CN1437338A

CN1437338A - 正交频分复用通信系统中的信道估计方法

Info

Publication number: CN1437338A
Application number: CN 03118746
Authority: CN
Inventors: 段方庆; 刘应状; 谌璟; 朱光喜
Original assignee: Huazhong University of Science and Technology
Current assignee: Huazhong University of Science and Technology
Priority date: 2003-03-08
Filing date: 2003-03-08
Publication date: 2003-08-20
Anticipated expiration: 2023-03-08
Also published as: CN1221096C

Abstract

本发明公开了一种正交频分复用通信系统中的信道估计方法，(1)由系统发射机产生信道估计所用的OFDM导频信号，包括导频插入方式以及导频值选取两部分内容；产生的导频信号经过逆傅立叶变换变为时域导频信号；(2)在无线多径衰落信道上发射该时域导频信号；(3)由系统接收机对时域导频信号经过傅立叶变换得到频域导频信号；对无线信道进行信道估计，首先由LMMSE估计或从MMSE估计得到的简化近似方法得到导频信号所在子信道的估计值，然后用滤波器插值法得到整个无线信道的估计值。本发明能够有效估计OFDM通信系统下信道响应值，为解决现有的信道估计要提高估计精度和减小计算复杂度之间的矛盾提供了一种可行的方法。

Description

正交频分复用通信系统中的信道估计方法

技术领域

本发明涉及移动通信系统中的信道估计方法，具体地涉及到正交频分复用通信系统中的信道估计方法。

背景技术

目前，移动通信系统的发展为用户提供了能够支持各种新型业务(例如多媒体通信)的个人移动通信终端。因为各种业务有大量的数据需要传输，故通信系统要求使用更高的比特传输速率。在常规的单载波系统中使用更高的比特速率，会因为符号间干扰(ISI)和无线信道的深度频率选择性衰落而给信号的有效接收带来困难。

解决这些问题的一个方法是在无线移动环境下采用正交频分复用(OFDM)技术。在OFDM通信系统中，信号在带宽小于信道相干带宽的多个正交载波上发射和传输，以克服多径衰落信道所带来的信号频率选择性衰落问题。对于ISI问题可以通过使用保护间隔来解决。目前OFDM系统已经在欧洲用于数字音频广播以及数字视频广播(DVB)系统。它也用于非对称数字用户线路(ADSL)以便传输高速数据。

通常的信道估计方法基于自适应信号处理，其中信道被认为是缓变的。在特定时刻所估计的信道参数根据前一时刻的接收数据和信道参数而定。在多径衰落并且快变信道情况下，例如高数据率OFDM移动系统中，为克服信道的不利影响，一般采用导频信号估计来获得实时信道响应；现有的信道估计方法虽然有较高的估计精度，但是复杂度较高，估计的时间较长，不易实现；故为满足多径衰落信道下在较短的时间内获得信道估计值的需要，对于正交频分复用通信系统，存在改进信道估计方法的必要。

在OFDM系统中，基于导频的信道估计和补偿是在频域完成。因为在数据载波的信道响应值是通过对于导频载波的信道响应值进行插值来实现的，所以系统性能在很大程度上依赖于对导频载波信道响应估计的准确性。基于导频的信道估计有比较简单的LS估计，复杂一些的MMSE估计和时域频域二维联合估计等方法。LS估计实现简单，但是估计的精度不高；MMSE估计以及其他复杂的估计方法可以达到较高的估计精度，但是算法复杂，不易实现。所以为达到性能和实现方法的有效结合，各种文献上分别提出了MMSE的不同简化以及近似算法。本文提出一种能达到一定的估计精度又便于实现的LMMSE估计加滤波器插值的信道估计方法。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有的OFDM通信系统信道估计方法在估计精度和实现复杂度之间的矛盾，提出一种能满足一定的估计精度又便于实现的正交频分复用通信系统中的信道估计方法。

正交频分复用通信系统中的信道估计方法，包括如下步骤：

(1)由系统发射机产生信道估计所用的OFDM导频信号，包括导频插入方式以及导频值选取两部分内容；产生的导频信号经过逆傅立叶变换变为时域导频信号；

(2)在无线多径衰落信道上发射该时域导频信号；

(3)由系统接收机对时域导频信号经过傅立叶变换得到频域导频信号；对无线信道进行信道估计，首先由LMMSE估计或从MMSE估计得到的简化近似方法得到导频信号所在子信道的估计值，然后用滤波器插值法得到整个无线信道的估计值。

