-07-09 모토로라 인코포레이티드 멀티캐리어 확산-스펙트럼 신호들의 수신

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US5467368A (en) 1995-11-14

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