本发明方法本发明能够有效估计OFDM通信系统下信道响应值，为解决现有的信道估计要提高估计精度和减小计算复杂度之间的矛盾提供了一种可行的方法。图4给出了不同延时Rayleigh多径信道下LMMSE估计MSE最小均方误差比较图，从图中可以看出LMMSE估计的最小均方差性能指标在10^-2和10^-3之间，效果比较理想，能达到估计的精度要求。图5给出了Rayleigh多径信道下LMMSE估计滤波插值这种信道估计方法与LS估计线性插值这种信道估计方法之间误码率性能的比较。由图5可以知道，LMMSE估计滤波插值这种方法比LS估计线性插值的方法在同样误码率的情况下，信噪比改善从0.2到4dB不等，大部分情况下改善超过1dB，相对性能较为理想。取得这样的效果，从理论分析上来说，对于经过了多径衰落信道的导频信号，LS估计方法受信道间干扰ICI和高斯白噪AWGN影响较大，导致信道估计精度不高；LMMSE估计则在LS估计的基础上，利用了信道的自相关统计特性和信噪比SNR的先验知识，能在一定程度上克服信道间干扰ICI和高斯白噪AWGN的影响，所以对导频所在信道估计的精度会有较大的提高。此外，滤波器插值也比简单的线性插值滤波和平滑的效果要好，所以整个信道估计的效果会有一个从0.2到4dB较为明显的改善。

附图说明

图1为本发明信道估计方法的实现框图；

图2为LMMSE估计实现装置框图；

图3为滤波器插值实现装置框图；

图4为不同延时Rayleigh多径信道下LMMSE估计MSE最小均方误差比较图；

图5为Rayleigh多径信道下LMMSE估计滤波插值这种信道估计方法与LS估计线性插值这种信道估计方法之间误码率性能的比较。

具体实施方式

首先由发射机产生信道估计所用的OFDM导频信号，导频插入方式采用梳状导频插入方式，导频值选取QPSK星座图上的一个点作为常数导频。产生的导频信号经过逆傅立叶变换(IFFT)变为时域导频信号。

发射机把该时域导频信号发射到无线多径衰落信道上。

接收机中，信道估计方法和实现如下所述：

接收的时域导频信号在经过了傅立叶变换(FFT)后变为频域导频信号，首先由频域导频信号经过LS最小二乘法估计得到一个导频所在子信道的粗估计值，然后用LMMSE线性最小均方误差估计法对粗估计值再次进行估计得到导频所在子信道的细估计值；对该细估计值采用滤波器插值法获得整个信道上的频率响应，完成信道估计的全过程。

本发明方法的原理如下：

接收机收到的OFDM的时域信号y(n)是由发射信号，信道传输函数和高斯白噪声共同作用生成的：

y(n)＝x(n)^*h(n)+w(n)在经过了傅立叶变换后在频域上的表示为，

Y(k)＝X(k)H(k)+I(k)+W(k)我们进行信道估计的目的就是从接收到的信号中估计出H(k)来。

对于导频信号来说就是

Y_P(k)＝X_P(k)H_P(k)+I_P(k)+W_P(k)X_p(k)为已知的导频信号值，Y_p(k)为接收到的信号值，H_p(K)为子载波上的信道频率响应值，W_p(k)为子载波上的高斯白噪声AWGN，I_p(k)为的子信道间干扰ICI。

基于导频的信道估计可以分为两步，首先是估计出H_p(k)的值，然后对H_p(k)进行插值，恢复出H(k)的值。本发明的实现框图如图1所示，首先是在101对导频所在子信道进行LMMSE估计，然后是在102由滤波器插值得到整个信道的估计值。

其具体实现步骤和方法描述如下：

在时域信号通过傅立叶变换转为频域的信号之后，

(1)在OFDM通信系统的接收机首先由LS(Least Squares)最小二乘法获得信道冲激响应的粗估计值

{\hat{H}}_{p, ls} = [H_{p, ls} (0), H_{p, ls} (1), \dots, H_{p, ls} (N_{p} - 1)]^{T}

= X_{p}^{- 1} Y_{p}

= [\frac{Y_{p} (0)}{X_{p} (0)}, \frac{Y_{p} (1)}{X_{p} (1)}, \cdot \cdot \cdot, \frac{Y_{p} (N_{p} - 1)}{X_{p} (N_{p - 1})}]

其中X_p(0)，X_p(1)，…，X_p(N_p-1)为发送的导频，N_p为发送的导频的个数。为导频信号在子载波的对应位置。

(2)然后在LS粗估计的基础上由LMMSE(Linear MMSE)估计得到信道冲激响应的细估计值

通过对发射信号做平均，使用静态的导频值X_P(m)＝c，m＝0，1，...，N_P-1来获得简化的Linear MMSE估计方法为，

\hat{H_{P}} = R_{H_{p} H_{p}} {(R_{H_{p} H_{p}} + \frac{β}{SNR} I)}^{- 1} {\hat{H}}_{p, ls}

其中，

R_{H_{p} H_{p}} = E {H_{p} H_{p}^{H}},

为信道响应的自相关矩阵，可以通过发射机发送训练序列由接收机实测得到或者由事先统计测量得到；

SNR = E | X_{P} (k) |^{2} / σ_{n}^{2}

为导频载波信号的信噪比，可以在接收机实时测量得到；β＝E|X_P(k)|²·E|1/X_P(k)|²为依赖于调制信号星座图的常量，对于QPSK调制，β＝1。其具体实现及装置框图如图2所示。

(3)最后对LMMSE得到的信道冲激响应的细估计值进行滤波器插值(FilterInterpolation)得到整个信道的冲激响应值

滤波器插值的实现和装置框图如图3所示，先对相邻的两个导频估计值进行整数倍为I的内插，即在相邻的两个导频之间插入I-1个0值点，然后进行低通滤波，这样就插值得出了相邻两个导频之间数据载波的信道响应值，从而获得整个信道的冲激响应值。

从理论分析上，MMSE估计方法

{\hat{H}}_{p, MMSE} = R_{H_{p} H_{p, ls}} R_{H_{p} H_{p, ls}}^{- 1} {\hat{H}}_{p, ls}

= R_{H_{p} H_{p}} {(R_{H_{p} H_{p}} + σ_{n}^{2} {(X_{p} X_{p}^{H})}^{- 1})}^{- 1} {\hat{H}}_{p, ls}

总共需要进行两次矩阵求逆运算和矩阵乘法运算，计算量和处理较为复杂；而LMMSE估计方法则只需要一次矩阵求逆运算和矩阵乘法运算，在获得和MMSE比较接近的估计效果的基础上，处理复杂度大大降低。

下面，以实例对本发明作进一步详细的说明。

首先由发射机产生信道估计所用的OFDM导频信号，导频插入方式采用导频和数据为1∶3的梳状导频插入方式，导频值选取QPSK星座图上的一个点，本实施例取1+j作为导频信号。产生的导频信号经过逆傅立叶变换(IFFT)变为时域导频信号。

发射机把该时域导频信号发射到无线多径衰落信道上。

接收机中，信道估计方法和实现如图1所示：

接收机对时域导频信号进行傅立叶变换(FFT)后变为频域导频信号，由预先知道的导频插入位置提取出导频信号；该导频信号输入给101LMMSE估计模块，得到信道细估计值给102滤波器插值，输出整个信道的冲激响应值。

对应于图1的101LMMSE估计模块实现过程如图2所示，由统计先验信道冲激响应值201分为两路，一路在202矩阵运算器转置并求共轭后与未处理的另一路在203乘法器相乘得到信道自相关值，经过204加权累加器求平均之后得到信道自相关矩阵

与205存储的单位矩阵在206乘以接收机测量所得增益的积在207加法器相加，相加后的和在208矩阵运算器得到其逆矩阵；209接收导频信号在211除以参考导频值210(在本例中为1+j)得到LS信道粗估计值；204的信道自相关矩阵

与208得到结果以及211的LS信道粗估计值在212乘法器相乘得到LMMSE信道细估计值并由213输出该信道估计值。

对应于图1中滤波器102插值方法实现如图3所示，对于图1中101输出的导频子载波信道估计值，在图3的零值内插器301中首先进行4倍的上采样，即在每两个导频子载波信道估计值之间插入三个零，上采样后的信号序列经过低通滤波器(即LPF)302滤波插值后得到整个信道的冲激响应值，本实施例中LPF为一个51阶的FIR低通滤波器。

本发明方法中，导频插入方式除了位置固定的梳状导频之外，还可以是前后时隙的导频位置交错开的梅花状导频插入方式。仿真试验结果表明根据无线多径信道信噪比的不同，导频和数据信号的比例(1∶n)除了可以是1∶3之外，在信道信噪比比较高的情况下(例如大于8dB)还可以是1∶4和1∶5。

本文信道估计方法的主要部分LMMSE估计是MMSE估计的简化近似方法；本发明对于其他线性(例如MMSE的多项式近似算法)或者非线性的MMSE估计方法都可以取得相近似的信道估计的效果。

本发明使用的插值滤波器是阶数较高但是线性相位较好的FIR滤波器；当信道条件较好，接收机能够方便地补偿信道估计的相位偏移或者要求实现复杂度更低时，可以采用线性相位差一些但阶数较低的IIR滤波器或者其他滤波器。

Claims

1.正交频分复用通信系统中的信道估计方法，包括如下步骤：

(2)在无线多径衰落信道上发射该时域导频信号；

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：步骤(1)中的导频插入方式采用梳状导频插入方式。

3.根据权利要求2所述的方法，其特征在于：所述梳状导频插入方式中，导频与数据信号的比例是1比n的密集导频插入方式，n＝3，4，5。

4.根据权利要求1、2或3所述的方法，其特征在于：所述步骤(3)中的滤波器插值依次包括零值内插和低通滤波。

5、根据权利要求4所述的方法，其特征在于：所述低通滤波采用FIR滤波器或IIR滤波器。

6.根据权利要求4所述的方法，其特征在于：所述零值内插是对相邻导频信号所在子信道估计值进行n倍内插零，其中n是数据信号对于导频信号的倍数。